CN117169825B - 干扰信号生成方法、装置及系统和存储介质 - Google Patents
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Abstract
本发明公开一种干扰信号生成方法、装置及系统和存储介质，所述方法包括：计算时间延迟和干扰功率；基于所述时间延迟和所述干扰功率，生成脉冲干扰信号、扫频干扰信号、宽带干扰信号和连续波干扰信号；将所述脉冲干扰信号、扫频干扰信号、宽带干扰信号和连续波干扰信号累加得到干扰信号。本发明以脉冲干扰信号、扫频干扰信号、宽带干扰信号和连续波干扰信号累加得到干扰信号，能够有效实现干扰场景的仿真。
Description
技术领域
本发明涉及注入信号源技术领域，特别是涉及一种干扰信号生成方法、装置及系统和存储介质。
背景技术
L注入信号源包括上注信号和干扰源两部分，其中上注信号为根据《技术要求》生成的所需的上注信号；干扰源完成典型的干扰信号的生成，上注信号和干扰信号各自进行上变频至天线发射，通过无线的方式模拟干扰场景。
在模拟干扰场景中，现有技术中，如CN202010652006.2、CN202010651973.7、CN202211150763.5等公开专利，其虽然生成了多个干扰信号，但干扰信号的种类有限。因此，如何生成能够有效实现干扰场景的仿真的干扰信号，是当下亟需要解决的技术问题。
发明内容
提供了本发明以解决现有技术中存在的上述问题。因此，需要一种干扰信号生成方法、装置及系统和存储介质，以脉冲干扰信号、扫频干扰信号、宽带干扰信号和连续波干扰信号累加得到干扰信号，能够有效实现干扰场景的仿真。
根据本发明的第一方案，提供了一种干扰信号生成方法，所述方法包括：
计算时间延迟和干扰功率；
基于所述时间延迟和所述干扰功率，生成脉冲干扰信号、扫频干扰信号、宽带干扰信号和连续波干扰信号；
将所述脉冲干扰信号、扫频干扰信号、宽带干扰信号和连续波干扰信号累加得到干扰信号。
进一步地，通过如下公式计算时间延迟：
其中τ为干扰在某个阵元的时间延迟，(x,y)为阵元的坐标，为方位角，θ为俯仰角，c为光速。
进一步地，通过如下公式计算干扰功率：
SNR＝CN0-10×log10(2·fcode)
JNR＝JSR+SNR
Jampower＝2fcode·JNR/(fsample/2)
其中，SNR为信噪比，CN0为载噪比，fcode为伪码基准码率，JSR为设置的干信比，JNR为干噪比，Jampower为计算得出的干扰功率，fsample为采样率。
进一步地，通过如下方法生成脉冲干扰信号：
通过如下公式计算脉冲干扰的频率与幅值：
其中，Tp为设定的脉冲干扰的周期，fp为计算得到的脉冲干扰的频率，Gduty为设定的脉冲干扰的占空比，A为计算得到的脉冲干扰的幅值；
通过如下公式生成脉冲序列：
y＝A·((square(2π·fp·t,Gduty)+1)/2)
其中，t为时间序列，y为产生的脉冲干扰；
将脉冲序列搬移到中频并加入时间延迟τ：
yp＝y·cos(2π·fIF·t-2π·fRF·τ)
其中fIF为中频频率，fRF为射频频率，yp为最终的脉冲干扰信号。
进一步地，通过如下方法生成扫频干扰信号：
设置扫频干扰幅值：
其中，Jampower为计算得到的干扰功率，Jamamp为干扰的幅值；
设置起始频率与截止频率：
其中，fIF为中频频率，Bw为设置的扫频干扰的带宽；
产生扫频信号：
其中K为生成的数据量,y为生成的扫频信号；
将扫频信号希尔伯特变换，得到复数序列，在复数域加入时间延迟，并取实部得到最终的扫频干扰信号。
进一步地，通过如下方法生成宽带干扰信号：
计算高斯数的标准差：
其中Bw为设置的宽带干扰的带宽(设置为2fcode)，n0为计算得出的高斯数的标准差；
生成高斯数：
Data＝n0·randn(1,K)
其中K为生成的数据量，Data为生成的高斯数：
生成带通滤波器：
通过FIR滤波器的Kaiser窗生成带通滤波器，各项参数设置为：
第一阻带截止频率：Fstop1＝fIF-Bw；
第一通带截止频率：Fpass1＝fIF-0.8Bw；
第二通带截止频率：Fpass2＝fIF+0.8Bw；
第二阻带截止频率：Fstop2＝fIF+Bw；
采样率设置：Fs＝fsample；
滤除带外高斯噪声：
Datap＝filter(coef,1,Data)
其中coef为带通滤波器的系数，Datap为滤除带外高斯噪声后的宽带信号；
将宽带信号希尔伯特变换，得到复数序列，在复数域加入时间延迟，并取实部得到最终的宽带干扰信号。
进一步地，通过如下方法生成连续波干扰信号：
设置干扰幅度：
其中，Jampower为干扰的功率，Jamamp为干扰的幅值；
生成单频干扰载波信号：
sig＝cos(p)
其中p为卫星信号的载波相位，sig为生成的单频干扰的载波信号；
将单频干扰载波信号希尔伯特变换，得到复数序列，在复数域加入时间延迟，并取实部得到最终的连续波干扰信号。
根据本发明的第二技术方案，提供一种干扰信号生成装置，所述装置包括：
计算模块，被配置为计算时间延迟和干扰功率；
信号生成模块，被配置为基于所述时间延迟和所述干扰功率，生成脉冲干扰信号、扫频干扰信号、宽带干扰信号和连续波干扰信号；
信号累加模块，被配置为将所述脉冲干扰信号、扫频干扰信号、宽带干扰信号和连续波干扰信号累加得到干扰信号。
进一步地，所述计算模块被进一步配置为通过如下公式计算时间延迟：
其中τ为干扰在某个阵元的时间延迟，(x,y)为阵元的坐标，为方位角，θ为俯仰角，c为光速。
进一步地，所述计算模块被进一步配置为通过如下公式计算干扰功率：
SNR＝CN0-10×log10(2·fcode)
JNR＝JSR+SNR
Jampower＝2fcode·JNR/(fsample/2)
其中，SNR为信噪比，CN0为载噪比，fcode为伪码基准码率，JSR为设置的干信比，JNR为干噪比，Jampower为计算得出的干扰功率，fsample为采样率。
进一步地，所述信号生成模块被进一步配置为通过如下方法生成脉冲干扰信号：
通过如下公式计算脉冲干扰的频率与幅值：
其中，Tp为设定的脉冲干扰的周期，fp为计算得到的脉冲干扰的频率，Gduty为设定的脉冲干扰的占空比，A为计算得到的脉冲干扰的幅值；
通过如下公式生成脉冲序列：
y＝A·((square(2π·fp·t,Gduty)+1)/2)
其中，t为时间序列，y为产生的脉冲干扰；
将脉冲序列搬移到中频并加入时间延迟τ：
yp＝y·cos(2π·fIF·t-2π·fRF·τ)
其中fIF为中频频率，fRF为射频频率，yp为最终的脉冲干扰信号。
进一步地，所述信号生成模块被进一步配置为通过如下方法生成扫频干扰信号：
设置扫频干扰幅值：
其中，Jampower为计算得到的干扰功率，Jamamp为干扰的幅值；
设置起始频率与截止频率：
其中，fIF为中频频率，Bw为设置的扫频干扰的带宽；
产生扫频信号：
其中K为生成的数据量,y为生成的扫频信号；
将扫频信号希尔伯特变换，得到复数序列，在复数域加入时间延迟，并取实部得到最终的扫频干扰信号。
进一步地，所述信号生成模块被进一步配置为通过如下方法生成宽带干扰信号：
计算高斯数的标准差：
其中Bw为设置的宽带干扰的带宽(设置为2fcode)，n0为计算得出的高斯数的标准差；
生成高斯数：
Data＝n0·randn(1,K)
其中K为生成的数据量，Data为生成的高斯数：
生成带通滤波器：
通过FIR滤波器的Kaiser窗生成带通滤波器，各项参数设置为：
第一阻带截止频率：Fstop1＝fIF-Bw；
第一通带截止频率：Fpass1＝fIF-0.8Bw；
第二通带截止频率：Fpass2＝fIF+0.8Bw；
第二阻带截止频率：Fstop2＝fIF+Bw；
采样率设置：Fs＝fsample；
滤除带外高斯噪声：
Datap＝filter(coef,1,Data)
其中coef为带通滤波器的系数，Datap为滤除带外高斯噪声后的宽带信号；
将宽带信号希尔伯特变换，得到复数序列，在复数域加入时间延迟，并取实部得到最终的宽带干扰信号。
进一步地，所述信号生成模块被进一步配置为通过如下方法生成连续波干扰信号：
设置干扰幅度：
其中，Jampower为干扰的功率，Jamamp为干扰的幅值；
生成单频干扰载波信号：
sig＝cos(p)
其中p为卫星信号的载波相位，sig为生成的单频干扰的载波信号；
将单频干扰载波信号希尔伯特变换，得到复数序列，在复数域加入时间延迟，并取实部得到最终的连续波干扰信号。
根据本发明的第三技术方案，提供一种干扰信号生成系统，所述系统包括：存储器，用于存储计算机程序；处理器，用于执行所述计算机程序以实现如上所述的方法。
根据本发明的第四技术方案，提供一种存储有指令的非暂时性计算机可读存储介质，当所述指令由处理器执行时，执行如上所述的方法。
根据本发明各个方案的干扰信号生成方法、装置及系统和存储介质，其至少具有以下技术效果：
本发明以脉冲干扰信号、扫频干扰信号、宽带干扰信号和连续波干扰信号累加得到干扰信号，能够有效实现干扰场景的仿真。
附图说明
在不一定按比例绘制的附图中，相同的附图标记可以在不同的视图中描述相似的部件。具有字母后缀或不同字母后缀的相同附图标记可以表示相似部件的不同实例。附图大体上通过举例而不是限制的方式示出各种实施例，并且与说明书以及权利要求书一起用于对所发明的实施例进行说明。在适当的时候，在所有附图中使用相同的附图标记指代同一或相似的部分。这样的实施例是例证性的，而并非旨在作为本装置或方法的穷尽或排他实施例。
图1示出了根据本发明实施例的一种干扰信号生成方法的流程图。
图2示出了根据本发明实施例的脉冲干扰产生的流程图。
图3示出了根据本发明实施例的扫频干扰产生的流程图。
图4示出了根据本发明实施例的宽带干扰产生的流程图。
图5示出了根据本发明实施例的连续波干扰产生的流程图。
图6示出了根据本发明实施例的L注入信号源的工作流程示意图。
图7示出了根据本发明实施例的实现干扰信号生成方法的硬件系统组成框图。
图8示出了根据本发明实施例的硬件结构框图。
图9示出了根据本发明实施例的ADS42LB69前端电路。
图10示出了根据本发明实施例的上行输出前端电路。
图11示出了根据本发明实施例的输出驱动器电路图。
图12示出了根据本发明实施例的AD9788时钟输入形式。
图13示出了根据本发明实施例的中频数据处理平台的系统时钟网络结构图。
图14示出了根据本发明实施例的LVDS输入输出驱动器的接口结构图。
具体实施方式
为使本领域技术人员更好的理解本发明的技术方案，下面结合附图和具体实施方式对本发明作详细说明。下面结合附图和具体实施例对本发明的实施例作进一步详细描述，但不作为对本发明的限定。本文中所描述的各个步骤，如果彼此之间没有前后关系的必要性，则本文中作为示例对其进行描述的次序不应视为限制，本领域技术人员应知道可以对其进行顺序调整，只要不破坏其彼此之间的逻辑性导致整个流程无法实现即可。
本发明实施例提供一种干扰信号生成方法，请参阅图1，是根据本发明实施例的一种干扰信号生成方法的流程图。该方法包括如下步骤：
步骤1，计算时间延迟和干扰功率。
在一些实施例中，通过如下公式计算时间延迟：
其中τ为干扰在某个阵元的时间延迟，(x,y)为阵元的坐标，为方位角，θ为俯仰角，c为光速。
在一些实施例中，通过如下公式计算干扰功率：
SNR＝CN0-10×log10(2·fcode)
JNR＝JSR+SNR
Jampower＝2fcode·JNR/(fsample/2)
其中，SNR为信噪比，CN0为载噪比，fcode为伪码基准码率，JSR为设置的干信比，JNR为干噪比，Jampower为计算得出的干扰功率，fsample为采样率。
步骤2，基于所述时间延迟和所述干扰功率，生成脉冲干扰信号、扫频干扰信号、宽带干扰信号和连续波干扰信号；
步骤3，将所述脉冲干扰信号、扫频干扰信号、宽带干扰信号和连续波干扰信号累加得到干扰信号。
在一些实施例中，如图2所示，为脉冲干扰产生的流程图，产生脉冲干扰信号包括如下步骤：
(1)脉冲干扰的频率与幅值计算
其中Tp为设定的脉冲干扰的周期，fp为计算得到的频率值。
其中Gduty为设定的脉冲干扰的占空比，A为计算得到的幅值
(2)生成脉冲序列
y＝A·((square(2π·fp·t,Gduty)+1)/2)
其中t为时间序列，y为产生的脉冲干扰。
(3)将脉冲序列搬移到中频并加入延迟
yp＝y·cos(2π·fIF·t-2π·fRF·τ)
其中fIF为中频频率，fRF为射频频率，yp即为最终的脉冲干扰信号。
在一些实施例中，如图3所示，为扫频干扰产生的流程图，产生扫频干扰信号包括如下步骤：
(1)设置扫频干扰幅值
其中，Jampower为计算得到的干扰功率，Jamamp为干扰的幅值。
(2)设置起始频率与截止频率
其中，fIF为中频频率，Bw为设置的扫频干扰的带宽。
(3)产生扫频信号
其中K为生成的数据量,y为生成的扫频信号。
(4)加入时间延迟
将扫频信号希尔伯特变换，得到复数序列。在复数域加入时间延迟，再取实部即可得到最终的扫频干扰信号。具体如下
其中yc即为最终的扫频干扰信号。
在一些实施例中，如图4所示，为宽带干扰产生的流程图，产生扫频干扰信号包括如下步骤：
(1)计算高斯数的标准差
其中Bw为设置的宽带干扰的带宽(设置为2fcode)，n0为计算得出的高斯数的标准差。
(2)生成高斯数
Data＝n0·randn(1,K)
其中K为生成的数据量，Data为生成的高斯数。
(3)生成带通滤波器
通过FIR滤波器的Kaiser窗生成带通滤波器。各项参数设置为：
第一阻带截止频率：Fstop1＝fIF-Bw；
第一通带截止频率：Fpass1＝fIF-0.8Bw；
第二通带截止频率：Fpass2＝fIF+0.8Bw；
第二阻带截止频率：Fstop2＝fIF+Bw；
采样率设置：Fs＝fsample；
第一阻带衰减：Astop1＝160dB；
通带波纹：Apass＝1dB；
第二阻带衰减：Astop2＝160dB。
(4)滤除带外高斯噪声
Datap＝filter(coef,1,Data)
其中coef为带通滤波器的系数，Datap为滤除带外高斯噪声后的宽带信号。
(5)加入时间延迟
将宽带信号希尔伯特变换，得到复数序列。在复数域加入时间延迟，再取实部即可得到最终的宽带干扰信号。具体如下
其中Datafinal即为最终的宽带干扰信号。
在一些实施例中，如图5所示，为连续波干扰产生的流程图，产生连续波干扰信号包括如下步骤：
(1)设置干扰幅度
其中，Jampower为干扰的功率，Jamamp为干扰的幅值。
(2)生成单频干扰载波信号
sig＝cos(p)
其中p为卫星信号的载波相位，sig为生成的单频干扰的载波信号。
(3)加入时间延迟
将连续波希尔伯特变换，得到复数序列。在复数域加入时间延迟，再取实部即可得到最终的连续波干扰信号。具体如下
其中sigfinal即为最终的连续波干扰信号。
本发明实施例所提出的干扰信号生成方法可以生成一个干扰源，该干扰源用于实现干扰信号仿真：包括如下干扰类型：单音干扰、扫频干扰、雷达脉冲干扰、多址干扰；以阵列中心为坐标，干扰信号来向0°-360°可选，在俯仰方向上，干扰信号来向-90°—90°可选；干扰信号类型、个数可选，干信比可设置。
干扰信号在仿真时，配合上注信号形成注入信号源，其中上注信号为根据《技术要求》生成的所需的上注信号。其工作流程如下：
上注信号和干扰信号在同一个板卡上实现，分为两个物理通道(2路独立的DAC)输出。
针对上注信号，首先由上位机控制软件根据人机交互界面的初始化配置，下发初始化参数，包括：电文速率、伪码速率、伪码选择、编码方式、调制方式、发射功率、信号动态模拟参数等。中频信号处理板根据设置初始化信号通道，同时接收上位机发送的遥测数据(电文)并对其进行编排组帧，然后进行编码、扩频和载波调制，生成QPSK(或OQPSK)信号，输出给DAC电路，由DAC电路完成数模转换，生成70MHz中频信号，再经由上变频器变频后，由发射天线发射。
针对干扰信号，首先由上位机根据干扰类型的选择和干扰大小对干扰通道进行初始化，然后，中频信号处理板根据干扰类型生成干扰，并通过中频调制生成中频频点为70MHz的干扰信号，再经由上变频器变频后，由发射天线发射。
上注信号和干扰信号通过无线的方式，在空间进行合路来模拟干扰场景。L注入信号源的工作流程如图6所示。
下面本发明实施例将提供一种可以实现干扰信号生成方法的硬件系统。
该硬件系统具体采用CPCI工控机+CPCI板卡+上变频器+天线的结构实现。具体结构如图7所示。
关于干扰信号发射天线，其技术指标要求如表1所示。
表1干扰信号发射天线指标要求
| 序号 | 名称 | 数值 |
| 1 | 形式 | 贴片微带天线 |
| 2 | 工作频率 | 1250～1350MHz |
| 3 | 极化形式 | 左旋圆极化 |
| 4 | 增益 | ≥5dBi |
| 5 | 轴比 | ≤3dB |
| 6 | 前后增益比 | 优于15dB |
| 序号 | 名称 | 数值 |
| 7 | 不圆度 | 仰角45°优于2dB |
| 8 | 输出阻抗 | 50Ω |
| 9 | 输出驻波比 | ≤1.5 |
| 10 | 发射功率 | -90dBm～10dBm |
干扰信号发射天线采用贴片微带单元形式，天线基板直径为60mm，天线单元厚度6mm。
天线单元和天线阵列工作频率为1250～1350MHz，极化形式为左旋圆极化，天线端口输出阻抗为50Ω。其他主要设计指标分别如表2所示。天线所有设计值均满足指标要求。
表2天线单元设计指标
中频信号处理板卡采用通用化设计，采用母板+FMC子板的架构，其中母板包括：高性能FPGA、综合处理DSP、时钟管理单元、电源管理单元、CPCI接口电路等；FMC子板包括：4路高速AD输入通道，1路高速DA输出通道。一块母板配置2块相同的FMC子板，即具备了独立的2路DA输出通道。
基带模块硬件板卡的设计指标如表3所示。
表3中频信号处理硬件板卡设计指标
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整体的硬件结构框图如图8所示。
中频数据处理平台包含2个FMC安装槽位，这两个FMC槽位上分别安装两路中频FMC子板(70M输入输出)，中频FMC子板包含1中频输出接口、4路中频输入接口；CPCI载板上还包含有4路低速DA输出，板卡上除了FPGA之外，还包含一片DSP、一片CPLD(用于FPGA、DSP在线配置，以及板上工作时钟配置)、同时还有外置SDRAM连接到DSP的EMIF口上，另外FPGA也连接到DSP EMIF口，使得DSP能够访问FPGA的内部资源。
中频数据处理平台之间通过CPCI的前面板进行连接，连接接口包括10MHz系统时钟输出1路、10MHz时钟输入1路，GTH/GTX发送接收接口各7对。
中频数据处理平台通过PCI接口芯片PLX9054和CPCI计算机相连，将PCI总线协议转换为本地总线协议，PCI接口芯片输出的本地总线信号通过CPLD进行地址译码，PCI总线通过CPLD完成对FPGA和DSP HPI接口的访问，完成对FPGA和DSP程序的加载，使得计算机能够通过PCI接口完成对固件程序的更新。
中频数据处理平台包含结构相同的LVTTL输入输出接口32路(定制后板数量可扩展)，主要用于监视PCM数据和时钟的输出，外部PCM调制时，PCM时钟和数据的输入，该接口还可以用作外部遥控信号的输入，以及测试信号的输入，如：秒脉冲信号，锁定型号、I、Q测试信号等。
为了处理高速PCM信号，通用信号处理平台包含16路结构相同的LVDS输入输出接口(定制后板数量可扩展)，主要用于高速数据和时钟的输入。
中频数据处理平台包含1路外部10M时钟输入和1路10M时钟输出，一路10.23M时钟输入和时钟输出，AD、DA、FPGA都可程控工作在这两个时统之一(如有需要时钟可配置为其他频点)，输入时钟即能够按照设定的优先级自动选择使用外部时钟或板上自带时钟，也能够通过软件控制选择使用外部时钟时钟输入或板卡自带的时钟作为系统的时钟源。
中频数据处理平台包含一片TI的浮点运算DSP，该DSP的HPI接口和CPLD相连，使得计算机能够通过PCI接口更新DSP程序，完成DSP程序的动态加载，为了增大DSP的处理能力，为DSP配置128M BYTE片外SDRAM，SDRAM连接到的DSP的EMIF接口上，同时DSP的EMIF接口连接到FPGA的I/O管脚上，用于访问FPGA内部资源，DSP对SDRAM和FPGA的访问通过片选信号进行区分。DSP善于对浮点数进行处理，以及完成状态转换较为复杂的过程的控制，主要用于测距处理单元距离的解算。
中频数据处理平台包含设计有一片FLASH，用于存储FPGA的配置信息以及板卡的校准信息。
为了实现和计算机之间的数据交换使用PLX9054作为PCI接口芯片，完成PCI总线协议和本地总线协议的转换。PLX9054支持32-bit数据总线，支持DMA操作，支持硬件中断。具有较快的数据读写速度，能够满足地面测试设备数据交换的要求。
关于中频FMC载板，ADC选用双通道的TI的16-bit ADC——ADS42LB69，ADS42LB69最大采样频率为250MSPS输入满幅度为2.5Vpp。ADC输入接口电路如图9所示。
硬件平台设计有1路上行中频输出接口，70M中频输出使用Analog Devices公司的高速DAC器件AD9788实现。将外部输入的时钟通过内部PLL倍频后作为工作时钟。AD9788具有16Bit数据输入，16Bit的DAC，内部能够进行2/4/8倍内插和滤波，具有多种工作模式。AD9788将送入的基带数据首先进行内插和滤波，然后可以直接输出或是正交调制后输出。
上行中频输出前端电路结构如图10所示。
调制后的模拟输出为电流型差分输出，输出的电流典型值为21.4mA，且在8.6mA～31.6mA之间可设，负载为50Ω阻抗，通过阻抗比为1：1的变压器后变为单端信号，通过70MHz的无源带通滤波器7BM65-70/T35滤波，无源滤波器使用和上行中频输入通道相同的带通滤波器，有0.9dB的插损，带通滤波器输出做交流耦合后，使用射随电路驱动，串行匹配后输出，驱动电路如图11所示。
输出为50Ω串联匹配，故输出信号的还有6dB的衰减。
AD9788输出的最小分辨率为
AD9788输出的最小分辨率远小于《技术要求》中，输出功率1dB步长可调的要求。
AD9788的参考时钟以差分方式输入。接口形式如图12所示。
关于CPLD，CPLD主要负责对PCI总线、地址总线进行译码等操作。使用CPLD进行本地译码的主要作用是使得计算机能够通过PCI总线实现FPGA和DSP固件程序的动态加载，这样设备的硬件的升级和工作模式的切换可通过PCI总线加载的方式更新硬件的配置程序，不用打开机箱，就能完成设备的升级；CPLD还需要完成对时钟管理芯片的访问及初始化，系统的时钟想要正常工作，必须要经过正确的配置之后才能够输出正确的时钟，CPLD有自己的工作时钟，上电就可以完成配置，通过CPLD配置完时钟管理芯片，系统时钟正常工作之后，系统才能正常工作；CPLD还需要完成对FPGA内部寄存器的读写。
FPGA作为主要中频信号处理器件，负责各个前端电路的控制和访问、数据采集和输出，是中频处理单元的核心。经过多方比较和调研，FPGA的型号选定为Xilinx公司推出Vritex 7平台，具体型号为专门针对数据处理而进行过优化的XC7SX690T。
为了完成FPGA的外部配置，实现在不打开机箱的情况下，可以通过PCI接口对设备进行硬件维护和升级。FPGA必须能够能够通过跳线配置成Slave SelectMAP(parallel)configuration mode(CPLD配置)或JTAG/Boundary-Scan configuration mode，调试时使用JTAG/Boundary-Scan模式配置，能够使用ChipScope工具对FPGA进行调试，设备FPGA程序基本定型后使用SelectMAP(parallel)configuration mode。
板上需要配置大容量的FLASH，用来存储板卡序列号等信息以及校准信息，FLASH选用64M Bit的FLASH ROM—ST39VF6401。配置时需要能够通过PCI接口更新FLASH中的数据。
为了增强数据处理板的数据处理能力，板卡上设计一片DSP，DSP选用TI公司的TMS320C6747芯片，DSP的EMIF口上外挂两块外置的EEPRAM，用于DSP的内从扩展，DSP的EMIF口同时和FPGA相连，用于和FPGA之间的数据交换，DSP的程序通过HPI口进行配置，HPI口直接和CPLD相连，通过CPLD译码，这样DSP的配置就不需要经过FPGA中转了，但是DSP想要正常工作，还需要先完成FPGA的配置，因为DSP的时钟是由FPGA提供的。
中频数据处理平台的系统时钟网络结构如图13所示。
为保证各设备使用统一的频率基准，需要有输入、输出的10MHz频率参考，在有外频率源时，使用外部10MHz输入的频率，在无外频率源时使用自身的10MHz参考频率。由于系统使用统一的时钟工作，所以只需要一块恒温晶振即可满足要求。
内部恒温晶振选用石家庄博亚电子的生产的小型恒温晶振，型号为BH03C28B-F-5V/10MHz，其指标为：
1)频率：10MHz
2)频率温度稳定度：≤±0.02ppm/-10℃～+60℃；
3)年老化：±0.05ppm/年；
4)杂散抑制：＜-75dBc
5)输出谐波抑制：≥30dBc
6)输出杂波抑制：≥70dBc；
7)相位噪声：
＜-125dBc/Hz@10Hz
＜-140dBc/Hz@100Hz
＜-150dBc/Hz@1kHz
＜-155dBc/Hz@10kHz。
针对目前PCM数据流速度越来越快的趋势，LVDS成为了高速PCM收发接口的首选，为了提供应对这种趋势，板卡上提供31路双向的LVDS接口，发送接口采用LVDS接口发送接口芯片65LVDS31D，接收接口采用LVDS接收接口芯片65LVDS32D，接口结构如图14所示。
此外，尽管已经在本文中描述了示例性实施例，其范围包括任何和所有基于本发明的具有等同元件、修改、省略、组合(例如，各种实施例交叉的方案)、改编或改变的实施例。权利要求书中的元件将被基于权利要求中采用的语言宽泛地解释，并不限于在本说明书中或本申请的实施期间所描述的示例，其示例将被解释为非排他性的。因此，本说明书和示例旨在仅被认为是示例，真正的范围和精神由以下权利要求以及其等同物的全部范围所指示。
以上描述旨在是说明性的而不是限制性的。例如，上述示例(或其一个或更多方案)可以彼此组合使用。例如本领域普通技术人员在阅读上述描述时可以使用其它实施例。另外，在上述具体实施方式中，各种特征可以被分组在一起以简单化本发明。这不应解释为一种不要求保护的发明的特征对于任一权利要求是必要的意图。相反，本发明的主题可以少于特定的发明的实施例的全部特征。从而，以下权利要求书作为示例或实施例在此并入具体实施方式中，其中每个权利要求独立地作为单独的实施例，并且考虑这些实施例可以以各种组合或排列彼此组合。本发明的范围应参照所附权利要求以及这些权利要求赋权的等同形式的全部范围来确定。
Claims (7)
1.一种干扰信号生成方法，其特征在于，所述方法包括：
计算时间延迟和干扰功率；
基于所述时间延迟和所述干扰功率，生成脉冲干扰信号、扫频干扰信号、宽带干扰信号和连续波干扰信号；
将所述脉冲干扰信号、扫频干扰信号、宽带干扰信号和连续波干扰信号累加得到干扰信号；
通过如下公式计算时间延迟：
其中τ为干扰在某个阵元的时间延迟，(x,y)为阵元的坐标，为方位角，θ为俯仰角，c为光速；
通过如下公式计算干扰功率：
SNR＝CN0-10×log10(2·fcode)
JNR＝JSR+SNR
Jampower＝2fcode·JNR/(fsample/2)
其中，SNR为信噪比，CN0为载噪比，fcode为伪码基准码率，JSR为设置的干信比，JNR为干噪比，Jampower为计算得出的干扰功率，fsample为采样率；
通过如下方法生成脉冲干扰信号：
通过如下公式计算脉冲干扰的频率与幅值：
其中，Tp为设定的脉冲干扰的周期，fp为计算得到的脉冲干扰的频率，Gduty为设定的脉冲干扰的占空比，A为计算得到的脉冲干扰的幅值；
通过如下公式生成脉冲序列：
y＝A·((square(2π·fp·t,Gduty)+1)/2)
其中，t为时间序列，y为产生的脉冲干扰；
将脉冲序列搬移到中频并加入时间延迟τ：
yp＝y·cos(2π·fIF·t-2π·fRF·τ)
其中fIF为中频频率，fRF为射频频率，yp为最终的脉冲干扰信号。
2.根据权利要求1所述的方法，其特征在于，通过如下方法生成扫频干扰信号：
设置扫频干扰幅值：
其中，Jampower为计算得到的干扰功率，Jamamp为干扰的幅值；
设置起始频率与截止频率：
其中，fIF为中频频率，Bw为设置的扫频干扰的带宽；
产生扫频信号：
其中K为生成的数据量,y为生成的扫频信号；
将扫频信号希尔伯特变换，得到复数序列，在复数域加入时间延迟，并取实部得到最终的扫频干扰信号。
3.根据权利要求1所述的方法，其特征在于，通过如下方法生成宽带干扰信号：
计算高斯数的标准差：
其中Bw为设置的宽带干扰的带宽(设置为2fcode)，n0为计算得出的高斯数的标准差；
生成高斯数：
Data＝n0·randn(1,K)
其中K为生成的数据量，Data为生成的高斯数：
生成带通滤波器：
通过FIR滤波器的Kaiser窗生成带通滤波器，各项参数设置为：
第一阻带截止频率：Fstop1＝fIF-Bw；
第一通带截止频率：Fpass1＝fIF-0.8Bw；
第二通带截止频率：Fpass2＝fIF+0.8Bw；
第二阻带截止频率：Fstop2＝fIF+Bw；
采样率设置：Fs＝fsample；
滤除带外高斯噪声：
Datap＝filter(coef,1,Data)
其中coef为带通滤波器的系数，Datap为滤除带外高斯噪声后的宽带信号；
将宽带信号希尔伯特变换，得到复数序列，在复数域加入时间延迟，并取实部得到最终的宽带干扰信号。
4.根据权利要求1所述的方法，其特征在于，通过如下方法生成连续波干扰信号：
设置干扰幅度：
其中，Jampower为干扰的功率，Jamamp为干扰的幅值；
生成单频干扰载波信号：
sig＝cos(p)
其中p为卫星信号的载波相位，sig为生成的单频干扰的载波信号；
将单频干扰载波信号希尔伯特变换，得到复数序列，在复数域加入时间延迟，并取实部得到最终的连续波干扰信号。
5.一种干扰信号生成装置，其特征在于，所述装置包括：
计算模块，被配置为计算时间延迟和干扰功率；
信号生成模块，被配置为基于所述时间延迟和所述干扰功率，生成脉冲干扰信号、扫频干扰信号、宽带干扰信号和连续波干扰信号；
信号累加模块，被配置为将所述脉冲干扰信号、扫频干扰信号、宽带干扰信号和连续波干扰信号累加得到干扰信号；
所述计算模块被进一步配置为：
通过如下公式计算时间延迟：
其中τ为干扰在某个阵元的时间延迟，(x,y)为阵元的坐标，为方位角，θ为俯仰角，c为光速；
通过如下公式计算干扰功率：
SNR＝CN0-10×log10(2·fcode)
JNR＝JSR+SNR
Jampower＝2fcode·JNR/(fsample/2)
其中，SNR为信噪比，CN0为载噪比，fcode为伪码基准码率，JSR为设置的干信比，JNR为干噪比，Jampower为计算得出的干扰功率，fsample为采样率；
所述信号生成模块被进一步配置为：
通过如下方法生成脉冲干扰信号：
通过如下公式计算脉冲干扰的频率与幅值：
其中，Tp为设定的脉冲干扰的周期，fp为计算得到的脉冲干扰的频率，Gduty为设定的脉冲干扰的占空比，A为计算得到的脉冲干扰的幅值；
通过如下公式生成脉冲序列：
y＝A·((square(2π·fp·t,Gduty)+1)/2)
其中，t为时间序列，y为产生的脉冲干扰；
将脉冲序列搬移到中频并加入时间延迟τ：
yp＝y·cos(2π·fIF·t-2π·fRF·τ)
其中fIF为中频频率，fRF为射频频率，yp为最终的脉冲干扰信号。
6.一种干扰信号生成系统，其特征在于：所述系统包括：
存储器，用于存储计算机程序；
处理器，用于执行所述计算机程序以实现如权利要求1至4中任一项所述的方法。
7.一种存储有指令的非暂时性计算机可读存储介质，当所述指令由处理器执行时，执行根据权利要求1至4中任一项所述的方法。
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