CN117236265B

CN117236265B - 基于实频法的宽带功率放大器自适应阻抗匹配方法

Info

Publication number: CN117236265B
Application number: CN202311512628.5A
Authority: CN
Inventors: 侯钧; 陈根余; 杨阳; 汪润; 杨乐
Original assignee: Chengdu Siwi Power Electronic Technology Co ltd
Current assignee: Chengdu Siwi Power Electronic Technology Co ltd
Priority date: 2023-11-14
Filing date: 2023-11-14
Publication date: 2024-02-23
Anticipated expiration: 2043-11-14
Also published as: CN117236265A

Abstract

本发明提供了基于实频法的宽带功率放大器自适应阻抗匹配方法，包括：S1、根据宽带匹配电路的工作频率选择匹配电路模式，其中，匹配电路模式包括集总参数匹配电路模式、分布参数匹配电路模式以及混合式匹配电路模式；S2、根据印制板参数、物理尺寸以及功率对选择的匹配电路模式进行初步计算，判断是否具有物理可实现性，若是，则进入S3，否则重新选择匹配电路模式进入S2；S3、采用选择的匹配电路模式完成宽带功率放大器阻抗匹配。本发明可以有效减少匹配电路设计过程的复杂性和对设计师的经验要求；匹配算法采用实频法，在计算匹配电路多项表达式时没有任何限制条件，可以保证所得的电路为全局最优。

Description

基于实频法的宽带功率放大器自适应阻抗匹配方法

技术领域

本发明涉及阻抗匹配领域，特别涉及基于实频法的宽带功率放大器自适应阻抗匹配方法。

背景技术

宽带功率放大器广泛应用于雷达、通信、对抗、测试等系统中，提供所需的射频能量。宽带匹配电路与提升宽带功率放大器的功率，拓展带宽，提升效率，减小体积紧密相关，因此减小电路尺寸和成本、扩展频带宽度、设计集成化和自动化、适应多种应用场景、改善系统性能一直是宽带匹配研究的重点。

宽带匹配电路设计的巨大挑战就是带宽的拓展：在整个工作带宽内，将功率器件的阻抗和系统目标阻抗相匹配。系统的目标阻抗通常为50Ω，而功率器件的阻抗常常为复数R+jX，且其幅值远小于系统阻抗，除此之外，器件的阻抗还会随着工作频率变化而变化。需匹配的带宽越大，器件阻抗的变化也越大，设计的电路能获得的带内最佳性能就越差，其匹配程度由博德-范诺法测描述如下：

其中为匹配网络的反射系数，/>为角频率，/>为负载网络的时间常数。表明了同样的负载下，带宽越宽，其反射系数越差，存在理论上的极限。

宽带匹配中最重要的步骤就是设计匹配电路，需要考虑其满足实际的物理加工可实现性。匹配电路的设计方式有多种，包括滤波器综合法、基于圆图等高线的系统优化法、实频法等，均可设计多种物理形式的宽带匹配电路，如集总参数匹配电路、分布参数匹配电路、混合式参数匹配电路等三大类，图1（a）~图1（c）示出了这三类匹配电路。

不同类型的匹配电路各有优缺点，都有其特定的应用场景，比如集总参数匹配电路具有简单而易于设计和制造、需要的元器件数量较少、成本相对较低的优点，但其元器件的特性阻抗随频率变化、寄生参数在高频会迅速恶化电路性能，因此多不适用于高频段；分布参数匹配电路具有结构简单易于制造、适用于高频段宽带工作的优点，但其需要特殊的板材，物理尺寸与频段相关，频率较低时尺寸较大，频率较高时精度要求较高；混合参数匹配电路适用的频率比分布参数低，但其物理尺寸较小。目前的设计方式是根据具体的应用要求和设计经验选择具体的匹配方式和最适合的方案，如果在设计细化过程中无法实现，再考虑其它的方式，这种模式对设计者的能力与经验要求较高，设计过程耗时耗力，花费大量的时间也不一定能得到满意的结果。

因此，需要一种自动化的方法来提升效率，在满足设计要求的情况下，尽量避免早期工作的反复和对设计师的经验依赖。

发明内容

针对现有技术中存在的问题，提供了基于实频法的宽带功率放大器自适应阻抗匹配方法，根据工作频率、物理尺寸、印制板参数以及功率先估算宽带匹配电路的可实现性，并自动选择对应的电路模式，最终完成匹配电路的设计，可以有效减少匹配电路设计过程的复杂性和对设计师的经验要求；匹配算法采用实频法，在计算匹配电路多项表达式时没有任何限制条件，可以保证所得的电路为全局最优。

本发明采用的技术方案如下：基于实频法的宽带功率放大器自适应阻抗匹配方法，包括：

步骤S1、根据宽带匹配电路的工作频率选择匹配电路模式，其中，匹配电路模式包括集总参数匹配电路模式、分布参数匹配电路模式以及混合式匹配电路模式；

步骤S2、根据印制板参数、物理尺寸以及功率对选择的匹配电路模式进行初步计算，判断是否具有物理可实现性，若是，则进入步骤S3，否则重新选择匹配电路模式进入步骤S2；

步骤S3、采用选择的匹配电路模式完成宽带功率放大器阻抗匹配。

进一步的，所述步骤S1中，选择电路模式的具体方法为：

若工作频率在0.1GHz以下，采用集总参数匹配电路模式；

若工作频率在0.1GHz到1GHz之间，采用混合式匹配电路模式；

若工作频率在1GHz到8GHz之间，采用分布参数匹配电路模式；

若工作频率大于8GHz，根据情况选择分布参数匹配电路模式或在管芯内部采用集总参数匹配电路模式。

进一步的，所述步骤S2具体包括：在根据所选择的混合式匹配电路模式设计匹配电路后，根据功率和物理尺寸进行验算，若无法满足功率容量，选择更低频段的匹配电路模式；若物理尺寸大于所需尺寸，则选择更高频段的匹配电路模式；若物理尺寸小于所需尺寸，则选择更低频段的匹配电路模式，直至确定满足要求的匹配电路模式。

进一步的，所述步骤S3中，采用集总参数匹配电路模式完成宽带功率放大器阻抗匹配的具体方法包括：

步骤A1、获取待匹配端口的阻抗，并转换为目标阻抗；

步骤A2、根据目标阻抗计算匹配电路阻抗实部与虚部；

步骤A3、根据匹配电路阻抗实部与虚部拟合得到阻抗多项式函数；

步骤A4、对阻抗多项式函数进行优化得到全局最优的匹配电路多项式；

步骤A5、将全局最优的匹配电路多项式转换为实际的匹配电路，并判断性能是否满足要求，若不满足，则需要重新确定匹配电路实部以优化匹配电路，或选择更多匹配支节的多项式。

进一步的，所述步骤A2中，计算匹配电路阻抗实部与虚部的方法为：

采用分段折线的方式来逼近目标阻抗，将复杂的非线性问题转化为多段线性问题，用分段折线的阻抗与待匹配阻抗相拟合得到匹配电路阻抗实部，并计算残差判断匹配电路性能是否满足要求，若满足，则对匹配电路阻抗实部进行尔伯特变换得到匹配电路阻抗虚部，若不满足则重新确定匹配电路阻抗实部。

进一步的，所述步骤A3中，阻抗多项式函数为：

其中，为多项式分子系数，/>为角频率，/>为直流传输零点个数，/>为有限频率零点个数，/>为多项式分母阶数，/>为分母多项式系数，/>代表分子多项式，/>代表分母多项式。

进一步的，所述步骤A2中，计算残差判断匹配电路性能是否满足要求的具体方法为：

残差，/>为目标损耗，越小越好；/>为匹配电路的损耗，如下式所示：

其中，和/>为目标负载的阻抗实部与虚部，/>和/>为所设计匹配网络的阻抗实部与虚部。

进一步的，所述步骤S3中，采用分布参数匹配电路模式完成宽带功率放大器阻抗匹配的具体方法包括：

步骤B1、获取待匹配端口的阻抗，并转换为目标阻抗；

步骤B2、将目标阻抗转换理查德域标准形式；

步骤B3、设置匹配电路的节数、串联支节数、零点情况、电延迟长度参数，得到目标阻抗的理查德域多项式；

步骤B4、在整个频带内进行优化，得到全局最优的匹配电路多项式；

步骤B5、对全局最优的匹配电路多项式零点和极点逐步分解，逐级得到多项式对应电路网络的具体形式，将其转换为实际电路。

进一步的，所述步骤S3中，采用混合式匹配电路模式完成宽带功率放大器阻抗匹配的具体方法包括：在归一化域中进行集总参数计算，在归一化结果的基础上对集总参数电路进行等效变换。

进一步的，所述等效变换包括：

将电感变换为传输线，传输线阻抗和长度分别为：

电容阻值变化分别为：

其中，表示截止频率为中心频率的倍数，通常取值在/>之间，具体设计时选取；/>为等效变换的中心频率，/>表示传输线所用材料的介电常数。

与现有技术相比，采用上述技术方案的有益效果为：

1、自适应选择。可以根据目标频率、印制板参数和所需的物理尺寸进行匹配电路形式的自动选择，避免了设计者较高的能力与经验要求，缩短了设计周期。

2、多种匹配方式保证最优。融合了集总参数、分布参数和混合式参数三种设计方法，内部均采用实频法进行宽带匹配，计算匹配电路多项表达式时没有任何限制条件，可以保证所得的多项式对应电路为全局最优解。

3、保证物理实现性。设计过程中通过多电路方案选择评估和计算迭代，保证最终确定的物理电路可实现，避免在最后才因为物理实现性而返工重新设计。

附图说明

图1为现有技术中宽带匹配电路的三种形式示意图，其中，（a）示出了集总参数匹配电路形式，（b）示出了分布参数匹配电路形式，（c）示出了混合参数匹配电路形式。

图2为本发明提出的于实频法的宽带功率放大器自适应阻抗匹配方法示意图。

图3为本发明一实施例中集总参数匹配电路模式设计方法流程图。

图4为本发明一实施例中分布参数匹配电路模式设计方法流程图。

图5为本发明一实施例中等效变换是示意图。

具体实施方式

下面详细描述本申请的实施例，所述实施例的示例在附图中示出，其中自始至终相同或类似的标号表示相同或类似的模块或具有相同或类似功能的模块。下面通过参考附图描述的实施例是示例性的，仅用于解释本申请，而不能理解为对本申请的限制。相反，本申请的实施例包括落入所附加权利要求书的精神和内涵范围内的所有变化、修改和等同物。

为了减少匹配电路设计过程的复杂性和对设计师的经验要求，本发明实施例提出了一种基于实频法的宽带功率放大器自适应阻抗匹配方法，在输入工作频率、印制板参数、物理尺寸之后，会自动进行迭代计算，选择可实现的物理形式，采用对应的匹配电路模式并完成最终的匹配设计。具体方案如下：

请参考图2，该基于实频法的宽带功率放大器自适应阻抗匹配方法，包括：

本实施例中，在步骤S1中，需要根据工作频率选择匹配电路模式。初步分配主要依据工作频率进行，其为本方法的起点，后续再根据实际情况制动调整，本实施例中，将工作频率划分为以下四个频段：

其中，若工作频率在0.1GHz以下，采用集总参数匹配电路模式；若工作频率在0.1GHz到1GHz之间，采用混合式匹配电路模式；若工作频率在1GHz到8GHz之间，采用分布参数匹配电路模式；若工作频率大于8GHz，通常采用管芯内匹配方式，很少需要单独研制宽带匹配电路，实际是根据情况选择分布参数匹配电路模式或在管芯内部采用集总参数匹配电路模式。

在根据工作频率确定了匹配电路模式之后，需要简单验证其物理可实现性。

在步骤S2中，根据印制板参数、功率和物理尺寸对匹配电路进行验算，若无法满足功率容量，选择更低频段的匹配电路模式；若物理尺寸大于所需要的尺寸，则选择更高频段的匹配电路模式；若物理尺寸小于所需要的尺寸，则选择更低频段的匹配电路模式，直至确定满足要求的匹配电路模式。在一个实施例中，在物理尺寸远大于或远小于所需要的尺寸时，选择更高频段或更低频段的匹配电路模式。

由于匹配电路的涉及对目标阻抗的拟合通常是基于归一化电长度和频率来设定，在一定的电长度下，分布参数电路的物理长度与频率成反比，如下式所示：

其中，为物理长度，/>为电长度对应的角度，以弧度表示，/>为光速，/>为印制板的介电常数，/>为工作频率。因此当频率越低，物理长度越大，比如工作频率0.1GHz，若采用介电常数4.3的印制板进行分布匹配电路设计，其电路尺寸会在几十厘米到1米左右，因物理尺寸过大而不再现实，应采用集总参数匹配或者混合式匹配电路。

另外，集总参数形式电路通常由离散的电容、电感和电阻构成，其寄生参数包括寄生电容和电感，其表现出的阻抗值与频率成正比，

寄生电容为：

寄生电感为：

因此，当频率升高时，并联电容和串联电感会对集总参数电路产生较大的影响，如当频率在几百MHz以上，并联寄生电容和串联寄生电感的效应均明显影响电路性能，所以需根据实际情况采用混合式匹配电路或者分布匹配电路。

在完成所选匹配电路模式的物理可实现性验证之后，再对该匹配电路模式进行实际电路的设计。本实施例中，针对集总参数匹配电路模式、分布参数匹配电路模式以及混合式匹配电路模式分别提出了对应的电路匹配过程。

对于集总参数匹配电路模式，本实施例中，基于实频法设计，即基于实际的频率值，首先在目标阻抗的实部上进行计算，得出最逼近于目标阻抗的多项式函数，随后，通过希尔伯特变换将实部值转换为虚部值，并将这个虚部值作为最终匹配的初始值，计算整个电路阻抗的匹配情况，进行全局的优化，最终将优化得到的多项式进行达林顿综合，得到实际的匹配电路。理想情况下目标阻抗是待匹配端口阻抗的共轭，但是实际设计中常常达不到，只能是一个近似。

请参考图3，其示出了集总参数匹配电路模式的设计过程，包括：

A1、获取待匹配端口的阻抗，并确定目标阻抗。

本实施例中，通常采用仿真或LoadPull测试仪等测试工具来获取待匹配端口的阻抗。在确定待匹配的阻抗后，需要确定目标阻抗，即通过设计匹配电路，所要转化的目标阻抗。通常情况下，目标阻抗应该是一个纯实数，即阻抗虚部为零。如典型的射频传输系统中，阻抗为50Ω。

A2、根据目标阻抗计算匹配电路阻抗实部与虚部。

本实施例中，采用分段折线的方式来逼近目标阻抗，将复杂的非线性问题转化为多段线性问题，用分段折线的阻抗与待匹配阻抗相拟合得到阻抗实部。在计算到阻抗实部之后，对对电路进行初步计算，即计算残差，判断残差是否满足预期的值，如果不满足，需要另取合适的阻抗实部。

本实施例中，通过残差判断匹配电路性能是否满足要求的方法如下：

式中，为残差，反映出匹配电路和实际目标的差距，即是根据能接受的电路性能所取的值，主要和匹配之后的平坦度相关；/>是目标损耗，越小越好，角频率ω=2πf；/>为匹配电路的损耗，反映了电路匹配的失配情况，如下式所示：

式中，和/>为目标负载的阻抗实部与虚部，/>和/>为所设计匹配网络的阻抗实部与虚部。

当残差足够小时，就认为满足设计要求，达到预期，得到/>表达式，再通过Hilbert变换关系得到/>。至此就得到了匹配网络的完整表达式，且是全局最优的。

由于无源匹配电路的阻抗不会为负，因此阻抗实部为一个实函数，可运用希尔伯特变换，从阻抗实部得到阻抗虚部/>。

其中，表示无穷大频率处的阻抗实部，/>表示角频率空间，/>表示任一角频率/>下的阻抗实部。

A3、根据匹配电路阻抗实部与虚部拟合得到阻抗多项式函数。

由实部和虚部可拟合得到阻抗多项式函数，如下式所示：

式中，为多项式分子系数，/>为直流传输零点个数，/>为有限频率零点个数，/>为多项式分母阶数，/>为分母多项式系数，/>代表分子多项式，/>代表分母多项式。的分母阶数n取值为匹配电路的阶数，其取值越大，匹配阶数越多。

A4、对阻抗多项式函数进行优化得到全局最优的匹配电路多项式。

在计算得到阻抗多项式之后，需要对其进行优化。阻抗匹配的实质就是传输函数的反射情况，因此，本实施例中使用最小二乘法优化阻抗匹配的反射系数，可以得到全局最优的匹配电路多项式。

A5、将全局最优的匹配电路多项式转换为实际的匹配电路，并判断性能是否满足要求，若不满足，则需要重新优化匹配电路，或选择更多匹配支节的多项式。

本实施例中，采用达林顿综合法将全局最优的匹配多项式转化为实际的匹配电路，同时对实际的电路进行优化，如果性能不满足要求，则需要重新优化匹配电路，或选择更多匹配支节的多项式，直到满足设计要求为止。其中，通过反射系数判断性能是否满足要求。

本实施例中，重新优化匹配电路的方法为：重新选择目标阻抗实部，或者放宽对残差的要求，重新进行匹配电路设计。

对于分布参数匹配电路模式，本实施例中，分布参数匹配在理查德域中直接进行，可以方便地表示传输线的特性阻抗和长度，处理级联和并联的运算，通过设定传输线的长度和节数，可以直接约束电路最终的物理长度，不必再做一次变换，便于快速评估所需的总体尺寸。

请参考图4，其示出了分布参数匹配电路模式的设计过程，包括：

B1、获取待匹配端口的阻抗，并转换为目标阻抗。

与集总参数匹配电路模式类似，采用仿真或LoadPull测试仪等测试工具来获取待匹配端口的阻抗。在确定待匹配的阻抗后，需要确定目标阻抗，即通过设计匹配电路，所要转化的目标阻抗。

B2、将目标阻抗转换理查德域标准形式。

为了便于在理查德域中设计匹配电路，本实施例中，将目标阻抗转换为理查德域中进行，即的复数阻抗。这可以通过标准化的方法来实现。

式中，为电延迟长度，取值为1/（2mf），m为整数，设计时根据实际电路尺寸确定，/>越小，匹配电路越小，但性能会有一定影响。

B3、获取目标阻抗的理查德域多项式；

通过设置匹配电路的节数、串联支节数、零点情况、电延迟长度参数，得到目标阻抗的理查德域多项式。/>

参数表示零点处的阻抗实部，参数/>表示分子多项式，参数/>表示分母多项式，/>为理查德域表示的目标阻抗，/>为第/>个匹配点在理查德域中的阻抗值。

式中，具体为：

式中，为第/>个匹配点多项式分子系数，/>为第/>个匹配点在理查德域中的阻抗值，/>为第一个匹配点的多项式分母系数。

B4、优化理查德域多项式，得到全局最优的匹配电路多项式；

计算得到完整的多项式之后，在整个频带内进行优化。本实施例中，使用最小二乘法优化阻抗匹配的反射与损耗系数，得到全局最优的匹配电路多项式。

B5、综合匹配电路，将匹配电路转换到实际电路中

在理查德域中设计好全局最优的匹配电路多项式后，采用网络综合法进行零点和极点逐步分解，逐级得到多项式对应电路网络的具体形式，将其转换为实际电路。需要注意的是，通常需要进行元件的选型和布局，以便实现设计要求。网络综合法为领域现有方法，具体过程在此不做赘述。

对于混合式匹配电路模式，由于随着频率升高，一方面并联电容和串联电感对匹配电路的阻抗影响越来越大，另一方面电路中的串联电感制造难度增加，此时集总参数匹配电路模式就无法满足需求，此时，采用微带线和并联电容的混合式匹配电路。本实施例中，先在归一化域中进行集总参数计算，在归一化结果的基础上对集总参数电路进行等效变换。

如图5所示为等效变换的电路示意图。图中，电容的变换具体如下：

其中，表示截止频率为中心频率的倍数，通常取值在/>之间，具体设计时选取；/>为等效变换的中心频率。

传输线TL1的阻抗和长度如下：

其中，表示传输线所用材料的介电常数。

通过对集总参数电路进行等效变换，可以方便地形成串联传输线加载并联电容的混合匹配电路的形式，便于制造和调试。

本发明具有以下优点：

需要说明的是，在本发明实施例的描述中，除非另有明确的规定和限定，术语“设置”、“连接”应做广义理解，例如，可以是固定连接，也可以是可拆卸连接，或一体地连接；可以是直接连接，也可以通过中间媒介间接连接。对于本领域的普通技术人员而言，可以具体情况理解上述术语在本发明中的具体含义；实施例中的附图用以对本发明实施例中的技术方案进行清楚、完整地描述，显然，所描述的实施例是本发明一部分实施例，而不是全部的实施例。通常在此处附图中描述和示出的本发明实施例的组件可以以各种不同的配置来布置和设计。

尽管上面已经示出和描述了本申请的实施例，可以理解的是，上述实施例是示例性的，不能理解为对本申请的限制，本领域的普通技术人员在本申请的范围内可以对上述实施例进行变化、修改、替换和变型。

Claims

1.基于实频法的宽带功率放大器自适应阻抗匹配方法，其特征在于，包括：

步骤S3、采用选择的匹配电路模式完成宽带功率放大器阻抗匹配；

所述步骤S3中，采用集总参数匹配电路模式完成宽带功率放大器阻抗匹配的具体方法包括：

步骤A1、获取待匹配端口的阻抗，并转换为目标阻抗；

步骤A2、根据目标阻抗计算匹配电路阻抗实部与虚部；

步骤A5、将全局最优的匹配电路多项式转换为实际的匹配电路，并判断性能是否满足要求，若不满足，则需要重新确定匹配电路实部以优化匹配电路，或选择更多匹配支节的多项式；

所述步骤S3中，采用分布参数匹配电路模式完成宽带功率放大器阻抗匹配的具体方法包括：

步骤B1、获取待匹配端口的阻抗，并转换为目标阻抗；

步骤B2、将目标阻抗转换理查德域标准形式；

步骤B5、对全局最优的匹配电路多项式零点和极点逐步分解，逐级得到多项式对应电路网络的具体形式，将其转换为实际电路；

所述步骤S3中，采用混合式匹配电路模式完成宽带功率放大器阻抗匹配的具体方法包括：在归一化域中进行集总参数计算，在归一化结果的基础上对集总参数电路进行等效变换。

2.根据权利要求1所述的基于实频法的宽带功率放大器自适应阻抗匹配方法，其特征在于，所述步骤S1中，选择电路模式的具体方法为：

若工作频率在0.1GHz以下，采用集总参数匹配电路模式；

若工作频率在0.1GHz到1GHz之间，采用混合式匹配电路模式；

若工作频率在1GHz到8GHz之间，采用分布参数匹配电路模式；

3.根据权利要求1或2所述的基于实频法的宽带功率放大器自适应阻抗匹配方法，其特征在于，所述步骤S2具体包括：在根据所选择的混合式匹配电路模式设计匹配电路后，根据功率和物理尺寸进行验算，若无法满足功率容量，选择更低频段的匹配电路模式；若物理尺寸大于所需尺寸，则选择更高频段的匹配电路模式；若物理尺寸小于所需尺寸，则选择更低频段的匹配电路模式，直至确定满足要求的匹配电路模式。

4.根据权利要求1所述的基于实频法的宽带功率放大器自适应阻抗匹配方法，其特征在于，所述步骤A2中，计算匹配电路阻抗实部与虚部的方法为：

5.根据权利要求1或4所述的基于实频法的宽带功率放大器自适应阻抗匹配方法，其特征在于，所述步骤A3中，阻抗多项式函数为：

6.根据权利要求4所述的基于实频法的宽带功率放大器自适应阻抗匹配方法，其特征在于，所述步骤A2中，计算残差判断匹配电路性能是否满足要求的具体方法为：

7.根据权利要求1所述的基于实频法的宽带功率放大器自适应阻抗匹配方法，其特征在于，所述等效变换包括：

将电感变换为传输线，传输线阻抗和长度分别为：

电容值变化分别为：

其中，表示截止频率为中心频率的倍数，取值在/>之间，具体设计时选取；/>为等效变换的中心频率，/>表示传输线所用材料的介电常数。