CN117378122A - 复合谐振电路的驱动控制装置及非接触供电系统 - Google Patents

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Abstract

本申请提供复合谐振电路的驱动控制装置，所述复合谐振电路的驱动控制装置仅使用送电侧的信息，与现有技术相比较，在短时间内控制为最佳的动作频率。所述复合谐振电路的驱动控制装置对复合谐振电路进行驱动控制，所述复合谐振电路由包括相互电磁耦合的送电和受电线圈的电感L的多个LC谐振电路构成。复合谐振电路的驱动控制装置具备：逆变器电路，通过以预定的动作频率对输入的直流电力进行开关，将所述直流电力转换为交流电力，并对所述复合谐振电路进行驱动；输入电流检测器，对所述逆变器电路的输入电流进行检测；以及频率控制及驱动部，使用预定的极值搜索法，边使所述动作频率变化、边产生所述逆变器电路的驱动信号，并对所述逆变器电路进行驱动，基于所述检测到的输入电流，搜索所述复合谐振电路的谐振频率，基于所述搜索到的谐振频率，设定所述动作频率。

Description

复合谐振电路的驱动控制装置及非接触供电系统
技术领域
本发明涉及对具备多个谐振电路的复合谐振电路进行驱动控制的复合谐振电路的驱动控制装置、以及使用了所述复合谐振电路的驱动控制装置的非接触供电系统。
背景技术
以往，例如无线输送车(AGV(Automatic Guided Vehicle：自动引导车)等移动体搭载有锂离子电池等充电电池。当对该充电电池进行充电时，在使AGV移动至充电站之后，使搭载于AGV的受电线圈与充电站的送电线圈电磁耦合，在非接触充电系统中进行非接触充电。
在使用了所述非接触供电的非接触供电系统中，为了提高便利性、安全性而进行了广泛的研究。在所使用的应用中，有时送电和受电线圈间的位置关系会产生变动，由此引起的磁特性的变化成为较高地保持电力转换(供给)效率的阻碍因素之一。这里，由于送电和受电线圈间的位置关系的变动引起的耦合度k及电感L的变化，从而谐振频率产生变化，因此，由于传输效率、功率因数的降低，电路的电力转换效率变差。因此，需要根据送电和受电线圈间的位置关系的变动，控制为最佳的动作频率。
另外，例如在专利文献1所涉及的非接触供电系统中，为了确定最佳动作频率，使用了使用受电侧的信息的方法。
现有技术文献
专利文献
专利文献1：日本特许第6201388号公报
发明的概要
发明要解决的技术问题
但是，在为了确定最佳动作频率而使用受电侧的信息的方法中，需要送电和受电之间的通信，存在耗费通信时间所对应的时间的技术问题。
发明内容
本发明的目的在于提供一种复合谐振电路的驱动控制装置、以及使用了所述复合谐振电路的驱动控制装置的非接触供电系统，该复合谐振电路的驱动控制装置与现有技术相比较，能够仅使用送电侧的信息，在短时间内控制为最佳的动作频率。
用于解决技术问题的方案
本发明的一个方式所涉及的复合谐振电路的驱动控制装置，对复合谐振电路进行驱动控制，所述复合谐振电路由包括相互电磁耦合的送电和受电线圈的电感L的多个LC谐振电路构成，所述复合谐振电路的驱动控制装置具备：
逆变器电路，通过以预定的动作频率对输入的直流电力进行开关，将所述直流电力转换为交流电力，并对所述复合谐振电路进行驱动；
输入电流检测器，对所述逆变器电路的输入电流进行检测；以及
频率控制及驱动部，电流检测器使用预定的极值搜索法，边使所述动作频率变化、边产生所述逆变器电路的驱动信号，并对所述逆变器电路进行驱动，基于所述检测到的输入电流，搜索所述复合谐振电路的谐振频率，基于所述搜索到的谐振频率，设定所述动作频率。
发明的效果
因此，根据本发明所涉及的复合谐振电路的驱动控制装置，与现有技术相比较，能够仅使用送电侧的信息，在短时间内控制为最佳的动作频率。
附图说明
图1是示出实施方式所涉及的非接触供电系统的构成例的框图。
图2是示出图1的频率控制及驱动部17的详细构成例的框图。
图3是示出非接触供电系统的基本电路的电路图。
图4是示出图3的非接触供电系统中的传输效率及输入功率因数的频率特性的一个例子的图表。
图5是示出负载为充电电池时的、充电电流及等效负载电阻相对于充电电压的特性的图表。
图6是示出对充电电池进行充电时的充电曲线的一个例子的图表。
图7是示出非接触供电系统中使用的谐振腔的输入输出间增益的频率特性的图表。
图8是示出用于说明通过图1的频率控制及驱动部17的频率搜索的方法的输入阻抗Zin的相位θ的频率特性的图表。
图9A是示出图8的L性区域中的输入电流波形的图。
图9B是示出图8的谐振频率下的输入电流波形的图。
图9C是示出图8的C性区域中的输入电流波形的图。
图10是表示图1的频率控制及驱动部17的动作的各信号的时序图。
图11是示出图2的开关检测及判定电路通过将检测信号S46与开关检测信号SWDS进行比较来检测频率的开关的动作的时序图。
图12是示出用于说明通过图2的单触发脉冲发生器(OPG)46所产生的检测信号S46的高电平期间的设定的、检测信号S45与开关检测信号SWDS的时间关系的时序图。
图13是示出用于说明通过图2的单触发脉冲发生器(OPG)46所产生的检测信号S46的高电平期间的设定的、检测信号S46与开关检测信号SWDS的时间关系的时序图。
图14是示出用于说明图2的SWDS信号的低电平期间的设定的、检测信号S46与SWDS信号时间关系(NG事例)的时序图。
图15是示出用于说明图2的SWDS信号的低电平期间的设定的、检测信号S46与SWDS信号的时间关系(OK事例)的时序图。
图16是示出输入电压及输入电流的相位差的频率特性的图表，该输入电压及输入电流的相位差的频率特性表示在图2的频率控制及驱动部17中，检测了谐振频率之后，用于达成零电压开关(ZVS)的安全冗余量的调整方法。
图17是示出由图1的非接触供电系统执行的频率搜索及供电开始处理的流程图。
图18A是示出表示基于扫描法的频率搜索方法的、输入阻抗Zin的相位θ的频率特性的图表。
图18B是图18A的谐振频率下的输入电流的波形图。
图19是示出通过图2的频率控制及驱动部17执行的、基于扫描法的频率搜索处理(从动作频率的下限开始的情况)的流程图。
图20是示出通过图2的频率控制及驱动部17执行的、基于扫描法的频率搜索处理(从动作频率的上限开始的情况)的流程图。
图21A是示出表示基于爬山法的频率搜索方法的、输入阻抗Zin的相位θ的频率特性的图表。
图21B是图21A的谐振频率下的输入电流的波形图。
图22A是示出通过图2的频率控制及驱动部17执行的、基于爬山法的频率搜索处理(从动作频率的下限开始的情况)的第一部分的流程图。
图22B是示出通过图2的频率控制及驱动部17执行的、基于爬山法的频率搜索处理(从动作频率的下限开始的情况)的第二部分的流程图。
图23A是示出通过图2的频率控制及驱动部17执行的、基于爬山法的频率搜索处理(从动作频率的上限开始的情况)的第一部分的流程图。
图23B是示出通过图2的频率控制及驱动部17执行的、基于爬山法的频率搜索处理(从动作频率的上限开始的情况)的第二部分的流程图。
图24A是示出实施方式所涉及的复合谐振电路的构成例的电路图。
图24B是示出变形例1所涉及的复合谐振电路的构成例的电路图。
图24C是示出变形例2所涉及的复合谐振电路的构成例的电路图。
图24D是示出变形例3所涉及的复合谐振电路的构成例的电路图。
图24E是示出变形例4所涉及的复合谐振电路的构成例的电路图。
图24F是示出变形例5所涉及的复合谐振电路的构成例的电路图。
图24G是示出变形例6所涉及的复合谐振电路的构成例的电路图。
图24H是示出变形例7所涉及的复合谐振电路的构成例的电路图。
图24I是示出变形例8所涉及的复合谐振电路的构成例的电路图。
图24J是示出变形例9所涉及的复合谐振电路的构成例的电路图。
图24K是示出变形例10所涉及的复合谐振电路的构成例的电路图。
图24L是示出变形例11所涉及的复合谐振电路的构成例的电路图。
图24M是示出变形例12所涉及的复合谐振电路的构成例的电路图。
图24N是示出变形例13所涉及的复合谐振电路的构成例的电路图。
图25A是示出变形例14所涉及的整流电路的构成例的电路图。
图25B是示出变形例15所涉及的整流电路的构成例的电路图。
图25C是示出变形例16所涉及的整流电路的构成例的电路图。
图25D是示出变形例17所涉及的整流电路的构成例的电路图。
图25E是示出变形例18所涉及的整流电路的构成例的电路图。
具体实施方式
下面，参照附图对本发明所涉及的实施方式及变形例进行说明。需要说明，对于相同或同样的构成元素标注了相同的附图标记。
(发明人的见解)
图3是示出非接触供电系统的基本电路的电路图。在图3中，送电侧的交流电源30经由作为电阻R1和电感器L1和电容器C1的串联电路的送电侧RLC谐振电路、以及作为电阻R2和电感器L2和电容器C2的串联电路的受电侧RLC谐振电路而与电阻RL连接。这里，电感器L1和电感器L2以耦合度k而电磁耦合，构成变压器TR1。在如上所述地构成的非接触供电系统中，来自交流电源30的交流电力经由送电侧RLC谐振电路及受电侧RLC谐振电路而被传输至电阻RL。
图4是示出图3的非接触供电系统中的传输效率及输入功率因数的频率特性的一个例子的图表。根据图4明确可知，由于送电和受电线圈间(电感器L1、L2间)的位置关系的变动引起的耦合度k及电感L的变化，从而谐振频率产生变化，因此，由于传输效率或输入功率因数的降低，从而电路的电力转换效率变差。因此，需要根据送电和受电线圈间的位置关系的变动，控制为最佳的动作频率(逆变器电路的开关频率)。为了解决该技术问题，研究了下面的非接触供电系统。
(实施方式)
图1是示出实施方式所涉及的非接触供电系统的构成例的框图。
在图1的非接触供电系统中，其特征在于，提供一种复合谐振电路的驱动控制装置，其中，通过检测送电装置100的输入电流Iin，在每次送电线圈间(电感器L1、L2间)的位置关系变化时，进行用于使逆变器电路12的动作频率(开关频率)最佳化的频率搜索，使电力转换效率最大化。这里，最佳的动作频率是传输效率及输入功率因数为最大、且成为零电压开关(ZVS)动作的动作频率。由此，在本实施方式中具有下面的特有效果。
(1)能够删除用于使传输效率最大化的受电装置200的DC/DC转换器23。在图1中，为了变形例，插入有DC/DC转换器23，但是，在本实施方式中，也可以详细情况如后述那样，删除DC/DC转换器23。
(2)为了能够在送电装置100中使效率最大化，不需要进行基于受电装置200中的DC/DC转换器23的阻抗匹配。
例如在AGV系统中，其特征在于，在使AGV移动至充电站之后，使搭载于AGV的受电线圈与充电站的送电线圈电磁耦合，在非接触充电系统中进行非接触充电，但是，在该充电前，执行包括本实施方式所涉及的频率搜索的动作频率的最佳化处理。
图5是示出负载为充电电池时的、充电电流及等效负载电阻相对于充电电压的特性的图表，图6是示出对充电电池进行充电时的充电曲线的一个例子的图表。此外，图7是示出非接触供电系统中使用的谐振腔的输入输出间增益的频率特性的图表。需要说明，在图6中，CC充电区域是恒定电流充电区域，CV充电区域是恒定电压充电区域。
根据图5明确可知，根据充电电池的剩余电量，负载RL产生变动。其结果是，如图7所示，作为电路的输出特性的输出电压及输出电流产生变动。因此，例如图6所示，需要用于满足充电电池的充电曲线的控制。
图8是示出用于说明基于图1的频率控制及驱动部17的频率搜索的方法的输入阻抗Zin的相位θ的频率特性的图表。此外，图9A是示出图8的L性区域中的输入电流波形的图，图9B是示出图8的谐振频率中的输入电流波形的图，图9C是示出图8的C性区域中的输入电流波形的图。
在本实施方式中，如图8～图9C所示，其特征在于，使用在逆变器电路12的动作频率的范围内，在输入功率因数为1的点的谐振频率下几乎不流动负电流的情况，判断输入电流是否是负电流或其邻域值并进行频率搜索，从而将动作频率设定为最佳的谐振频率。需要说明，为了使逆变器电路12进行零电压开关(ZVS)动作，优选使逆变器电路12的动作频率从频率搜索到的复合谐振电路的谐振频率向低频侧移动1kHz左右并设定而使其进行动作。
图1的非接触供电系统构成为具备送电装置100、以及受电装置200。这里，送电装置100构成为具备功率因数改善电路(下面，称为PFC电路。)11、电容器C30、包括控制PFC电路11的动作的PFC控制部的送电控制部16、电流检测器18、频率控制及驱动部17、送电LC谐振电路13、以及具有天线15A的无线通信电路15。
这里，通过电流检测器18、逆变器电路12、以及频率控制及驱动部17，构成复合谐振电路的驱动控制装置50，该复合谐振电路的驱动控制装置50对包括送电LC谐振电路13及受电LC谐振电路14的复合谐振电路进行驱动控制。这里，如参照图16在后面描述的那样，优选复合谐振电路在逆变器电路12的动作频率范围内具有在送电LC谐振电路13中流动的电流与施加于送电LC谐振电路13的电压的相位差为0、功率因数为1的谐振频率。
另一方面，受电装置200构成为具备受电LC谐振电路14、整流电路22、DC/DC转换器23、负载24、检测负载24的电压及电流并控制DC/DC转换器23的受电控制部20、以及具有天线25A的无线通信电路25。
这里，送电装置100和受电装置200例如为了充电等电源供给而位彼此附近。由此，送电LC谐振电路13与受电LC谐振电路14例如电磁耦合而构成变压器TR1。此外，无线通信电路15和无线通信电路25分别通过使用天线15A、25A进行无线通信，从而发送接收所需的信息数据。需要说明，详细情况如后面描述的那样，PFC电路11也可以是整流电路和DC/DC转换器的级联电路。DC/DC转换器将输入的直流电压转换为预定的直流电压。在本实施方式中，受电控制部20进行充电完成判定，经由无线通信电路25、15将其信息发送至送电控制部16。
在图1的送电装置100中，PFC电路11例如将来自商用交流电源等交流电源30的交流电压、即输入电压Vin转换为直流电压，且基于送电控制部16内的PFC控制部的控制使用预定的功率因数改善方法对输入电压进行功率因数改善处理，将输出电压经由电容器C30及电流检测器18向逆变器电路12输出。电流检测器18检测输入电流Iin并将具有与该输入电流Iin对应(例如成比例)的电平的输入电流信号SIin向频率控制及驱动部17输出。在基于频率控制及驱动部17的前置处理中，在执行了基于输入电流信号SIin及动作频率设定谐振频率的频率搜索处理之后，逆变器电路12通过基于来自频率控制及驱动部17的例如PWM栅极信号进行开关，从而将输入的直流电压转换为预定的交流电压，并经由送电LC谐振电路13、受电LC谐振电路14向整流电路22输出。
这里，送电控制部16的PFC控制部从受电控制部20经由无线通信电路25、15接收针对负载24的输出电压及输出电流等的负载信息，基于该负载信息，以进行所述功率因数改善处理的方式对PFC电路11进行控制。送电LC谐振电路13是例如图24A所图示的由电感器L1和电容器C1构成的LC谐振电路，基于输入电压以预定的谐振频率fr进行谐振，产生包括具有该谐振频率fr的交流电压的交流电力，并向与送电LC谐振电路13耦合的受电LC谐振电路14送电。
在图1的受电装置200中，受电LC谐振电路14是例如图24A图示的由电感器L2和电容器C2构成的LC谐振电路，接收来自送电LC谐振电路13的交流电力，并将该交流电力的交流电压向整流电路22输出。整流电路22将输入的交流电压整流为直流电压并向负载24输出。受电控制部20检测针对负载24的输出电压及输出电流，将包括它们的信息及充电完成判定信息的信息经由无线通信电路25、15向送电控制部16发送。
需要说明，详细情况如后面描述的那样，整流电路22例如也可以是半波整流电路、双波整流电路、全桥整流电路、半有源整流电路、倍压整流电路、或倍流整流电路等整流电路。此外，整流电路22也可以将输入的交流电力整流为直流电力。
图2是示出图1的频率控制及驱动部17的详细构成例的框图。
在图2中，频率控制及驱动部17构成为具备负电流检测电路40、开关检测及判定电路47、开关频率控制电路48、以及驱动信号产生电路49。这里，负电流检测电路40构成为具备信号放大器41、比较器42、延迟电路43、单触发脉冲发生器(下面，称为OPG)44、与门45、以及OPG46。此外，开关检测及判定电路47包括SWDS发生器47A，该SWDS发生器47A产生作为具有预定的脉冲宽度的开关检测信号的SWDS信号。
来自电流检测器18的输入电流信号SIin经由信号放大器41输入至比较器42的反转输入端子。比较器42的反转输入端子输入零电压。比较器42将输入电流信号SIin与零电压进行比较，从而产生表示是否产生了负电流的检测信号S42并向与门45输出。这里，检测信号S42在产生负电流时成为高电平，另一方面，在未产生负电流时成为低电平。来自送电控制部16的预定宽度的栅极信号Sgate经由延迟电路43而被输入至OPG44，该延迟电路43为了和与门45中的负电流检测定时一致而延迟与另一个电路的延迟时间对应的时间。OPG44响应输入信号的上升而产生作为预定宽度的脉冲的栅极宽度信号S44并向与门45输出。与门45对输入的两个信号的逻辑积进行运算，并将运算后的检测信号S45向OPG46输出。OPG46响应输入的检测信号S45的上升而产生作为预定宽度的脉冲的检测信号S46并向开关检测及判定电路47输出。
开关检测及判定电路47在基于输入的检测信号S46、以及SWDS信号均为低电平时，判定为逆变器电路12的动作频率被设定为谐振频率，并将判定信号向开关频率控制电路48输出。开关频率控制电路48执行后述的频率搜索处理，向驱动信号产生电路49输出表示应设定的开关频率的信号。与此响应，驱动信号产生电路49产生具有所指定的动作频率的栅极控制信号S1～S4并施加于逆变器电路12的MOS晶体管的栅极。
图10是示出图1的频率控制及驱动部17的动作的一个例子的各信号的时序图。基于图10明确可知，频率控制及驱动部17能够基于输入电流信号SIin及栅极信号Sgate，产生检测信号S42、S44、S45、S46。
图11是示出图2的开关检测及判定电路通过将检测信号S46与SWDS信号进行比较来检测频率的开关的动作的时序图。需要说明，在图11～图15的时序图中，为了便于图示，为了使各检测信号S45、S46与SWDS信号的不同更加明确，图示出使SWDS信号的电平稍微向上侧进行了位移的情况。
开关频率控制电路48以使逆变器电路12的动作频率上升或下降的方式进行控制直至判定为谐振频率。针对于此，如图11的111所示，前级的开关检测及判定电路47在检测信号S46和SWDS信号均成为低电平时判定为是谐振频率。这里，为了防止误检测，也可以构成为通过送电控制部16对例如两个信号的预定脉冲数进行计数。
接着，关于OPG46输出的检测信号S46的脉冲宽度(高电平期间)，将在下面进行说明。
图12是示出用于说明通过图2的OPG46所产生的检测信号S46的脉冲宽度(高电平期间)的设定的、检测信号S45与SWDS信号的时间关系的时序。此外，图13是示出用于说明通过图2的OPG(OPG)46所产生的检测信号S46的高电平期间的设定的、检测信号S46与SWDS信号的时间关系的时序图。
基于图12的112明确可知，一般情况下，与门45输出的检测信号S45的脉冲宽度较短，因此，通过将OPG46设置在后段，从而如图13的113所示，防止了包括检测定时错开的情况在内的谐振频率的误检测。
因此，检测信号S46的脉冲宽度为(1)与门45的检测信号S45的脉冲宽度以上、且(2)逆变器电路12的开关频率fsw的周期Tfsw以下即可。由此，如果OPG46输出一个脉冲，则可以以最大值保持高电平期间，直到下一个与门45的检测信号S45的输出端。
接着，关于SWDS信号的低电平期间，将在下面进行说明。
图14是示出用于说明图2的SWDS信号的低电平期间的设定的、检测信号S46与SWDS信号的时间关系(NG事例)的时序图。此外，图15是用于说明图2的SWDS信号的低电平期间的设定的、检测信号S46与SWDS信号的时间关系(OK事例)的时序图。
SWDS信号的低电平期间被设定为与门45的检测信号S45的高电平期间以下。其理由是：因为如图14的NG事例的114所示，如果SWDS信号的低电平期间比检测信号S45长，则在SWDS信号的一个脉冲的低电平期间，存在开关检测及判定电路47对检测信号S46的二进制信号中的低电平和高电平的双方进行检测的可能性。在这种情况下，无法正确地搜索动作频率。针对于此，在图15的OK事例中示出了：在SWDS信号的一个脉冲的低电平期间，开关检测及判定电路47能够对检测信号S46的二进制信号中的低电平和高电平中的任意一方进行检测。
图16是示出表示在图2的频率控制及驱动部17中检测了谐振频率之后用于达成零电压开关(ZVS)的安全冗余量的调整方法的、输入电压及输入电流的相位差(施加于送电LC谐振电路13的电压与送电LC谐振电路13中流动的电流的相位差)的频率特性的图表。基于图16明确可知，本实施方式所涉及的复合谐振电路在逆变器电路12的动作频率范围内，具有送电LC谐振电路13中流动的电流与施加于送电LC谐振电路13的电压的相位差为0、功率因数为1的谐振频率。
在本实施方式中，如上所述，在开关检测及判定电路47检测了开关之后，开关频率控制电路48对应于负载的大小搜索并调整动作频率，基于作为最佳动作频率的谐振频率设定动作频率。这里，如图16所示，在重负载的情况下(频率83.5kHz以下)，优选以传输效率或输入功率因数不会大幅降低的程度(例如0.5～1kHz)而使动作频率降低的方式进行控制。另一方面，在轻负载的情况下(频率83.5kHz以上)，优选以传输效率或输入功率因数不会大幅降低的程度(例如0.5～1kHz)而使动作频率提高的方式进行控制。
接着，下面对通过图1的非接触供电系统及频率控制及驱动部17所执行的频率搜索及供电开始处理的具体例进行说明。
图17是示出通过图1的非接触供电系统执行的频率搜索及供电开始处理的流程图。
在图17的步骤S1中，首先，送电控制部16经由无线通信电路15、25与受电控制部20进行无线通信，对受电控制部20进行识别，与受电控制部20开始通信控制。接着，在步骤S2中，送电控制部16对频率控制及驱动部17指示以预定的初始动作频率开始逆变器电路12的开关，在步骤S3中，送电控制部16指示启动PFC电路11并从PFC电路11向逆变器电路12输出预定电压。另外，在步骤S4中，送电控制部16使频率控制及驱动部17执行频率搜索处理。
接着，在步骤S5中，判断谐振频率的搜索处理是否已完成，在“是(YES)”的情况下，进入步骤S6，另一方面，在“否(NO)”的情况下，返回步骤S4。在步骤S6中，为了零电压开关(ZVS)的动作冗余量，对逆变器电路12的动作频率进行调整。具体而言，根据复合谐振电路的特性，以从谐振频率降低或提高预定的频率变化量Δf(相对于动作频率足够小的正值)的方式对动作频率进行调整。而且，在步骤S7中，在执行了供电开始处理之后，结束该频率搜索及供电开始处理。
首先，作为频率搜索处理的一个例子，下面对基于“扫描法”的频率搜索处理进行说明。
图18A是示出基于扫描法的频率搜索方法的、输入阻抗Zin的相位θ的频率特性的图表。此外，图18B是图18A的谐振频率下的输入电流的波形图。
如图18A所示，扫描法是使动作频率例如周期性地向一个方向仅变化一次，搜索在输入电流Iin中没有负电流流动(参照图18B)的动作频率的方法。扫描法在一个方向上使动作频率变化一次，因此，与后述的爬山法相比，能够在短时间内搜索谐振频率的负载无关点，但是，存在由于动作频率的分辨率而无法正确地搜索的情况。
图19是示出通过图2的频率控制及驱动部17执行的、基于扫描法的频率搜索处理(从动作频率的下限开始的情况；图17的子程序)的流程图。
在图19的步骤S11中，首先，对表示输入电流Iin的输入电流信号SIin进行检测，在步骤S12中，判断是否为Iin≥Iinth，在“是”的情况下，进入步骤S13，另一方面，在“否”的情况下，进入步骤S14。这里，Iinth是负电流判定的输入电流阈值，例如是0或0邻域值。接着，在步骤S13中，判断是否使用SWDS信号连续预定n次为Iin≥Iinth，在“是”的情况下，进入步骤S15，另一方面，在“否”的情况下，进入步骤S14。在步骤S14中，在使逆变器电路12的动作频率(开关频率)fsw上升预定的频率变化量Δf之后，返回步骤S11。而且，在步骤S15中，判断为当前的动作频率为谐振频率且搜索到了复合谐振电路的谐振频率，结束频率搜索处理，并返回原来的主程序。
图20是示出通过图2的频率控制及驱动部17执行的、基于扫描法的频率搜索处理(从动作频率的上限开始的情况；图17的子程序)的流程图。图20的频率搜索处理与图19的频率搜索处理相比较，不同之处在于下面的点。
(1)取代步骤S14，具备步骤S14A。在步骤S14A中，使逆变器电路12的动作频率(开关频率)fsw下降预定的频率变化量Δf。
如以上说明的那样，通过执行图19或图20的基于扫描法的频率搜索处理，能够搜索复合谐振电路的谐振频率。
接着，作为频率搜索处理的一个例子，下面对基于“爬山法”的频率搜索处理进行说明。
图21A示出表示基于爬山法的频率搜索方法的、输入阻抗Zin的相位θ的频率特性的图表。此外，图21B是图21A的谐振频率下的输入电流的波形图。如图21A的SS1～SS5所示，在爬山法中，从预先设定的动作频率使动作频率向一个方向变化，在输入电流Iin中，在检测到有负电流、无负电流(为谐振频率，参照图21B)、有负电流的模式的情况下，判定为通过了谐振频率，使动作频率的变化的方向反转。另外，在每次进行反转时，使动作频率变化量Δf减少预定的递减值Δfd，反复进行该动作，搜索谐振频率。因此，在爬山法中，通过扫描法的反复进行能够提高频率搜索的精度。
图22A及图22B是示出通过图2的频率控制及驱动部17执行的、基于爬山法的频率搜索处理(从动作频率的下限开始的情况；图17的子程序)的流程图。
在图22A的步骤S20中，首先，在将初始频率变化量Δf0设定为频率变化量Δf之后，在步骤S21中，对表示输入电流Iin的输入电流信号SIin进行检测，在步骤S22中，判断是否为Iin≥Iinth，在“是”的情况下，进入步骤S23，另一方面，在“否”的情况下，进入步骤S24。这里，Iinth是负电流判定的输入电流阈值，例如是0或0邻域值(正值或负值)。在步骤S23中，判断是否使用SWDS信号连续预定n次为Iin≥Iinth，在“是”的情况下，进入步骤S26，另一方面，在“否”的情况下，进入步骤S24。在步骤S24中，在使动作频率fsw上升频率变化量Δf并进行了设定之后，在步骤S25中，判断动作频率fsw是否是动作频率的上限，在“是”的情况下，进入步骤S26，另一方面，在“否”的情况下，返回步骤S21。
在步骤S26中，在使动作频率fsw上升频率变化量Δf并进行了设定之后，在步骤S27中，使频率变化量Δf减小递减值Δfd并进行设定，在步骤S28中，判断是否是频率变化量Δf＜Δfth(鉴于爬山法中的搜索精度，是否为接近极值的点)，在“是”的情况下，进入图22B的步骤S36，另一方面，在“否”的情况下，进入步骤S29。这里，Δfth被设定为频率变化量Δf的阈值、且为相对于初始频率变化量Δf0足够小的正的值。
在步骤S29中，在使动作频率fsw下降频率变化量Δf并进行了设定之后，在步骤S30中，对表示输入电流Iin的输入电流信号SIin进行检测，在步骤S31中，判断是否为Iin≥Iinth。这里，在“是”的情况下，进入步骤S32，另一方面，在“否”的情况下，进入步骤S33。
在步骤S32中，判断是否使用SWDS信号连续预定n次为Iin≥Iinth，在“是”的情况下，进入步骤S35，另一方面，在“否”的情况下，进入步骤S33。在步骤S33中，在使动作频率fsw下降频率变化量Δf并进行了设定之后，在步骤S34中，判断动作频率fsw是否为动作频率的下限，在“是”的情况下，进入步骤S35，另一方面，在“否”的情况下，返回步骤S30。在步骤S35中，在使频率变化量Δf减小递减值Δfd并进行了设定之后，返回步骤S24。
在图22B的步骤S36中，在使动作频率fsw下降频率变化量Δf并进行了设定之后，在步骤S37中，对表示输入电流Iin的输入电流信号SIin进行检测，在步骤S38中，判断是否为Iin≥Iinth。这里，在“是”的情况下，进入步骤S40，另一方面，在“否”的情况下，返回步骤S36。接着，在步骤S39中，判断是否使用SWDS信号连续预定n次为Iin≥Iinth，在“是”的情况下，进入步骤S40，另一方面，在“否”的情况下，返回步骤S36。在步骤S40中，判断为当前的动作频率为复合谐振电路的谐振频率且对该谐振频率进行了搜索，并结束频率搜索处理，返回原来的主程序。
如以上说明的那样，根据图22A及图22B的频率搜索处理，能够边基于爬山法使动作频率变化，边搜索复合谐振电路的谐振频率。
图23A及图23B是示出通过图2的频率控制及驱动部17执行的、基于爬山法的频率搜索处理(从动作频率的上限开始的情况；图17的子程序)的流程图。图23A及图23b的频率搜索处理与图22A及图22B的频率搜索处理相比较，不同之处在于下面的点。
(1)分别取代步骤S24、S26而具备步骤S24A、S26A。在步骤S24A、S26A中，使动作频率fsw下降频率变化量Δf并进行设定。
(2)分别取代步骤S29、S33、S36而具备步骤S29A、S33A、3S36A。在步骤S29A、S33A、S36A中，使动作频率fsw上升频率变化量Δf并进行设定。
如以上说明的那样，根据图23A及图23B的频率搜索处理，能够边基于爬山法使动作频率变化，边搜索复合谐振电路的谐振频率。
如以上说明的那样，根据本实施方式所涉及的复合谐振电路的驱动控制装置50，即便是电感器L1、L2间的耦合度k及电感器L1等产生变化，也能够以作为功率因数1的谐振频率而使逆变器电路12动作。由此，能够实现复合谐振电路中的零电压开关(ZVS)。因此，与现有技术相比较，能够根据复合谐振电路的送电和受电线圈间的位置关系的变动，在短时间内控制为最佳的动作频率。
此外，通过使用复合谐振电路的驱动控制装置50来构成非接触供电系统，能够删除用于使传输效率最大化的受电装置200的DC/DC转换器23。在图1中，为了变形例而插入有DC/DC转换器23，但是，详细情况如后面描述的那样，在本实施方式中，也可以删除DC/DC转换器23。此外，通过送电装置100能够使效率最大化，因此，不需要进行基于受电装置200中的DC/DC转换器23的阻抗匹配。
在以上的实施方式中，作为搜索复合谐振电路的谐振频率的方法，使用了扫描法或爬山法，但是本发明并不限定于此，也可以使用其它各种公知的极值搜索法。
(非接触供电系统的变形例)
图1示出了实施方式所涉及的非接触供电系统的构成例。本发明并不限定于此，也可以如下所述地构成。
[表1]
(注1)在没有PFC电路11时，将PFC电路11替换为整流电路。此时，送电控制部16不包括PFC控制部。
(注2)在没有DC/DC转换器23、整流电路22仅由二极管构成的情况且没有PFC电路11的情况下，不需要受电控制部20，此时，不需要无线通信电路15、25。
(复合谐振电路的实施方式及变形例)
下面，示出实施方式及变形例中使用的复合谐振电路的构成例。需要说明，下面的变形例是一个例子，也可以使用其它各种LC谐振电路进行校正。
图24A是示出实施方式所涉及的复合谐振电路的构成例的电路图。在图24A中，复合谐振电路构成为具备：送电LC谐振电路13，包括电感器L1和电容器C1的串联电路；以及受电LC谐振电路14，包括电感器L2和电容器C2的串联电路。
图24B是示出变形例1所涉及的复合谐振电路的构成例的电路图。在图24B中，复合谐振电路构成为具备：送电LC谐振电路13，包括电感器L1和电容器C1的串联电路；以及受电LC谐振电路14B，包括电感器L2和电容器C20的并联电路。
图24C是示出变形例2所涉及的复合谐振电路的构成例的电路图。在图24C中，复合谐振电路构成为具备：送电LC谐振电路13C，包括电感器L1和电容器C10的并联电路；以及受电LC谐振电路14B，包括电感器L2和电容器C20的并联电路。
图24D是示出变形例3所涉及的复合谐振电路的构成例的电路图。在图24D中，复合谐振电路构成为具备：送电LC谐振电路13C，包括电感器L1和电容器C10的并联电路；以及受电LC谐振电路14，包括电感器L2和电容器C2的串联电路。
图24E是示出变形例4所涉及的复合谐振电路的构成例的电路图。在图24E中，复合谐振电路构成为具备：送电LC谐振电路13，包括电感器L1和电容器C1的串联电路；以及受电LC谐振电路14E，包括电感器L2和电容器C2、C20的串联电路。
图24F是示出变形例5所涉及的复合谐振电路的构成例的电路图。在图24F中，复合谐振电路构成为具备：送电LC谐振电路13C，包括电感器L1和电容器C10的并联电路；以及受电LC谐振电路14E，包括电感器L2和电容器C2、C20的串联电路。
图24G是示出变形例6所涉及的复合谐振电路的构成例的电路图。在图24G中，复合谐振电路构成为具备：送电LC谐振电路13G，包括电感器L1和电容器C1、C10的串联电路；以及受电LC谐振电路14，包括电感器L2和电容器C2的串联电路。
图24H是示出变形例7所涉及的复合谐振电路的构成例的电路图。在图24H中，复合谐振电路构成为具备：送电LC谐振电路13G，包括电感器L1和电容器C1、C10的串联电路；以及受电LC谐振电路14B，包括电感器L2和电容器C20的并联电路。
图24I是示出变形例8所涉及的复合谐振电路的构成例的电路图。在图24I中，复合谐振电路构成为具备：送电LC谐振电路13G，包括电感器L1和电容器C1、C10的串联电路；以及受电LC谐振电路14E，包括电感器L2和电容器C2、C20的串联电路。
图24J是示出变形例9所涉及的复合谐振电路的构成例的电路图。在图24J中，复合谐振电路构成为具备：送电LC谐振电路13J，在电感器L1和电容器C1、C10的串联电路中还包括电感器L10；以及受电LC谐振电路14，包括电感器L2和电容器C2的串联电路。
图24K是示出变形例10所涉及的复合谐振电路的构成例的电路图。在图24K中，复合谐振电路构成为具备：送电LC谐振电路13J，在电感器L1和电容器C1、C10的串联电路中还包括电感器L10；以及受电LC谐振电路14B，包括电感器L2和电容器C20的并联电路。
图24L是示出变形例11所涉及的复合谐振电路的构成例的电路图。在图24L中，复合谐振电路构成为具备：送电LC谐振电路13，包括电感器L1和电容器C1的串联电路；以及受电LC谐振电路14L，在电感器L2和电容器C2、C20的串联电路中还包括电感器L20。
图24M是示出变形例12所涉及的复合谐振电路的构成例的电路图。在图24M中，复合谐振电路构成为具备：送电LC谐振电路13C，包括电感器L1和电容器C10的并联电路；以及受电LC谐振电路14L，在电感器L2和电容器C2、C20的串联电路中还包括电感器L20。
图24N是示出变形例13所涉及的复合谐振电路的构成例的电路图。在图24N中，复合谐振电路构成为具备：送电LC谐振电路13J，在电感器L1和电容器C1、C10的串联电路中还包括电感器L10；以及受电LC谐振电路14L，在电感器L2和电容器C2、C20的串联电路中还包括电感器L20。
(整流电路的变形例)
下面，示出变形例所涉及的整流电路的构成例。需要说明，下面的变形例是一个例子，也可以使用其它各种整流电路来进行校正。
图25A是示出变形例14所涉及的整流电路的构成例的电路图。图25A的整流电路具备整流二极管D1和平滑用电解电容器C5而构成半波整流电路。
图25B是示出变形例15所涉及的整流电路的构成例的电路图。图25B的整流电路具备整流二极管D1、D2和平滑用电解电容器C5而构成全波整流电路。
图25C是示出变形例16所涉及的整流电路的构成例的电路图。图25C的整流电路具备整流二极管D1、D2、D3、D4而构成全桥整流电路。
图25D是示出变形例17所涉及的整流电路的构成例的电路图。图25D的整流电路具备整流二极管D1、D2和MOS晶体管Q1、Q2、以及平滑用电解电容器C5而构成半有源整流电路。这里，Cp1、Cp2是寄生电容器，Dp1、Dp2是寄生二极管。如公知的那样，在该半有源整流电路中，具有短路模式，能够对输出电力进行调整。需要说明，也可以使上下的臂的构成彼此相反。
图25E是示出变形例18所涉及的整流电路的构成例的电路图。图25E的整流电路具备MOS晶体管Q1、Q2、以及平滑用电解电容器C5而构成倍压整流电路。这里，Cp1、Cp2是寄生电容器，Dp1、Dp2是寄生二极管。需要说明，MOS晶体管Q1、Q2也可以被二极管替换。
在以上的实施方式及变形例中，使用了包括相互电磁耦合的两个LC谐振电路的复合谐振电路，但是，本发明并不限定于此，也可以使用相互电磁耦合的多个LC谐振电路。
产业上的可使用性
如以上详述的那样，根据本发明所涉及的复合谐振电路的驱动控制装置50，与现有技术相比较，能够根据复合谐振电路的送电和受电线圈间的位置关系的变动，在短时间内控制为最佳的动作频率。
此外，通过使用复合谐振电路的驱动控制装置50来构成非接触供电系统，能够删除用于使传输效率最大化的受电装置200的DC/DC转换器23。而且，能够在送电装置100侧使传输效率最大化，因此，无需进行基于受电装置200中的DC/DC转换器23的阻抗匹配。
附图标记说明
11功率因数改善电路(PFC电路)
12逆变器电路
13、13C～13J送电LC谐振电路(LC谐振电路)
14、14B～14L受电LC谐振电路(LC谐振电路)
15 无线通信电路
15A 天线
16 送电控制部
17 频率控制及驱动部
18 电流检测器
20 受电控制部
22 整流电路
23DC/DC转换器
24 负载
25 无线通信电路
25A 天线
30 交流电源
40 负电流检测电路
41 信号放大器
42 比较器
43 延迟电路
44单触发脉冲发生器(OPG)
45与门
46单触发脉冲发生器(OPG)
47开关检测及判定电路
47A SWDS发生器
48 开关频率控制电路
49 驱动信号产生电路
50复合谐振电路的驱动控制装置
100 送电装置
200 受电装置
C1～C30 电容器
Cp1～Cp2 寄生电容器D1～D4整流二极管Dp1～Dp2
L1～L20电感器Q1～Q5 MOS晶体管RL负载电阻TR1变压器。

Claims (10)

1.一种复合谐振电路的驱动控制装置，对复合谐振电路进行驱动控制，所述复合谐振电路由包括相互电磁耦合的送电和受电线圈的电感L的多个LC谐振电路构成，所述复合谐振电路的驱动控制装置具备：
逆变器电路，通过以预定的动作频率对输入的直流电力进行开关，将所述直流电力转换为交流电力，并对所述复合谐振电路进行驱动；
输入电流检测器，对所述逆变器电路的输入电流进行检测；以及
频率控制及驱动部，使用预定的极值搜索法，边使所述动作频率变化、边产生所述逆变器电路的驱动信号，并对所述逆变器电路进行驱动，基于所述检测到的输入电流，搜索所述复合谐振电路的谐振频率，基于所述搜索到的谐振频率，设定所述动作频率。
2.根据权利要求1所述的复合谐振电路的驱动控制装置，其中，
所述频率控制及驱动部基于所述输入电流是否是负电流或是否是负电流的邻域值，搜索所述复合谐振电路的谐振频率。
3.根据权利要求1或2所述的复合谐振电路的驱动控制装置，其中，
所述频率控制及驱动部基于所述复合谐振电路的谐振特性，使动作频率从所述搜索到的谐振频率向低频侧或高频侧移动预定的频率的量，使所述逆变器电路进行零电压开关(ZVS)动作。
4.根据权利要求1至3中任一项所述的复合谐振电路的驱动控制装置，其中，
所述复合谐振电路包括：
送电LC谐振电路，输送来自所述逆变器电路的交流电力；以及
受电LC谐振电路，与所述送电LC谐振电路的电感L电磁耦合，接收来自所述送电LC谐振电路的交流电力，
所述复合谐振电路在所述逆变器电路的动作频率范围内，具有在所述送电LC谐振电路中流动的电流与施加于所述送电LC谐振电路的电压的相位差为0、功率因数为1的谐振频率。
5.根据权利要求1至4中任一项所述的复合谐振电路的驱动控制装置，其中，
所述极值搜索法是扫描法或爬山法。
6.一种非接触供电系统，具备权利要求4或、从属于权利要求4的权利要求5所述的复合谐振电路的驱动控制装置，
所述非接触供电系统具备送电装置、以及受电装置，
所述送电装置具备：
所述送电LC谐振电路；
所述输入电流检测器；
所述逆变器电路；以及
所述频率控制及驱动部，
所述受电装置具备所述受电LC谐振电路。
7.根据权利要求6所述的非接触供电系统，其中，
所述送电装置还具备：
功率因数改善电路，设置于所述输入电流检测器的前级，通过基于预定的交流电压对输入电流的波形进行整形，改善功率因数。
8.根据权利要求6所述的非接触供电系统，其中，
所述送电装置还具备：
第一整流电路，设置于所述输入电流检测器的前级，将输入的交流电力整流为预定的直流电压；以及
第一DC/DC转换器，将来自所述第一整流电路的直流电压转换为预定的直流电压。
9.根据权利要求6至8中任一项所述的非接触供电系统，其中，
所述受电装置还具备：
第二整流电路，将来自所述受电LC谐振电路的交流电力转换为直流电力。
10.根据权利要求9所述的非接触供电系统，其中，
所述受电装置还具备：
第二DC/DC转换器，将来自所述第二整流电路的直流电压转换为预定的直流电压。
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