CN117060954A - 一种基于mimo通信与感知技术的通感一体化波束设计方法 - Google Patents

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CN117060954A CN202311054119.2A CN202311054119A CN117060954A CN 117060954 A CN117060954 A CN 117060954A CN 202311054119 A CN202311054119 A CN 202311054119A CN 117060954 A CN117060954 A CN 117060954A
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Abstract

本发明公开了一种基于MIMO通信与感知技术的通感一体化波束设计方法。包括以下步骤：步骤1，发射端信号处理流程：步骤2，接收端处理流程：本发明所述方法采用了更为简单的优化目标函数，降低了一体化信号联合预编码矩阵的计算复杂度，更适用于大规模天线场景；能够有效的在目标方位生成波束，且生成波束的峰旁比优于现有技术，因此在波束探测性能方面取得了比现有技术更优的性能。

Description

一种基于MIMO通信与感知技术的通感一体化波束设计方法
技术领域
本发明属于无线通信技术和雷达信号处理领域，具体涉及一种基于MIMO(Multiple Input Multiple Output)通信与感知技术的通感一体化波束设计方法。
背景技术
随着移动通信技术的更新迭代，其频段不断向更高的频谱范围上发展，将导致其与一些处于高波段的雷达信号发生冲突。因此需要考虑如何解决通感之间的频谱冲突问题，以保证两者之间能够并行工作互不干扰，以实现频谱共享。但在传统的通感频谱共享策略中，为了保证通感之间的信息交换畅通来避免干扰，通常需要设计一个额外的信息交换中心，但这样带来的代价是显著提升了系统的硬件复杂度以及成本。因此为了避免上述问题的出现，如何设计融合通信与感知两者功能的一体化系统开始得到业界的关注。
在通感一体化系统的发展过程中，其中双功能雷达通信(DFRC，Dual-functionRadar Communication)系统得到了较多的关注，其通过在同一套硬件设备上集成通信与感知功能，在避免了额外交换中心的同时，也降低了在传统通感功能分立式系统中存在的信号处理时延。其中，如何为该类系统设计一体化信号也得到了广泛的关注。目前，根据信号波形的不同，分为基于OFDM波形的一体化信号设计方法，以及基于FMCW波形的一体化信号设计方法，其中前者在性能上更偏向于通信，而后者偏向于感知。根据调制方式的不同，分为基于信息嵌入方式的设计方法，以及基于调频，索引调制技术的设计方法。由于多输入多输出(Multiple Input Multiple Output，MIMO)技术具有的高的空间自由度，天然地适合用于多波束成形技术。在通信上，通过将一体化信号以波束的形式发送，能够带来极大的功率增益，而感知性能上能够显著提升空间分辨率。因此如何借助MIMO技术并基于通感一体化系统来设计既具有高性能，又能集成通感功能的波束也成为了一个重要的问题。
申请号为202310599755.7的专利申请公开了集成接入和回程系统中无线设备的初始集成。描述了用于无线通信的方法、系统和设备。在一些集成接入和回程系统中，无线设备通过初始集成规程加入系统。基站可以上电并检测由相邻基站所传送的参考信号，并且可以与该基站建立第一波束对链路。在许多情形中，根据相关联的质量度量，该第一波束对链路可以是相对弱的波束对链路。为了改进该链路，集成基站在第一波束对链路上传送集成基站的特性的指示，并且两个基站可以基于特性来执行波束训练。基站使用该波束训练来建立具有比第一波束对链路更高的质量度量的第二波束对链路。
申请号为202310829843.1的专利申请公开了一种无线感知协同的多用户波束对准方法，属于通信技术领域，包括，激活初始接入流程，完成基站与用户间初始粗略波束对建立；通过对基站的资源分配模块进行无线资源分配最大化不完美波束对准情况下的可达下行和速率；通过基站于上一追踪时段内对用户的位置预测结果与资源分配模块输出的感知功率分配结果，确定用户的感知波束指向，根据感知波束指向发射多个不同功率的感知窄波束执行感知任务；通过基站接收用户的上行通信信号，并基于感知回波处理对用户位置进行预测；根据预测的结果通过基站对用户执行下行通信波束对准。
目前，在一体化波束设计上，现有技术是利用MIMO雷达技术来实现波束的形成。在MIMO雷达系统中，通过采取预编码的方式，设计预编码矩阵中的权向量来实现定向波束成形，而在一些现有的方法中，预编码矩阵的复杂度太高，且随着大规模MIMO技术的应用，天线数的增加，计算预编码矩阵所需要的成本进一步提升。
发明内容
针对现有技术存在的问题，本发明提出了一种基于MIMO通信与感知技术的通感一体化波束设计方法。本发明所述方法包括以下步骤：
步骤1，发射端信号处理流程：
步骤1.1，在通感一体化波束的设计中，采用MIMO雷达的方式进行波束成形，设定需要设计的一体化波束信号如以下公式所示：
x(n)＝[x1(n) x2(n) …，xM(n)]T......(1)，
则在目标角度θ处的基带信号如以下公式所示；
其中，N为发射信号的采样数，a(θ)为导向向量，则信号在角度的功率表示为：
P(θ)＝a*(θ)Ra(θ)......(3)，
其中，
R＝E(x[n]xH[n])......(4)，
公式(4)为发射信号的协方差矩阵，一体化波束的设计问题转换为一体化信号协方差的设计；
根据感知信号损失目标函数和通信需求约束条件输出最优信号协方差矩阵R如以下公式所示；
其中，Pd(θk)为理想雷达发射波束图，P(θk；R)为所需设计的波束图，α表示尺度因子，θk表示角度采样间隔，目标函数为Pd(θk)与P(θk；R)之间的最小均方误差，通过这样一个误差函数来衡量所需的发射波束图与纯雷达发射波束图之间的损失；
第一个约束条件为功率限制条件，diag表示取矩阵R中的对角元素，Pt为发射信号总功率，在实际场景中硬件能提供的功率是有限的且雷达在发射波形时以最大可提供功率传输，要施加以单天线功率越束限制；
第二个约束条件为信道矩阵对角化约束，其中H为维度为K×M的信道矩阵，K表示系统中存在的用户数，M表示MIMO阵列的天线数，信道矩阵信息从接收端部分获取，W为预编码矩阵，p表示信号功率值，通过预编码矩阵，将信道矩阵处理为一个对角阵以避免用户间干扰的要求；
第三个约束条件为SINR(信号干扰比)约束条件，σ2表示高斯白噪声功率，K表示多用户MIMO场景下的用户数，γt表示给定的SINR约束值，通过SINR约束条件以保障各个用户之间的最小通信SINR需求并使得每个用户能与基站正常通信；
步骤1.2，根据步骤1.1输出的最优信号协方差矩阵R将其输入矩阵分解模块并对其做Cholesky分解得到矩阵L，如以下公式所示：
W＝LLH......(6)，
在发射端通过接收接收端传来的CSI(信道状态信息)并将估计到的CSI重新构建为信道矩阵H，并将分解得到的矩阵L与信道矩阵H相乘得到矩阵，如以下公式所示：
步骤1.3，对矩阵做QR分解得到Qh，如以下公式所示：
将得到的Qh代入，如以下公式所示：
得到通感联合预编码矩阵W，其中W由维度为M×K通信预编码矩阵Wc和维度为M×M感知预编码矩阵Wr组成，W的前K列为Wc，K+1到M+K列组成Wr，其中0矩阵部分为补零运算以保证预编码矩阵具有能与信道矩阵相乘的维度，将Wc与Wr并列排置得到最终的联合预编码矩阵，如以下公式所示：
W＝[Wc，Wr]......(10)，
步骤1.4，将得到的通信预编码矩阵与经过数字调制(例如经过QPSK调制)的通信信号相乘，再将感知预编码矩阵与生成的感知信号相乘，用预编码对两者进行加权联合得到通感一体化波束信号，如以下公式所示：
x(n)＝Wcsc(n)+Wrsr(n)，n＝0，1，......(11)，
其中，n表示从零开始的任意时刻，sc[n]表示由系统中每个用户发射的K个通信信号组成的通信信号向量，如以下公式所示：
sc(n)＝[c1(n)，…，cK(n)]T，n＝0，1，......(12)，
sr(n)表示MIMO阵列中M根天线各自发出感知信号所组成的感知信号向量，并保证两种信号之间相互正交，如以下公式所示：
sr(n)＝[r1(n)，…，rM(n)]T，n＝0，1，......(13)，
步骤1.5：将一体化波束信号通过一个具有M根天线的MIMO阵列，使阵元间距d为载频波长λ的二分之一以满足空域采样定律以避免产栅瓣对信号产生干扰，通过一体化预编码矩阵W中的权系数因子来进行波束生成并发射；
步骤2，接收端处理流程：
步骤2.1，对接收到的一体化信号x(n)进行空间谱估计，采用Capon空间谱估计方法来估计接收信号的空间谱，其表达式为：
其中，Pθ表示估计功率值的大小，各阵元间存在距离d，无线信号到达不同的阵元时信号传输的距离也不一致并产生不同的相位偏移，产生了空间相位差，这些由于天线阵列具有间距而产生的空间相位差所组成的向量及MIMO雷达的导向向量，表示为：
a(θ)＝[1，ej2πdsin(θ)，...，ej2π(M-1)dsin(θ)]T......(15)，
其中，d为天线间距，θ表示位置角度参量，Capon谱估计方法将非目标角度的功率估计最小化并只保留目标角度的功率并在目标处产生极高的峰值并易于设道阈值来检测出目标DOA(到达角)；
步骤2.2，根据Capon谱估计方法的特性，对整个空间谱进行扫描并根据扫描得到的峰值进行阈值Γ的设定，其中峰值的比较范围限定在波束主瓣3dB宽度之内，取扫描出的所有主瓣中的最低峰值作为阈值Γ；
步骤2.3，根据阈值对目标位置进行判断，当空间谱值在某一角度范围内大于前步所设阈值Γ，则判断该角度位置有目标存在，并估计出DOA(到达角)值，输出估计角度值；当小于设定阈值Γ，则判断目标不处于该位置，不输出该角度位置；
步骤2.4，对一体化信号中通信信号sc(n)，进行下变频操作得到rb(n)，将其搬移到基带，rb(n)表示基带信号，并在基带处对信道状态信息进行估计，传送回发射端，采用匹配滤波方法解调得到信号r′c(n)，对r′c(n)采样并判别，得到出发送端的通信信号。
本发明所述方法具有如下特点：
1、本发明所述方法采用了更为简单的优化目标函数，降低了一体化信号联合预编码矩阵的计算复杂度，更适用于大规模天线场景；
2、本发明所述方法能够有效的在目标方位生成波束，且生成波束的峰旁比优于现有技术，因此在波束探测性能方面取得了比现有技术更优的性能。
附图说明
图1为本发明所述方法的发射端信号处理框图；
图2为本发明所述方法的接受端信号处理框图；
图3为本发明所述方法的发射波束图比较图；
图4为本发明所述方法的雷达探测概率比较图；
图5为本发明所述方法的预编码矩阵计算复杂度比较图。
具体实施方式：
为了能够更清楚地理解本发明的上述目的、特征和优点，下面结合附图和具体实施方式对本发明进行进一步的详细描述。
本发明所述方法包括以下步骤：
步骤1，发射端信号处理流程：
步骤1.1，在通感一体化波束的设计中，采用MIMO雷达的方式进行波束成形，设定需要设计的一体化波束信号如以下公式所示：
x(n)＝[x1(n) x2(n) …，xM(n)]T......(1)，
则在目标角度θ处的基带信号如以下公式所示；
其中，N为发射信号的采样数，a(θ)为导向向量，则信号在角度的功率表示为：
P(θ)＝a*(θ)Ra(θ)......(3)，
其中，
R＝E(x[n]xH[n])......(4)，
公式(4)为发射信号的协方差矩阵，一体化波束的设计问题转换为一体化信号协方差的设计；
根据感知信号损失目标函数和通信需求约束条件输出最优信号协方差矩阵R如以下公式所示；
其中，Pd(θk)为理想雷达发射波束图，P(θk；R)为所需设计的波束图，α表示尺度因子，θk表示角度采样间隔，目标函数为Pd(θk)与P(θk；R)之间的最小均方误差，通过这样一个误差函数来衡量所需的发射波束图与纯雷达发射波束图之间的损失；
第一个约束条件为功率限制条件，diag表示取矩阵R中的对角元素，Pt为发射信号总功率，在实际场景中硬件能提供的功率是有限的且雷达在发射波形时以最大可提供功率传输，要施加以单天线功率越束限制；
第二个约束条件为信道矩阵对角化约束，其中H为维度为K×M的信道矩阵，K表示系统中存在的用户数，M表示MIMO阵列的天线数，信道矩阵信息从接收端部分获取，W为预编码矩阵，p表示信号功率值，通过预编码矩阵，将信道矩阵处理为一个对角阵以避免用户间干扰的要求；
第三个约束条件为SINR(信号干扰比)约束条件，σ2表示高斯白噪声功率，K表示多用户MIMO场景下的用户数，γt表示给定的SINR约束值，通过SINR约束条件以保障各个用户之间的最小通信SINR需求并使得每个用户能与基站正常通信；
步骤1.2，根据步骤1.1输出的最优信号协方差矩阵R将其输入矩阵分解模块并对其做Cholesky分解得到矩阵L，如以下公式所示：
W＝LLH...、...(6)，
在发射端通过接收接收端传来的CSI(信道状态信息)并将估计到的CSI重新构建为信道矩阵H，并将分解得到的矩阵L与信道矩阵H相乘得到矩阵，如以下公式所示：
步骤1.3，对矩阵做QR分解得到Qh，如以下公式所示：
将得到的Qh代入，如以下公式所示：
得到通感联合预编码矩阵W，其中W由维度为M×K通信预编码矩阵Wc和维度为M×M感知预编码矩阵Wr组成，W的前K列为Wc，K+1到M+K列组成Wr，其中0矩阵部分为补零运算以保证预编码矩阵具有能与信道矩阵相乘的维度，将Wc与Wr并列排置得到最终的联合预编码矩阵，如以下公式所示：
W＝[Wc，Wr]......(10)，
步骤1.4，将得到的通信预编码矩阵与经过数字调制(例如经过QPSK调制)的通信信号相乘，再将感知预编码矩阵与生成的感知信号相乘，用预编码对两者进行加权联合得到通感一体化波束信号，如以下公式所示：
x(n)＝Wcsc(n)+Wrsr(n)，n＝0，1，......(11)，
其中，n表示从零开始的任意时刻，sc[n]表示由系统中每个用户发射的K个通信信号组成的通信信号向量，如以下公式所示：
sc(n)＝[c1(n)，…，cK(n)]T，n＝0，1，......(12)，
sr(n)表示MIMO阵列中M根天线各自发出感知信号所组成的感知信号向量，并保证两种信号之间相互正交，如以下公式所示：
sr(n)＝[r1(n)，…，rM(n)]T，n＝0，1，......(13)，
步骤1.5：将一体化波束信号通过一个具有M根天线的MIMO阵列，使阵元间距d为载频波长λ的二分之一以满足空域采样定律以避免产栅瓣对信号产生干扰，通过一体化预编码矩阵W中的权系数因子来进行波束生成并发射；
步骤2，接收端处理流程：
步骤2.1，对接收到的一体化信号x(n)进行空间谱估计，采用Capon空间谱估计方法来估计接收信号的空间谱，其表达式为：
其中，Pθ表示估计功率值的大小，各阵元间存在距离d，无线信号到达不同的阵元时信号传输的距离也不一致并产生不同的相位偏移，产生了空间相位差，这些由于天线阵列具有间距而产生的空间相位差所组成的向量及MIMO雷达的导向向量，表示为：
a(θ)＝[1，ej2πdsin(θ)，...，ej2π(M-1)dsin(θ)]T......(15)，
其中，d为天线间距，θ表示位置角度参量，Capon谱估计方法将非目标角度的功率估计最小化并只保留目标角度的功率并在目标处产生极高的峰值并易于设道阈值来检测出目标DOA(到达角)；
步骤2.2，根据Capon谱估计方法的特性，对整个空间谱进行扫描并根据扫描得到的峰值进行阈值Γ的设定，其中峰值的比较范围限定在波束主瓣3dB宽度之内，取扫描出的所有主瓣中的最低峰值作为阈值Γ；
步骤2.3，根据阈值对目标位置进行判断，当空间谱值在某一角度范围内大于前步所设阈值Γ，则判断该角度位置有目标存在，并估计出DOA(到达角)值，输出估计角度值；当小于设定阈值Γ，则判断目标不处于该位置，不输出该角度位置；
步骤2.4，对一体化信号中通信信号sc(n)，进行下变频操作得到rb(n)，将其搬移到基带，rb(n)表示基带信号，并在基带处对信道状态信息进行估计，传送回发射端，采用匹配滤波方法解调得到信号r′c(n)，对r′c(n)采样并判别，得到出发送端的通信信号。
如附图1、2所示，为了验证本实施例中基于一体化MIMO通信与感知技术的一体化波束设计方法的技术性能，通过以下实验进一步说明：
(一)仿真条件设置：
信道模型采用的是窄带MIMO信道模型。设定MIMO阵列天线数量为10，设阵元间距为0.5m。信号采用的数字调制方式为QPSK，发射功率大小设置为1。
在发射波束图的仿真实验中，设置用户数K＝6，设目标位置分布于-40度，0度，40度上。
在探测概率性能的仿真实验中，用户数与目标位置设定同发射波束图的仿真设定，虚警概率设置为10-4。
在复杂度的比较实验中，设置用户数K＝2，目标位置设定同上。
(二)仿真结果及比较：
如图3所示，在生成的发射波束图方面，能够看出由于用户数逼近了阵列所具有的最大自由度而导致峰值距纯雷达场景下变大，但本发明在相对恶劣的条件下仍优于SDR，ZF的方案，呈现出峰值最高而旁瓣最低的特点。
如图4所示，本发明通过优化了雷达波束图，使其具有了高的峰旁比，因此显著提高了探测性能。相比SDR和ZF方法，本发明在相同信噪比条件下具有更高的探测概率。
如图5所示，在保证用户数K值不变的条件下，本发明计算一体化预编码矩阵的速度明显快于其他方案，且在天线数不断增加的条件下，得到与编码矩阵所需的时间仍少于SDR方法，因此在大规模MIMO场景下的实施更具有优势。
本发明不受上述实施例的限制，上述实施例和说明书中描述的只是说明本发明的原理，在不脱离本发明精神和范围的前提下，本发明还会有各种变化和改进，这些变化和改进都落入本发明的保护范围内。

Claims (5)

1.一种基于MIMO通信与感知技术的通感一体化波束设计方法，其特征在于，包括以下步骤：
步骤1，发射端信号处理流程：
步骤1.1，在通感一体化波束的设计中，采用MIMO雷达的方式进行波束成形，设定需要设计的一体化波束信号如以下公式所示：
x(n)＝[x1(n) x2(n)…，xM(n)]T......(1)，
则在目标角度θ处的基带信号如以下公式所示；
其中，N为发射信号的采样数，a(θ)为导向向量，则信号在角度的功率表示为：
P(θ)＝a*(θ)Ra(θ)......(3)，
其中，
R＝E(x[n]xH[n])......(4)，
公式(4)为发射信号的协方差矩阵，一体化波束的设计问题转换为一体化信号协方差的设计；
根据感知信号损失目标函数和通信需求约束条件输出最优信号协方差矩阵R如以下公式所示；
其中，Pd(θk)为理想雷达发射波束图，P(θk；R)为所需设计的波束图，α表示尺度因子，θk表示角度采样间隔，目标函数为Pd(θk)与P(θk；R)之间的最小均方误差，通过这样一个误差函数来衡量所需的发射波束图与纯雷达发射波束图之间的损失；
步骤1.2，根据步骤1.1输出的最优信号协方差矩阵R将其输入矩阵分解模块并对其做Cholesky分解得到矩阵L，如以下公式所示：
W＝LLH......(6)，
步骤1.3，对矩阵做QR分解得到Qh，如以下公式所示：
将得到的Qh代入，如以下公式所示：
得到通感联合预编码矩阵W，其中W由维度为M×K通信预编码矩阵Wc和维度为M×M感知预编码矩阵Wr组成，W的前K列为Wc，K+1到M+K列组成Wr，其中0矩阵部分为补零运算以保证预编码矩阵具有能与信道矩阵相乘的维度；
步骤1.4，将得到的通信预编码矩阵与经过数字调制的通信信号相乘，再将感知预编码矩阵与生成的感知信号相乘，用预编码对两者进行加权联合得到通感一体化波束信号，如以下公式所示：
x(n)＝Wcsc(n)+Wrsr(n)，n＝0，1，......(11)，
其中，n表示从零开始的任意时刻，sc[n]表示由系统中每个用户发射的K个通信信号组成的通信信号向量，如以下公式所示：
sc(n)＝[c1(n)，…，cK(n)]T，n＝0，1，......(12)，
sr(n)表示MIMO阵列中M根天线各自发出感知信号所组成的感知信号向量，并保证两种信号之间相互正交，如以下公式所示：
sr(n)＝[r1(n)，…，rM(n)]T，n＝0，1，......(13)，
步骤1.5：将一体化波束信号通过一个具有M根天线的MIMO阵列，使阵元间距d为载频波长λ的二分之一以满足空域采样定律以避免产栅瓣对信号产生干扰，通过一体化预编码矩阵W中的权系数因子来进行波束生成并发射；
步骤2，接收端处理流程：
步骤2.1，对接收到的一体化信号x(n)进行空间谱估计，采用Capon空间谱估计方法来估计接收信号的空间谱，其表达式为：
其中，Pθ表示估计功率值的大小，各阵元间存在距离d；
步骤2.2，根据Capon谱估计方法的特性，对整个空间谱进行扫描并根据扫描得到的峰值进行阈值Γ的设定，其中峰值的比较范围限定在波束主瓣3dB宽度之内，取扫描出的所有主瓣中的最低峰值作为阈值Γ；
步骤2.3，根据阈值对目标位置进行判断，当空间谱值在某一角度范围内大于前步所设阈值Γ，则判断该角度位置有目标存在，并估计出DOA值，输出估计角度值；当小于设定阈值Γ，则判断目标不处于该位置，不输出该角度位置；
步骤2.4，对一体化信号中通信信号sc(n)，进行下变频操作得到rb(n)，将其搬移到基带，rb(n)表示基带信号，并在基带处对信道状态信息进行估计，传送回发射端，采用匹配滤波方法解调得到信号r′c(n)，对r′c(n)采样并判别，得到出发送端的通信信号。
2.根据权利要求1所述的一种基于MIMO通信与感知技术的通感一体化波束设计方法，其特征在于，所述步骤1.1中：第一个约束条件为功率限制条件，diag表示取矩阵R中的对角元素，Pt为发射信号总功率，在实际场景中硬件能提供的功率是有限的且雷达在发射波形时以最大可提供功率传输，要施加以单天线功率越束限制；
第二个约束条件为信道矩阵对角化约束，其中H为维度为K×M的信道矩阵，K表示系统中存在的用户数，M表示MIMO阵列的天线数，信道矩阵信息从接收端部分获取，W为预编码矩阵，p表示信号功率值，通过预编码矩阵，将信道矩阵处理为一个对角阵以避免用户间干扰的要求；
第三个约束条件为SINR约束条件，σ2表示高斯白噪声功率，K表示多用户MIMO场景下的用户数，γt表示给定的SINR约束值，通过SINR约束条件以保障各个用户之间的最小通信SINR需求并使得每个用户能与基站正常通信。
3.根据权利要求1所述的一种基于MIMO通信与感知技术的通感一体化波束设计方法，其特征在于，所述步骤1.2中：在发射端通过接收接收端传来的CSI并将估计到的CSI重新构建为信道矩阵H，并将分解得到的矩阵L与信道矩阵H相乘得到矩阵，如以下公式所示：
4.根据权利要求1所述的一种基于MIMO通信与感知技术的通感一体化波束设计方法，其特征在于，所述步骤1.3中：将Wc与Wr并列排置得到最终的联合预编码矩阵，如以下公式所示：
W＝[Wc，Wr]......(10)。
5.根据权利要求1所述的一种基于MIMO通信与感知技术的通感一体化波束设计方法，其特征在于，所述步骤2.1中：无线信号到达不同的阵元时信号传输的距离也不一致并产生不同的相位偏移，产生了空间相位差，这些由于天线阵列具有间距而产生的空间相位差所组成的向量及MIMO雷达的导向向量，表示为：
a(θ)＝[1，ej2πdsin(θ)，...，ej2π(M-1)dsin(θ)]T......(15)，
其中，d为天线间距，θ表示位置角度参量，Capon谱估计方法将非目标角度的功率估计最小化并只保留目标角度的功率并在目标处产生极高的峰值并易于设道阈值来检测出目标DOA。
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