CN117411307A - 适用于宽中频交直流电源系统的单级无桥pfc变换器 - Google Patents

Abstract

适用于宽中频交直流电源系统的单级无桥PFC变换器，解决了无桥SEPIC型PFC变换器输入侧二极管桥臂会造成效率降低及输入电流过零畸变的问题，属于PFC变换器拓扑领域。本发明包括耦合电感(自感L₁、L₂，互感M，漏感L_e)、双向开关(功率开关管S₁与S₂)、储能电容C_s、输出滤波电容C_dc和四个二极管D₁、D₂、D₃、D₄；本发明输入侧二极管桥臂被完全移除，因其带来的效率降低与电流畸变问题不再存在；输出侧二极管工作于零电流关断模态，不存在二极管反向恢复的问题。引入耦合电感后，在保证输入电流低THD的条件下，电感元件的电感量得以显著减小，变换器体积有效减小，输入电流基波相移问题也得以有效解决。

Description

适用于宽中频交直流电源系统的单级无桥PFC变换器

技术领域

本发明涉及一种适用于宽中频交直流电源系统的单级无桥PFC变换器，属于单级单相无桥PFC变换器拓扑领域。

背景技术

航空交直流供电系统主要由变频交流电源及其交直流整流装置构成，其中变频交流电源采用具有更高发电效率的永磁同步发电机，其电源频率在360Hz～800Hz范围内变化；交直流整流装置将发电机一次电源输出的变频交流电二次变换转化为直流电，进而供给飞机的各种用电设备。交直流整流装置是飞机电源系统中重要组成部分，是保障飞机用电设备安全可靠工作的关键设备。

在交直流功率变换场合，SEPIC型PFC变换器因其具有输入电流连续、DCM下自动实现功率因数校正等优势而得到关注。相比于传统整流桥式SEPIC型PFC变换器，无桥SEPIC型PFC变换器减少了二极管的使用数量，具有较高的效率。考虑到SEPIC电路工作原理的复杂性，目前无桥SEPIC型PFC变换器拓扑较少，主要有无桥双SEPIC变换单元PFC变换器以及图腾柱式SEPIC型PFC变换器拓扑。

无桥双SEPIC变换单元PFC变换器采用两组SEPIC电路分别工作于交流输入电压的正负半周以实现功率因数校正，采用两组并行结构务必会存在元器件较多、结构复杂的缺点，目前应用较少。相比之下，图腾柱式SEPIC型PFC变换器中的输入滤波电感与中间储能单元均实现了元件复用，元件利用率较高，电路结构相对简单，变换器应用较多。但是，该拓扑的输入侧仍旧存在一个二极管桥臂，二极管的存在不仅会降低变换器效率，还会造成输入电流的过零畸变。此外，针对航空宽中频、输入电流低THD的高要求，无桥SEPIC型PFC变换器的输入滤波电感一般设计较大，较大的输入滤波电感不仅会降增大变换器体积，还会导致出现输入电流滞后于输入电压的基波相移问题，严重影响变换器的自动实现功率因数校正特性。

发明内容

针对无桥SEPIC型PFC变换器输入侧二极管桥臂会造成效率降低及输入电流过零畸变的问题，本发明提供一种适用于宽中频交直流电源系统的单级无桥PFC变换器。

本发明的一种适用于宽中频交直流电源系统的单级无桥PFC变换器，包括耦合电感、双向开关、储能电容C_s、输出滤波电容C_dc和四个二极管D₁、D₂、D₃、D₄；

输入电源的正极与耦合电感的一个自感L₁的同名端连接，所述一个自感L₁的异名端与双向开关的一端、储能电容C_s的一端同时连接，双向开关的另一端与输入电源的负极同时接地；

耦合电感的另一个自感L₂的同名端与二极管D₃的阳极、二极管D₄的阴极同时接地；所述另一个自感L₂的异名端与储能电容C_s的另一端与二极管D₁的阳极、二极管D₂的阴极同时连接；二极管D₁的阴极、二极管D₃的阴极同时与输出滤波电容C_dc的正极连接，二极管D₂的阳极、二极管D₄的阳极与输出滤波电容C_dc的负极连接。

作为优选，所述单级无桥PFC变换器工作于断续导通模式。

作为优选，开关频率f_s远大于发电机产生的交流电频率f_l，开关周期T_s的输入电压、储能电容电压均为定值。

作为优选，占空比的最大值为：

其中，V_dc表示负载电压，V_{ac_max}为输入电源的交流输入电压最大值。

作为优选，耦合电感的互感M的值为：

其中，V_dc表示负载电压，V_{ac_max}为输入电源的交流输入电压最大值，T_s表示开关周期，P_ac为单级无桥PFC变换器的输入功率。

作为优选，储能电容C_s的值为：

其中，d表示占空比，V_{ac_max}为输入电源的交流输入电压最大值，Δv_C为储能电容的电压纹波，T_s表示开关周期，M为耦合电感的互感。

作为优选，耦合电感的一个自感L₁的值为：

其中，ω_r为一个自感L₁产生的谐振频率，C_s为储能电容的值。

作为优选，ω_r为20％～30％的开关角频率。

本发明的有益效果，本发明采用简单的电路结构和控制即可实现交流侧的功率因数校正。变换器拓扑的优势主要表现在：仅使用一个耦合电感与一个储能电容，元器件利用率较高；输入侧二极管桥臂被完全移除，因其带来的效率降低与电流畸变问题不再存在；输出侧二极管工作于零电流关断模态，不存在二极管反向恢复的问题。此外，引入耦合电感后，在保证输入电流低THD的条件下，电感元件的电感量得以显著减小，变换器体积有效减小，输入电流基波相移问题也得以有效解决，对于360Hz～800Hz的宽中频交流电，变换器具有较好的功率因数校正效果。

附图说明

图1为图腾柱式SEPIC型PFC变换器电路图；

图2为所提出单级无桥PFC变换器电路图；

图3为考虑输入滤波电感压降的无桥SEPIC型PFC变换器交流侧等效电路与电压、电流矢量图，其中，图3(a)为交流侧等效电路图，图3(b)为输入电压、电流矢量图；

图4为正输入电压阶段变换器在一个开关周期内耦合电感电流，二极管D₁、D₂、D₃、D₄电流波形图；

图5为正输入电压阶段变换器在一个开关周期内三个模态图，其中，图5(a)为模态I，图5(b)为模态II，图5(c)为模态III；

图6为负输入电压阶段变换器在一个开关周期内耦合电感电流，二极管D₁、D₂、D₃、D₄电流波形图；

图7为负输入电压阶段变换器在一个开关周期内三个模态图，其中，图7(a)为模态IV，图7(b)为模态V，图7(c)为模态VI；

图8为一个开关周期内储能电容两端电压与电流的波形图；

图9为交流输入115V/800Hz，输出270V/1000W条件下输入电压、电流波形对比图，其中，图9(a)为图腾柱式SEPIC型PFC变换器输入电压、电流波形，图9(b)为所提出单级无桥PFC变换器输入电压、电流波形。

具体实施方式

下面将结合本发明实施例中的附图，对本发明实施例中的技术方案进行清楚、完整地描述，显然，所描述的实施例仅仅是本发明一部分实施例，而不是全部的实施例。基于本发明中的实施例，本领域普通技术人员在没有作出创造性劳动的前提下所获得的所有其他实施例，都属于本发明保护的范围。

需要说明的是，在不冲突的情况下，本发明中的实施例及实施例中的特征可以相互组合。

下面结合附图和具体实施例对本发明作进一步说明，但不作为本发明的限定。

对无桥SEPIC型PFC变换器的输入电流基波相移问题进行具体说明：以图腾柱式SEPIC型PFC变换器为例，如图1所示，输入桥臂电压可表示为：

v_AB＝[|v_ac|(1-d)+V_dcΔ₁]·sgn(v_ac)

式中，v_ac为交流输入电压，V_dc为直流输出电压，d为占空比，Δ₁为放电阶段时间占比。sgn()为符号函数，具体表示如下：

同时依据输入滤波电感两端电压满足的伏秒平衡可得：

d|v_ac|＝Δ₁V_dc

输入侧实现单位功率因数校正，可得：

v_ac＝r·i_ac

式中，r为输入等效电阻，i_ac为输入电流。结合上面给出的式子，可以得到：

v_AB＝r·i_ac

依据上式得到宽中频交流输入下考虑输入滤波电感压降的无桥SEPIC型PFC变换器交流侧等效电路与电压、电流矢量图，如图3(a)和图3(b)所示。

由交流侧等效电路可得等效输入阻抗Z_ac，可表示为：

Z_ac＝r+jωL₁

式中，ω为交流输入角频率，L₁为输入滤波电感。同时由电压、电流矢量图得到输入电流滞后相位角θ，表示为：

由上式可知，变换器输入电流滞后于输入电压的滞后角度与交流输入频率、输入滤波电感大小以及输入功率有关。交流输入频率越高、输入滤波电感越大、输入功率越大，输入电流滞后角度越大，输入侧功率因数越低。在交流输入频率较大的航空宽中频领域，为实现输入电流的低THD，无桥SEPIC型PFC变换器的输入滤波电感一般设计较大，为mH级。较高的输入频率(360Hz～800Hz)、较大的输入滤波电感使得无桥SEPIC型PFC变换器在该使用领域的输入电流基波相移问题更为严重。

针对上述电流基波相移问题，本实施方式给出一种适用于宽中频交直流电源系统的单级无桥PFC变换器，如图2所示，包括耦合电感(自感L₁、L₂，互感M，漏感L_e)、双向开关(反向串联功率开关管S₁与S₂)、储能电容C_s、输出滤波电容C_dc和四个二极管D₁、D₂、D₃、D₄；其中，反向串联开关管开关动作相同，相当于一个双向开关管。输入电源的正极与耦合电感的一个自感L₁的同名端连接，所述一个自感L₁的异名端与双向开关的一端、储能电容C_s的一端同时连接，双向开关的另一端与输入电源的负极同时接地；耦合电感的另一个自感L₂的同名端与二极管D₃的阳极、二极管D₄的阴极同时接地；所述另一个自感L₂的异名端与储能电容C_s的另一端与二极管D₁的阳极、二极管D₂的阴极同时连接；二极管D₁的阴极、二极管D₃的阴极同时与输出滤波电容C_dc的正极连接，二极管D₂的阳极、二极管D₄的阳极与输出滤波电容C_dc的负极连接。由于提出的变换器拓扑不存在输入侧二极管桥臂，因此由二极管带来的效率降低与电流畸变问题不再存在。

在对提出变换器工作原理分析前，做出如下说明：

1)电路工作于断续导通模式(DCM)；

2)忽略使用元器件寄生参数、导通压降以及线路参数的影响；

3)开关频率f_s远大于发电机产生的交流电频率f_l，开关周期T_s输入电压视为定值V_ac，储能电容电压视为定值V_C。

依据交流输入电压正负半周内功率开关管S₁与S₂的驱动情况，变换器共存在六种不同的工作模态。输入电压正半周内电路在一个开关周期的电流波形如图4所示，对应三个工作模态如图5所示；输入电压负半周内电路在一个开关周期的电流波形如图6所示，对应三个工作模态如图7所示。

模态1(如图5(a)所示)：功率开关管S₁与S₂导通。根据电磁感应定律，在端口电压、电流为关联参考方向，且自感磁通与电流符合右手螺旋关系时，耦合电感端口电压、电流的关系式如下：

对上式变形可得：

直流侧二极管承受反压而处于关断状态，负载由输出滤波电容C_dc提供能量。

模态2(如图5(b)所示)：功率开关管S₁与S₂关断，二极管D₁与D₄导通。耦合电感开始向储能电容C_s以及负载放电，其端口电压、电流的关系式如下：

对上式变形可得：

模态3(如图5(c)所示)：功率开关管S₁与S₂关断，二极管D₁与D₄因电流下降为0而关断。耦合电感通过储能电容C_s与交流源进行续流，其端口电压、电流的关系式如下：

对上式变形可得：

该阶段负载由输出滤波电容C_dc提供能量。

模态4(如图7(a)所示)：功率开关管S₁与S₂导通。根据电磁感应定律，在端口电压、电流为关联参考方向，且自感磁通与电流符合右手螺旋关系时，耦合电感端口电压、电流的关系式如下：

对上式变形可得：

直流侧二极管承受反压而处于关断状态，负载由输出滤波电容C_dc提供能量。

模态5(如图7(b)所示)：功率开关管S₁与S₂关断，二极管D₂与D₃导通。耦合电感开始向储能电容C_s以及负载放电，其端口电压、电流的关系式如下：

对上式变形可得：

模态6(如图7(c)所示)：功率开关管S₁与S₂关断，二极管D₂与D₃因电流下降为0而关断。耦合电感通过储能电容C_s与交流源进行续流，其端口电压、电流的关系式如下：

对上式变形可得：

该阶段负载由输出滤波电容C_dc提供能量。

耦合电感为无源元件，只起到能量传递的作用，开关周期内平均电流为0。结合得到的不同阶段耦合电感电流斜率关系式，可以得到：

式中，d为占空比，Δ₁为模态2/5时间占比，Δ₂为模态3/6时间占比。

对上式化简，可以得到：

观察上式可知，采用耦合电感时储能电容两端电压与输入电压相等，且变换器电压增益与d/Δ₁有关。由前面工作原理分析可知，在模态2/5期间，耦合电感向储能电容与负载侧放电，输出侧二极管电流的放电斜率可表示为：

可以看到，输出侧二极管电流呈线性下降，其电流波形为三角波。根据等效面积原理，得到输出二极管的平均电流，表示如下：

式中，T_s为开关周期。

基于输入侧-输出侧功率守恒，得到输入电流的表达式。

将瞬时输入电压v_ac＝V_{ac_max}sin(2πf_l·t)代入上式，即可得到变换器瞬时输入电流，表示如下：

式中，V_{ac_max}为输入电压峰值。

由电流表达式可知，该变换器保留了SEPIC型PFC自动实现功率因数校正的能力，不同于其他变换器，该变换器的输入电流与耦合电感的电感参数相关。根据模态1/4阶段输入电流的变化斜率表达式可知，当L₂＝M时，输入电流可实现零纹波，完全能够满足航空领域低THD的要求，此时自感L₁的电感量得以显著降低，由大电感带来的基波相移问题得以有效解决。

对耦合电感设计时，漏感L_e一般为自感L₁的10％，设计L₂＝M。变换器的输入功率P_ac可表示为：

由上式可知，在电路参数一定时，变换器的最大输入功率受占空比上限的限制。为保证DCM工作，占空比的最大值表示为：

由此得到互感M的设计公式：

一个开关周期内，储能电容电压、电流波形如图8所示。在双向开关管导通期间，储能电容向耦合电感放电，放电电流的最大值表示为：

依据储能电容充放电过程，可以得到其电压纹波Δv_C的表达式：

式中，C_s为储能电容容值，Δt_C为电容放电时间，表示为：

Δt_C＝d(1-d)T_s

由此得到储能电容电压纹波的表达式：

由上式可知，当占空比d、开关周期T_S以及互感M一定时，储能电容的高频电压纹波Δv_C在交流输入电压峰值处达到最大，因此在对储能电容设计时，需使得输入电压峰值处的高频电压纹波满足纹波要求，由此得到储能电容C_s的设计公式：

其中，Δv_C设计为输入电压峰值的20％～30％。

在确定储能电容后，为防止储能电容也与电路电感产生高频振荡，对自感L₁进行设计，使其产生的谐振频率ω_r远高于交流输入电源频率，且远低于开关频率，L₁的设计公式如下：

式中，ω_r设计为20％～30％的开关角频率。

以变频交直流电源系统高频输入电压115V/800Hz、功率1kW，输出电压270V为例，进行电感、电容参数的设计。

设计开关频率为50kHz，基于给出的电压指标，根据耦合电感互感值M的计算公式，得到M的上限值。

取值M＝L₂＝50μH。

确定占空比上限值：

占空比取值d＝0.5，Δv_C设计为输入电压峰值的20％，代入储能电容计算公式，得到：

谐振频率ω_r设计为20％的开关角频率，由此得到耦合电感的自感L₁，计算结果如下：

从而得到耦合电感参数相比于无桥SEPIC型PFC拓扑较大的mH级别的输入滤波电感，该变换器的电感值得以显著降低，减小了约10倍，因输入频率较高而带来的基波相移问题得以有效解决。

基于上述电感、电容参数，对所提变换器在航空中频下的输入侧功率因数校正情况进行仿真验证，仿真结果如图9所示，其中图9(a)为图腾柱式SEPIC型PFC变换器输入电压、电流波形，图9(b)为所提出单级无桥PFC变换器输入电压、电流波形。从仿真结果可以看出，所提变换器在800Hz交流输入下输入电流能够与交流输入电压同相位，且纹波极低，同时基波相移的问题得到有效解决。虽然在本文中参照了特定的实施方式来描述本发明，但是应该理解的是，这些实施例仅仅是本发明的原理和应用的示例。因此应该理解的是，可以对示例性的实施例进行许多修改，并且可以设计出其他的布置，只要不偏离所附权利要求所限定的本发明的精神和范围。应该理解的是，可以通过不同于原始权利要求所描述的方式来结合不同的从属权利要求和本文中所述的特征。还可以理解的是，结合单独实施例所描述的特征可以使用在其他所述实施例中。

Claims (8)

1.适用于宽中频交直流电源系统的单级无桥PFC变换器，其特征在于，所述单级无桥PFC变换器包括耦合电感、双向开关、储能电容C_s、输出滤波电容C_dc和四个二极管D₁、D₂、D₃、D₄；

输入电源的正极与耦合电感的一个自感L₁的同名端连接，所述一个自感L₁的异名端与双向开关的一端、储能电容C_s的一端同时连接，双向开关的另一端与输入电源的负极同时接地；

耦合电感的另一个自感L₂的同名端与二极管D₃的阳极、二极管D₄的阴极同时接地；所述另一个自感L₂的异名端与储能电容C_s的另一端与二极管D₁的阳极、二极管D₂的阴极同时连接；二极管D₁的阴极、二极管D₃的阴极同时与输出滤波电容C_dc的正极连接，二极管D₂的阳极、二极管D₄的阳极与输出滤波电容C_dc的负极连接。

2.根据权利要求1所述的适用于宽中频交直流电源系统的单级无桥PFC变换器，其特征在于，所述单级无桥PFC变换器工作于断续导通模式。

3.根据权利要求2所述的适用于宽中频交直流电源系统的单级无桥PFC变换器，其特征在于，开关频率f_s远大于发电机产生的交流电频率f_l，开关周期T_s的输入电压、储能电容电压均为定值。

4.根据权利要求3所述的适用于宽中频交直流电源系统的单级无桥PFC变换器，其特征在于，占空比的最大值为：

其中，V_dc表示负载电压，V_{ac_max}为输入电源的输入电压峰值。

5.根据权利要求3所述的适用于宽中频交直流电源系统的单级无桥PFC变换器，其特征在于，耦合电感的互感M的值为：

其中，V_dc表示负载电压，V_{ac_max}为输入电源的输入电压峰值，T_s表示开关周期，P_ac为单级无桥PFC变换器的输入功率。

6.根据权利要求5所述的适用于宽中频交直流电源系统的单级无桥PFC变换器，其特征在于，储能电容C_s的值为：

其中，d表示占空比，V_{ac_max}为输入电源的输入电压峰值，Δv_C为储能电容的电压纹波，T_s表示开关周期，M为耦合电感的互感。

7.根据权利要求6所述的适用于宽中频交直流电源系统的单级无桥PFC变换器，其特征在于，耦合电感的一个自感L₁的值为：

其中，ω_r为一个自感L₁产生的谐振频率，C_s为储能电容的值。

8.根据权利要求7所述的适用于宽中频交直流电源系统的单级无桥PFC变换器，其特征在于，ω_r为20％～30％的开关角频率。