CN117044113A - 用于数据转换器的自适应电荷测量电路 - Google Patents

Abstract

公开了数据转换器电路和操作数据转换器电路的方法。在一些实施例中，数据转换器电路包括电荷测量电路。在一些实施例中，电荷测量电路是电容式跨阻放大器(CTIA)。在一些实施例中，数据转换器电路包括CTIA、量化器、数模转换器、加法器和数字滤波器。在一些实施例中，数据转换器电路包括电耦合到CTIA和数字滤波器的模数转换器。在一些实施例中，方法包括：用CTIA对输入信号进行积分；确定CTIA输出信号是否大于阈值；以及基于CTIA输出信号是否大于阈值的确定来减小CTIA输出信号或放弃减小CTIA输出信号。

Description

用于数据转换器的自适应电荷测量电路

相关申请的交叉引用

本申请要求2020年12月30日提交的美国临时申请第63/132309号的权益，其全部公开内容出于所有目的通过引用并入本文中。

技术领域

本公开总体上涉及数据转换器。更具体地，本公开涉及包括诸如电容式跨阻放大器(CTIA)之类的电荷测量电路的数据转换器。

背景技术

传感器阵列(例如，X射线面板)的列可以包括大寄生电容和/或大寄生电阻。取决于从像素到读出电路输入的距离和/或像素电阻，寄生电阻可以在若干欧姆到五千欧姆的范围中。像素和列参数的变化(例如，针对不同的传感器阵列)可影响电荷转移的动态学(例如，与相同总电荷相关联的瞬态波形差异)。

CTIA可以是用于将来自传感器的电荷转换成电压值的电荷测量电路。出于该目的而使用CTIA的优点在于，CTIA输出电压的DC电平是积分周期期间的总输入电荷的函数。来自电路部件的噪声将噪声添加到CTIA输出电压，但是，除了CTIA的偏移噪声之外，DC电平不受来自电路部件的噪声的影响。列可以被连接到被配置成用于将所选择的传感器像素的电荷从该列转移到CTIA的反馈电容器上的该CTIA。

在一些实例中，反馈电容器的电容可能需要足够大以存储从像素转移的电荷。该电容可能很大(例如，在pF范围中)，从而要求芯片的大面积由(一个或多个)反馈电容器占据；如果对于每列都要求CTIA，则反馈电容器的数量是传感器阵列的列的数量(例如，对于500列阵列，要求500pF面积的电容器)。此外，因为电容值可能较大，因此相对应的输出电压可能较低(例如，由于Q＝CV关系)，这要求后续电路(例如，模数转换器(ADC))具有更高的分辨率或灵敏度。在一些示例中，CTIA可以通过包括不同值的反馈电容器被配置成可变增益，这进一步增加了芯片的面积。

在一些示例中，因为特定的反馈电容器大小可能适于一个传感器阵列大小、一种像素和/或一个动态范围，因此可能需要针对不同的传感器阵列大小、不同种类的像素和/或不同的动态范围进行不同的CTIA设计，这增加了用于针对不同系统设计特定读出电路的成本。

附加地，电荷积分时间和信号数字化时间可以是不重叠的。为了减小传感器的每行的读出上所花费的时间，可以包括采样和保持电路，以允许同时对来自第一行的电荷进行积分和对来自第二行的电荷进行数字化，这要求一个或两个以上的电容器(除了反馈电容器)。附加电容器可以与反馈电容器一样大以减小噪声(例如，约翰逊噪声)。附加电容器进一步将面积添加到芯片，并且限制了用于不同的阵列大小、不同种类的传感器或不同的动态范围的芯片的能力。

发明内容

公开了数据转换器电路和操作数据转换器电路的方法。在一些实施例中，数据转换器电路包括电荷测量电路。在一些实施例中，电荷测量电路是电容式跨阻放大器(CTIA)。在一些实施例中，数据转换器电路包括CTIA、量化器、数模转换器、加法器和数字滤波器。在一些实施例中，数据转换器电路包括电耦合到CTIA和数字滤波器的模数转换器。在一些实施例中，一种方法包括：用CTIA对输入信号进行积分；确定CTIA输出信号是否大于阈值；以及基于CTIA输出信号是否大于阈值的确定来减小CTIA输出信号或放弃减小CTIA输出信号。

在一些实施例中，一种电路包括：模拟输入；电荷跨阻放大器(CTIA)，CTIA电耦合到该模拟输入；量化器，该量化器电耦合到CTIA的输出；数模转换器(DAC)，该DAC电耦合到该量化器的输出；加法器，该加法器电耦合到该DAC的输出。CTIA电耦合到加法器的输出，数字滤波器电耦合到量化器的输出，并且数字输出电耦合到数字滤波器。在一些实施例中，该电路允许CTIA有利地自适应地进行积分。因此，可能不再要求被配置成用于存储全部传感器电荷的较大的电容器，并且该电路可以从不同的阵列大小读出传感器，读出不同种类的传感器，或者在不同的动态范围处被使用。

在一些实施例中，一种方法包括：用电路的CTIA对输入信号进行积分；确定在CTIA的输出处的CTIA输出信号是否大于阈值；根据CTIA输出信号大于阈值的确定：减小CTIA输出信号；以及根据CTIA输出信号不大于阈值的确定：放弃减小CTIA输出信号。在一些实施例中，一种非暂态计算机可读存储介质存储一个或多个程序，并且该一个或多个程序包括指令，该指令在由具有一个或多个处理器和存储器的电子设备执行时，使该设备执行方法。

在一些实施例中，该方法允许CTIA有利地自适应地进行积分。因此，对于该电路可能不再要求被配置成用于存储全部传感器电荷的较大的电容器，并且该电路可以从不同的阵列大小读出传感器，读出不同种类的传感器，或者在不同的动态范围处被使用。

附图说明

图1图示出根据本公开的实施例的示例性电路。

图2图示出根据本公开的实施例的电路的示例性波形。

图3图示出根据本公开的实施例的示例性时序图。

图4图示出根据本公开的实施例的示例性电路。

图5图示出根据本公开的实施例的示例性电路。

图6图示出根据本公开的实施例的示例性电路。

图7图示出根据本公开的实施例的示例性方法。

图8图示出根据实施例的、制造MEMS系统的方法。

图9图示出示例性传感器。

具体实施方式

在以下实施例的描述中，参考形成本文一部分的所附附图，并且其中通过图示的方式示出了可以实践的具体实施例。应当理解的是，在不脱离所公开的实施例的范围的情况下，可以使用其他实施例并且可以作出结构改变。

图1图示出根据本公开的实施例的示例性电路100。在一些实施例中，电路100是数据转换器，并且包括CTIA 102、电耦合到CTIA的输出的量化器104、电耦合到量化器的输出的数模转换器(DAC)106、以及电耦合到DAC的输出和CTIA的加法器108。在一些实施例中，电路100被配置成用于生成与电路的输入114处的输入信号110相对应的数字输出信号112(例如，在数字输出128处被提供)。例如，输入114是模拟输入，并且数字输出信号112是模拟输入的经转换的数字值。

虽然本公开的示例是关于CTIA描述的，但是应当理解，所公开的电路不限于使用CTIA来处理输入。例如，所公开的电路和方法可以使用不同种类的积分放大器或电流到电压转换器来处理输入。作为另一示例，更总体上，所公开的电路和方法可以使用不同的电荷测量电路来处理输入。在一些实施例中，代替CTIA 102，电路100包括电荷测量电路(未示出)。例如，电荷测量电路在其输入(例如，电耦合到输入114)处接收电荷，并在其输出(例如，电耦合到量化器104)处生成反映电荷量的信号。

例如，输入信号110是模拟信号，并且数字输出信号112是输入信号110的数字表示。在一些实施例中，数字输出信号112表示模拟传感器读出值(例如，传感器电荷、传感器电压、传感器电流)，并且数字输出信号112被提供给传感器系统的另一部分以用于进一步处理。

在一些实施例中，数字输出信号112是电路的输入114处的电荷的数字值(例如，电路100被配置成用于电荷感测)。在一些实施例中，数字输出信号112是电路的输入114处的电流的数字值(例如，电路100被配置成用于通过测量随时间的输入电荷或对输入电荷进行积分来进行电流感测)。在一些实施例中，数字输出信号112是电路的输入114处的电压的数字值(例如，电路100被配置成用于电压感测)。例如，为了将电路100配置成用于电压感测，电压到电流转换器被电耦合到CTIA 102。应当理解，数字输出信号112可以与电路100的输入114处的其它电学量相对应。

在一些实施例中，当电路100被配置成用于进行电流感测或电压感测(例如，用于感测稳定电流或稳定电压)时，电路100作为多级噪声整形(MASH)调制器进行操作。例如，电路100可以作为MASH操作以测量稳定电流(例如，与来自传感器的瞬态电流或较短持续时间的信号电流(可以包括更大的信号转变)、噪声电流形成对比)。在一些实施例中，当电路作为MASH进行操作时，为了防止累积切换噪声，当输入信号足够低以不再使反馈电容器饱和时(例如，当电路作为MASH进行操作时，对输入信号的积分不会使反馈电容器饱和)，量化器被关闭。同时，像素保持被连接，因此热噪声可以由ADC减小(例如，平均噪声由ADC减小)。

在一些实施例中，CTIA 102包括反馈电容器116，电路的输入114被配置成用于电耦合到传感器(例如，辐射热计像素、X射线传感器像素、可见成像传感器像素、红外成像传感器像素、MEMS传感器像素、将关于环境的信息转换成电信号的传感器像素)，并且反馈电容器的电容小于传感器的电容。作为示例，传感器像素的电容是2.6pF，并且反馈电容器116的电容是0.5pF。在一些实施例中，如本文中更详细描述的，反馈电容器116的电容被确定为使得反馈电容器116在积分期间不饱和。传感器读出的示例性方法可以在国际申请公布第WO2019204515号和第WO2020033930号中找到，出于所有目的，这些申请的公开以其全部内容通过引用并入本文中。

在一些实施例中，使用电路100对输入信号110进行积分。也就是说，使用电路100的元件和/或所公开的操作电路的方法，CTIA 102在不同的积分时间期间对信号110的部分(例如，电耦合到CTIA的传感器的电荷)进行积分，这将在本文中更详细地描述。在一些实施例中，在信号的部分被积分之后，如果CTIA的输出大于阈值，则CTIA上的电荷被减小一个值(例如，诸如通过从CTIA输出信号中减去固定值214)。通过在不同时间处对输入信号的部分进行积分以及在对部分进行积分之后将CTIA输出减小一个值，CTIA被允许有利地自适应地进行积分。因此，可能不再要求被配置成用于存储全部传感器电荷的较大的电容器。此外，如本文中更详细地描述的，因为CTIA被允许自适应地进行积分，所以积分的时序(例如，量化器决策时间的时序、反馈时间的时序，量化器决策时间的数量、反馈时间的数量)可以(例如，针对不同的输入信号电平、针对不同灵敏度或分辨率、针对不同CTIA增益)被调节，这有利地允许电路100被用于更宽范围的输入(例如，不同种类的传感器、不同的传感器阵列配置、不同的动态范围)。

作为示例性优点，当与常规的CTIA的反馈电容器相比时，所公开的电路和操作电路的方法可以允许反馈电容值较小。例如，对输出波形204进行积分不包括在不同时间处对输入信号的部分进行积分，以及在对部分进行积分之后将CTIA输出减小一个值。本文中描述的具有较小反馈电容器的CTIA(例如，CTIA 102、CTIA 402、电路500、电路600)可能够对与常规的CTIA的输入相同的输入进行积分，但不具有较大的反馈电容器。因此，本文中公开的CTIA的相对应的输出电压可能会更高(例如，由于Q＝CV关系)，从而放松了后续电路(例如，ADC)的分辨率或灵敏度要求。作为另一示例性优点，因为CTIA被允许自适应地进行积分，所以所公开的电路和操作电路的方法可以适应不同的阵列大小、不同种类的像素和/或不同的动态范围的读出。这可以减小对不同的CTIA设计的需要，并减小用于设计特定读出电路的成本。

例如，电路可以具有3V的最大可允许模拟电压以及具有8pC的最大电荷和2.6pF的电容的传感器像素(例如，X射线传感器像素)。常规的CTIA可附加地要求相关双采样器，它要求与传感器像素的电容具有相同值的两个附加电容器。对于该示例性系统，使用常规的CTIA的数据转换器电路每个通道要求约8pF的电容(例如，是反馈电容器以及相关双采样的两个电容器的2.6pF的三倍)。

相反，代替地使用将所公开的CTIA(例如，CTIA 102、CTIA 402、电路500、电路600)用于该示例性系统的数据转换器电路，0.5pF反馈电容器可以用于CTIA，并且第二0.5pF电容器(例如，偏移移除电容器506、偏移移除电容器610)可以用于偏移移除，这意味着每个通道要求1pF的电容。对于该示例性系统，使用包括所公开的CTIA的数据转换器电路，电容器面积可以被减小到八分之一。

此外，因为本文中所描述的CTIA的反馈电容器在被积分时可能不会饱和，所以较小的0.5pF反馈电容器可以用于对超出常规的CTIA的2.6pF的反馈电容器的容量的电荷进行积分。在一些实施例中，CTIA反馈电容器(例如，反馈电容器116、反馈电容器416、反馈电容器516、反馈电容器616)的有效电容(例如，与CTIA反馈电容器在本文中所描述的积分期间可以积分的电荷的总数相对应)可以基于控制量化器(例如，量化器104、量化器404)的时钟来确定。例如，如果存在N₁个循环可用于由CTIA使用(例如，在积分期间存在N₁数量的量化器决策时间210，在积分期间存在N₁数量的反馈时间212)，则CTIA反馈电容器的有效电容是N₁×(CTIA反馈电容器的电容)。在一些实施例中，数量N₁是基于过采样率(OSR)时钟循环的总数N以及N个时钟循环如何在积分时间(例如，积分308)与残余转换(例如，残余转换和FIR输出310的残余转换部分)之间分配来确定的。例如，N₁＝16，CTIA反馈电容器的有效电容是16×0.5pF＝8pF，这意味着，与包括2.6pF反馈电容器的常规的CTIA相比，包括0.5pF反馈电容器的CTIA可以具有三倍的电荷容量。

此外，因为CTIA被允许自适应地进行积分，所以CTIA(例如，CTIA 102、CTIA 402、电路500、电路600)可以通过改变积分时间被配置成可变增益，从而减小了对用于不同增益的附加反馈电容器的需要。附加地，通过如所描述的那样进行积分，输入的部分可以同时被转换(例如，输入的第一部分在被积分之后被转换的同时输入的第二部分正在被积分)，从而在不减小转换速度的情况下减小了对采样和保持电路以及附加电容器的需要。

所公开的电路的面积效率和灵活性可以有利地适于诸如X射线传感器、辐射热计、可见光成像传感器、红外成像传感器和MEMS传感器之类的阵列传感器，其中信号集可以被读出并被转换成数字形式。在不改变硬件的情况下，所公开的电路可以有利地被配置成用于针对不同的阵列大小、不同种类的传感器或不同的动态范围(例如，通过调整积分时间)来转换数据，同时至少维持常规地进行积分的相对应的数据转换电路的准确度。

作为又一示例性优点，由于由所公开的电路执行的Σ-Δ过采样(例如，如本文中所描述的，通过积分；通过使用用于ADC 118的Σ-Δ转换器)，因此与用于捕获常规的CTIA的输出的更高带宽的采样和保持电路相比，热噪声(例如，来自传感器列寄生电容)对所公开的电路的影响可能较低。

在一些实施例中，CTIA 102包括与反馈电容器116并联电耦合的复位开关126。在一些实施例中，在传感器像素开始将电荷转移到CTIA之前(例如，在反馈电容器复位302时间期间)，反馈电容器116由(例如，在反馈电容器复位302时间期间)闭合的复位开关126复位以清除反馈电容器上的剩余电荷(例如，复位CTIA的输出值(例如，在输出处留下偏移值))。

在一些实施例中，量化器104被配置成用于确定在CTIA的输出处的CTIA输出信号是否大于阈值。根据CTIA输出信号大于阈值的确定，量化器104输出第一数字值(例如，到DAC 106、到有限脉冲响应(FIR)抽取器122)。根据CTIA输出信号不大于阈值的确定，量化器104输出第二数字值(例如，到DAC 106、到FIR抽取器122)。在一些实施例中，在积分期间，量化器104的输出基于量化器比较结果来输出二进制序列(例如，量化器输出波形208)。

在一些实施例中，阈值被设置成用于针对积分器输出电压提供裕度或净空。例如，阈值会在放大器的动态范围被有效地利用的同时防止CTIA 102饱和(例如，阈值不会过早地引起输入信号的减小)。

在一些实施例中，阈值是基于反馈电容器116的电容来设置的。例如，阈值小于与反馈电容器116的电荷存储容量相对应的电平。在一些实施例中，量化器104的阈值是基于电耦合到电路100的输入可调节的，这允许电路100用于不同的传感器阵列大小、不同种类的传感器和/或不同的动态范围。

在一些实施例中，量化器104是比较器。在一些实施例中，如本文中更详细描述的，量化器104在积分的量化器决策时间期间在CTIA的输出与阈值之间作出比较。

例如，在量化器决策时间期间，量化器104将CTIA 102的输出与阈值进行比较。如果CTIA 102的输出电平大于阈值，则量化器104将“高”信号输出到DAC 106，并且如果输出电平不大于阈值，则量化器104将“低”信号输出到DAC 106。

在一些实施例中，DAC 106被配置成用于响应于从量化器104接收到第一数字值而将高DAC输出信号(例如，在积分期间使CTIA输出信号被减小一个值(例如，固定值214)的信号)输出到加法器108。在一些实施例中，高DAC输出信号是该值(例如，高DAC输出信号是与从反馈电容器减小电荷以使CTIA输出电平被减小的该值相对应的电荷(例如，与被减小的电压相对应的电荷))。响应于接收到第二数字值，DAC 106放弃将高DAC输出信号输出到加法器108。例如，如果量化器104将“高”信号输出到DAC 106，则DAC 106将高DAC输出信号输出到加法器108。如果量化器104将“低”信号输出到DAC 106，则DAC 106放弃将高DAC输出信号输出到加法器108。

例如，CTIA输出电压的范围在0V到3.3V之间(例如，模拟电压轨是3.3V)。量化器的阈值可以被设置在2.8V处，并且值是2.3V。也就是说，根据CTIA输出电压大于阈值的确定，DAC输出高DAC输出信号，并且响应于输出的高DAC输出信号，电路使输出电压降低到2.3V。应当理解，这些值仅仅是示例性的，并且不同的输出电压值、量化器阈值和DAC输出值可以被设置。

在一些实施例中，如果量化器104将“低”信号输出到DAC 106，则DAC 106停止提供输出。作为示例性优点，通过在量化器将“低”信号输出到DAC 106时停止提供输出，如果量化器104将“低”信号输出到DAC 106，(例如，来自电荷注入的)噪声电荷可以被最小化。

在一些实施例中，CTIA 102包括反馈电容器116，并且反馈电容器116被配置成用于存储总电荷。CTIA输出信号被减小与小于反馈电容器116被配置成用于存储的总电荷的电荷相对应的值(例如，固定值214)。例如，CTIA输出信号被减小的值(例如，固定值214)是小于与反馈电容器116的电荷存储容量相对应的电压电平与量化器104的阈值电平之间的差的量。

在一些实施例中，量化器104和DAC 106被组合成一个部件。例如，经组合的量化器和DAC被配置成用于输出CTIA的输出与阈值之间的比较结果和高DAC输出信号。

在一些实施例中，加法器108被配置成用于响应于从DAC 106接收到高DAC输出信号而使CTIA 102的输出信号被减小与高DAC输出信号相对应的值(例如，固定值214)。例如，在输入信号的部分被积分之后，从CTIA输出中减小与该值(例如，固定值214)相对应的量(例如，如由CTIA波形206所图示)。在不同的时间对输入信号的部分进行积分。每当被积分的部分(例如，CTIA输出)超过量化器104的阈值时，与该值相对应的量被减小，从而防止了反馈电容器116饱和。如本文中更详细地描述的，输入信号的部分被积分，并且CTIA的输出以这种方式被减小直到低于量化器104的阈值电平的输入信号的最后部分保留下来，该低于量化器104的阈值电平的输入信号的最后部分是CTIA 102的残余(例如，残余电荷、残余电压、残余216)。

在一些实施例中，加法器108电耦合到反馈电容器116的端子(例如，在CTIA的输入处、CTIA的输出处)并且通过减小端子处的电压来减小CTIA输出信号。在一些实施例中，加法器108电耦合到附加电路部件，并且响应于从加法器108接收信号而减小CTIA输出信号，这些附加电路部件减小CTIA输出信号。

虽然加法器108如图1中所图示，但是应当理解，该图示仅仅是示例性的。加法器108可以与所图示的那样不同地电耦合。例如，加法器108可以电耦合到CTIA的输出以从CTIA的输出中减去值。

在一些实施例中，电路100包括电耦合到CTIA 102的输出的ADC 118。ADC 118被配置成用于接收与CTIA 102的输出处的残余电压或残余电荷相对应的电压，以及生成与残余电压或残余电荷相对应的数字值。在一些实施例中，数字输出信号112包括与残余相对应的数字值(例如，残余电压或残余电荷的数字值和从量化器输出生成的二进制序列被处理(例如，由FIR抽取器122处理)以生成数字输出信号112)。在一些实施例中，ADC 118是∑-△ADC。

在一些实施例中，与残余电荷相对应的电压(例如，积分结束附近的CTIA输出的电压206、残余电压、残余216)小于量化器104的阈值(例如，阈值218)。例如，输入信号的部分被积分并且以所描述的方式被减小直到低于量化器104的阈值电平的输入信号的部分保留在积分结束附近，该低于量化器104的阈值电平的输入信号的部分是CTIA 102的残余电压或残余电荷。ADC 118接收与残余电荷相对应的电压，并将残余电压或残余电荷转换成数字信号，该数字信号被提供到FIR抽取器122的输入，这将在本文中更详细地描述。

在一些实施例中，电路100包括偏移移除电路120，并且偏移移除电路被配置成用于从CTIA 102的输出中移除偏移。例如，偏移移除电路120捕获偏移值。在与残余电荷或残余电压相对应的电压被提供到ADC 118之前，从与残余电荷或残余电压相对应的电压中减去偏移值，从而从数字输出信号112中移除偏移并且改进电路100的数据转换准确度。

在一些实施例中，偏移移除电路120被配置成相关双采样。在复位开关126复位反馈电容器116之后(例如，在反馈电容器复位302之后)，随机噪声可以被采样。在一些实施例中，传感器列的电容可能会很大，并且噪声可能是寄生列元件中的热噪声以及可能引起随机电荷值。该随机电荷的标准偏差可能约等于

在一些实施例中，为了移除该随机噪声，CTIA的输出由偏移移除电路120测量(例如，多次测量并取平均值)——一次在开始处或在积分开始之前，测量噪声电荷；以及一次在结束处或积分完成后，测量被积分的信号或残余加上噪声电荷。使用ADC 118(例如，Σ-Δ转换器)将这两个测得的值的差(例如，这两个测得的值的差会排除偏移)转换成数字值。例如，在不使用所公开的偏移移除电路和方法的情况下，偏移是4mV。在使用所公开的偏移移除电路和方法(例如，偏移移除电路120、电路400、电路500、电路600)时，偏移减小到1.5mV。

在一些实施例中，因为CTIA被允许自适应地进行积分，所以电路100的灵敏度(例如，分辨率)基于电路的操作频率，并且电路的操作频率基于CTIA 102的积分时间。通过具有基于操作频率的灵敏度可调节性，该电路可以有利地用于更宽范围的应用(例如，该电路既适于较低分辨率的系统又适于较高分辨率的系统)。

例如，通过提高积分频率(例如，减小输入信号的第一部分与第二部分的积分之间的时间、减小量化器决策时间210与反馈时间212之间的时序)，电路100的灵敏度(例如，分辨率)被提高。相反，通过降低积分频率(例如，增加输入信号的第一部分与第二部分的积分之间的时间、增加量化器决策时间210与反馈时间212之间的时序)，电路100的灵敏度(例如，分辨率)被降低。关于图2和图3更详细地描述了所公开的电路的积分时间、频率和灵敏度之间的关系。

在一些实施例中，电路100包括电耦合到电路的输入的可变电阻器(未示出)(例如，MOS晶体管)，并且可变电阻器被配置成用于将减小的电流电平提供到电路的输入，以及防止反馈电容器饱和。

例如，存储与被感测的数据相对应的电荷的传感器被读出时开始放电。在此时间期间(例如，t＝0)，可变电阻器的电阻处于初始电阻(例如，R₀)，并且传感器电耦合到可变电阻器。在此放电时间期间随着时间的推移，可变电阻器的电阻从R₀开始降低。到放电时间结束时(例如，当传感器完全放电时，t＝T)，电阻从R₀线性地降低到零。在一些实施例中，T是积分308的持续时间。在一些实施例中，T是传感器读出306的持续时间。在一些实施例中，T是传感器读出306的持续时间的一小部分。在一些实施例中，放电时间窗口比打开可比较的MOS晶体管的信号的上升时间长若干个数量级。因此，随着放电时间窗口减小可变电阻器的电阻可能不同于仅仅打开晶体管。例如，放电时间窗口处于微秒范围中，并且打开MOS晶体管的信号的上升时间处于纳秒范围中。可变电阻器的电阻可以计算如下：

在一些实施例中，为了控制电阻，控制电压电耦合到MOS可变电阻器的栅极，并且在读出期间针对每一行时间(例如，通过提高栅极电压)将漏极到源极跨导从低增加到高(即，电阻从高到低降低)。如用以上等式所描述的，可变电阻器的电阻从t＝0到t＝T线性地降低；t＝0时的电阻(例如，R(0))是R₀(初始电阻)，在t＝0之后，电阻如关于等式所描述的那样线性地降低，并且电阻(例如，R(T))在t＝T时基本上接近零。

虽然等式(1)示出了在理想情况下R(t)在t＝T时达到零，但是应当理解，用于实现可变电阻器的部件可能不会在放电时间窗口结束时恰好达到零电阻。在一些实施例中，该电阻是可变电阻器的最低电阻。例如，如果可变电阻器是MOS晶体管，则最低电阻由晶体管的电导(例如，晶体管的“导通”电阻)确定。

传感器的电容可以用C表示。进入可变电阻器的电流可以计算如下：

通过求解V(t)，跨可变电阻器的电压可以计算为时间的函数：

跨可变电阻器的电流I(t)可以表示为：

如等式(4)所示，如果放电时间窗口T被设置为等于初始时间常数(例如，T＝C×R₀)，则电流输出可以基本上恒定(例如，I＝V(0)/R₀)。因此，在一些实施例中，可变电阻器的R₀由传感器的有效电容(例如，1pF-5pF)和放电时间窗口(例如，读出传感器的行的时间)确定。通过将放电电流转换成恒定电流，与瞬态传感器读出信号相关联的峰值电流可以被减小，从而防止反馈电容器116被高电流饱和。

在一些实施例中，如上文所描述的，电阻器(例如，MOS晶体管)由两态电压驱动，而不是贯穿传感器放电时间线性地改变可变电阻器的电阻。当由两种状态中的第一电压驱动时，电阻器具有低阻抗；并且当由两种状态中的第二电压驱动时，电阻器具有高阻抗。在一些实施例中，当与输入相关联的信号处于高电平时(例如，由于输入信号的瞬态特性)，通过用第二电压驱动可变电阻器来将可变电阻器设置为具有高阻抗。信号的波形可以有利地被减小，从而减缓信号转移速率(例如，反馈电容器充电的速率)并防止反馈电容器饱和(例如，减小对更大的反馈电容器的需要)。在信号振幅降低到较低电平之后(例如，由于传感器放电的瞬态特性)，通过用第一电压驱动可变电阻器来将可变电阻器设置为具有低阻抗，以增加信号转移速率(例如，反馈电容器充电的速率)。

在一些实施例中，电路100包括数字滤波器。在一些实施例中，数字滤波器电耦合到量化器104的输出。应当理解，数字滤波器可以执行除数字滤波之外的操作。例如，数字滤波器被配置成用于对来自量化器输出104和/或ADC 118的脉冲编码调制(PCM)序列进行解码。作为另一示例，数字滤波器被配置成用于对来自量化器输出104和ADC 118的信号进行组合，以在数字输出128处生成数字输出信号112。

在一些实施例中，数字滤波器包括FIR抽取器122(例如，FIR抽取器122电耦合到量化器104的输出)，并且FIR抽取器122被配置成用于接收来自量化器104的输出的信号。在一些实施例中，FIR抽取器122被配置成用于进一步接收CTIA 102的输出处(例如，来自ADC118的)的与残余电荷或残余电压相对应的数字值。例如，FIR抽取器接收来自量化器104的输出的信号(例如，来自用CTIA 102进行积分、表示输入信号110的二进制序列的量化器输出波形208)或来自量化器104的输出的信号(例如，来自用CTIA 102进行积分、表示没有残余的输入信号110的二进制序列的量化器输出波形208)以及来自ADC 118的与CTIA残余电荷或残余电压相对应的数字值，对这些输入进行滤波，并且(例如，在数字输出128处)提供更准确地表示输入信号110的数字输出信号112。

在一些实施例中，FIR抽取器将来自CTIA 102的输出(例如，表示积分结果)与来自ADC 118的输出(例如，表示CTIA残余)进行组合。例如，PCM序列集从CTIA 102被创建(例如，PCM序列基于量化器的结果在量化器104的输出(例如，量化器输出波形208)处被生成)，并且ADC 118针对可能的输入信号110电平输出。可以建立向量矩阵等式(例如，等式(5)和等式(6))。等式使由FIR抽头系数处理的PCM序列等于相对应的模拟输入信号值。在一些实施例中，使用以下公式从CTIA 102的输出和ADC 118的输出中获得输入信号：

(5)μ＝g₁(A₁·C₁+g₂A₂·C₂)+μ₀

其中：A₁是CTIA 102的PCM序列

A₂是ADC 118的PCM序列

c₁是归一化到1的和的、针对CTIA 102的FIR滤波器系数、

c₂是归一化到1的和的、针对SD调制器的FIR滤波器系数

g₂是应用于ADC PCM序列的权重(用于添加到CTIA PCM序列)

g₁是数字输出信号112对输入信号110的增益

μ₀是数字输出信号112对输入信号110的偏移

在一些实施例中，μ是诸如电荷、电流或电压之类的量。应当理解，所公开的系数确定的方法不限于可由电路100读出的量。在一些实施例中，取决于特定应用，μ是温度、压力或X射线剂量；内置于系数c₁和c₂中的自由度可以帮助将系统的其他方面线性化，从而超出所公开的电路。

在一些实施例中，使用分析确定、基于模拟的数值确定和基于测量的数值确定中的至少一种来确定与FIR抽取器122相关联的系数(例如，针对FIR滤波器的系数)。

例如，c₁和c₂是使用分析确定、基于模拟的数值确定和基于测量的数值确定中的至少一种来确定的线性最优FIR系数。在一些实施例中，c₁的系数的数量是CTIA的循环的数量(例如，量化器决策时间的循环和反馈时间的循环)，并且c₂的系数的数量是SD调制器的过采样(OSR)循环的数量。使用分析确定(例如，理论分析)，针对c₁的常数和针对c₂的累积滤波器可以被使用。这些滤波器系数可以用作默认值。针对更具体的电路实现方式，更优的滤波器系数可以使用基于模拟的数值确定和基于测量的数值确定。

使用基于模拟的数值确定(例如，数值模拟)，系数会更接近地反映电路的结构。使用基于测量的数值确定(例如，基于实验)，可以针对包含噪声和系统误差(例如，运算放大器非理想性、设备不匹配)的特定芯片找到最优系数。在一些实施例中，这些系数在操作电路100之前(例如，在操作包括电路100的系统之前、在电路100的制造期间)被确定。在一些实施例中，这些系数在操作电路100的同时被确定或更新(例如，校准被执行并且更合适的系数可以被确定)。在一些实施例中，使用探针卡、以晶圆形式将电路100校准作为封装芯片，或将电路100嵌入在感测系统中以产生最优抽取滤波器。在一些实施例中，通过在没有输入信号的情况下操作电路100(例如，在没有输入信号的情况下用CTIA进行积分)来校准等式(5)的变量(例如，系数的权重)。

在一些实施例中，在基于模拟的数值确定和基于测量的数值确定中，输入模拟值(μ₁，μ₂，...，μ_N)用于生成输出(A1₁，A1₂，...，A1_N)、(A2₁，A2₂，...，A2_N)。数量N等于或大于要被确定的参数，这些参数等于c₁的分量数量+c₂的分量数量+3(例如，对于g₁，g₂，μ₀)。数值方法(诸如最小二乘拟合)用于确定c₁、c₂、g₁、g₂、μ₀和从输出到输入的线性变换：

在一些实施例中，取决于芯片生产的参数(例如，更少的参数)，基于模拟的数值确定有利地是确定系数的不太复杂的方法。在一些实施例中，基于模拟的数值确定设置系统的默认系数，并且基于测量的数值确定用于更准确的值。

在一些实施例中，取决于芯片生产的参数(例如，更多的参数)，基于测量的数值确定在具有片上测试电路的ASIC的晶圆探测的表征(诸如稳定的参考电压电平)期间被执行。当芯片生产参数更复杂时，使用基于测量的数值确定可以更准确地确定系数。

在一些实施例中，c₁和c₂的FIR系数被视为独立变量，并且在一些示例中，独立变量的数量被减少。例如，对于电荷测量，c₁是常数，并且c₂在ADC 118运行的时间期间(例如，当残余值被转换时)是非零的。在一些示例中，诸如连续性之类的进一步约束被应用以进一步减少独立变量的数量并减少确定最优FIR系数的复杂性。

在一些实施例中，电路100包括针对操作电路100的元件提供时序和控制信号的时序和控制电路124。例如，时序和控制电路124电耦合到量化器104、ADC 118、偏移移除电路120和FIR抽取器122，以控制它们各自的时序。作为另一示例，时序和控制电路124生成时序和控制信号，以用于生成关于图2和图3描述的波形和时序图。时序和控制电路124可以针对电路100的其他元件(例如，CTIA 102、DAC 106、加法器108)提供时序和控制信号。

虽然电路100如所图示的元件所描述，但是应当理解，该图示仅仅是示例性的。不同的元件或附加元件可以被添加到电路100或从电路100中被移除以形成所公开的数据转换器。所描述的元件也可以与所图示的那样不同地电耦合或被配置。例如，偏移移除电路120可以与图1中所图示的那样不同地电耦合。如关于图5和图6所描述的，偏移移除电路可以作为CTIA的部分被包括。作为另一示例，虽然电路100被图示为转换单端信号，但是应当理解，电路100也可以转换差分信号(例如，电路100的元件被配置成用于差分信号)。作为又一示例，电路100可以不包括数字滤波器或FIR抽取器122；量化器104和/或ADC 118的输出可以提供数字输出信号112，并且数字输出信号112被输出到后续部件以用于进一步处理。

作为另一示例，虽然电路100被图示为包括第一级处的第一阶CTIA和作为第二级的ADC(例如，二阶∑-△转换器)，但是CTIA或ADC阶的其他选择和量化器选择(例如，单比特相对于多比特)可以被包括在电路100中。这些选择可能由系统要求(例如，准确度、面积、传感器类型、传感器阵列大小)来确定。例如，关于图1描述的电路100可以是更简单的体系结构，该体系结构对于更大的传感器阵列可能是有利的，其中面积效率可以是重要的约束。

图2图示出根据本公开的实施例的电路的示例性波形。在一些实施例中，图2图示出电路100、电路400、电路500或电路600的示例性波形。在一些实施例中，波形包括输入波形202、常规的CTIA输出波形204、CTIA输出波形206和量化器输出波形208。在一些实施例中，输入波形202是输入信号的波形(例如，输入电流、输入信号110、输入信号410)，CTIA输出波形206是CTIA的波形(例如，CTIA 102的输出电压、CTIA 402的输出电压、电路500的输出电压、电路600的输出电压)，并且量化器输出波形208是量化器的输出的波形(例如，量化器104的电压输出，量化器404的电压输出)。常规的CTIA输出波形204是不具有用于对与输入波形202相对应的信号进行积分并且出于说明性目的被包括以示出CTIA的优点的所描述的积分的CTIA的输出的波形(例如，电压输出)。

在一些实施例中，电路100的操作被划分成量化器决策时间210(用较亮的垂直虚线指示)和反馈时间212(用较暗的垂直虚线指示)。在一些实施例中，时序和控制电路(例如，时序和控制电路124、时序和控制电路424)针对电路中的这些时间提供控制信号。例如，时序和控制电路生成其上升沿与量化器决策时间210对准以控制量化器决策的50％占空比方波时钟信号，并且生成其上升沿与反馈时间212对准以控制减小值的反馈的该时钟的互补。应当理解，时钟信号可以具有不同的占空比并且具有不同的形状。

如所图示的，在第一量化器决策时间210A之前，输入(例如，与输入波形202、CTIA的输入、输入信号110、输入信号410相对应)对反馈电容器(例如，反馈电容器116、反馈电容器416、反馈电容器516、反馈电容器616)充电，并使CTIA的输出上升。在第一量化器决策时间210A处，将CTIA输出波形206的值与阈值218(例如，量化器104或量化器404的阈值)进行比较。在一些实施例中，量化器将CTIA输出波形206的值与阈值218进行比较。如所图示的，在第一量化器决策时间210A处，根据CTIA输出波形206不大于阈值218的确定，量化器输出波形208是“低”值(例如，零、接地、低逻辑电压电平)。

在第一量化器决策时间210A与第一反馈时间212A之间，输入继续对反馈电容器充电，并使CTIA的输出继续上升。在第一反馈时间212A处，如所图示的，DAC(例如，DAC 106、DAC 406)接收量化器的决策，并且根据CTIA输出波形206不大于阈值218的量化器决策，DAC不将高DAC输出信号输出到加法器(例如，加法器108、加法器408)(例如，电路放弃从CTIA的输出中减小高DAC输出信号)。

在第一反馈时间212A与第二量化器决策时间210B之间，输入继续对反馈电容器充电，并使CTIA的输出继续上升。在第二量化器决策时间210B处，将CTIA输出波形206的值与阈值218(例如，量化器104或量化器404的阈值)进行比较。如所图示的，在第二量化器决策时间210B处，根据CTIA输出波形206大于阈值218的确定，量化器输出波形208是“高”值(例如，一、高电源值、高逻辑电压电平)。

在第二量化器决策时间210B与第二反馈时间212B之间，输入继续对反馈电容器充电，并使CTIA的输出继续上升。在第二反馈时间212B处，如所图示的，DAC接收量化器的决策，并且根据CTIA输出波形206大于阈值218的量化器决策，DAC将高DAC输出信号输出到加法器。从CTIA的输出中减小值(例如，固定值214)。这使CTIA输出波形206的值在第二反馈时间212B处减小固定值214。虽然CTIA输出信号被描述为减小固定值，但是应当理解，在一些实施例中，在积分期间，CTIA输出信号可以在积分的不同时间处减小不同的值。

在第二反馈时间212B与第三量化器决策时间210C之间，在CTIA输出波形206的值减小固定值214之后，输入继续对反馈电容器充电，并使CTIA的输出继续上升。在第三量化器决策时间210C处，将CTIA输出波形206的值与阈值218(例如，量化器104或量化器404的阈值)进行比较。如所图示的，在第三量化器决策时间210C处，根据CTIA输出波形206大于阈值218的确定，量化器输出波形208是“高”值(例如，一、高电源值、高逻辑电压电平)。

在第三量化器决策时间210C与第三反馈时间212C之间，输入继续对反馈电容器充电，并使CTIA的输出继续上升。在第三反馈时间212C处，如所图示的，DAC接收量化器的决策，并且根据CTIA输出波形206大于阈值218的量化器决策，DAC将高DAC输出信号输出到加法器。从CTIA的输出中减小值(例如，固定值214)。这使CTIA输出波形206的值在第三反馈时间212C处减小值214。

如所图示的，因为输入波形202的值在第二反馈时间212B与第四反馈时间212D之间是相同的，所以在第三反馈时间与第四反馈时间212D之间的CTIA输出波形206的值类似于CTIA输出波形206如何在第二反馈时间与第三反馈时间212C之间变化进行变化。

如所图示的，在第四反馈时间212D处，输入波形202的值从其初始值减小。因此，在第四反馈时间212D与第五量化器决策时间210E之间，在CTIA输出波形206的值被减小固定值214之后，输入继续对反馈电容器充电，并使CTIA的输出以与先前速率相比而较慢的速率继续上升(例如，因为输入的初始值是比输入的该当前值更高的值)。在第五量化器决策时间210E处，将CTIA输出波形206的值与阈值218(例如，量化器104或量化器404的阈值)进行比较。如所图示的，在第五量化器决策时间210E处，根据CTIA输出波形206大于阈值218的确定，量化器输出波形208是“高”值(例如，一、高电源值、高逻辑电压电平)。

在第五量化器决策时间210E与第五反馈时间212E之间，输入继续对反馈电容器充电，并使CTIA的输出(以该较慢的速率)继续上升。在第五反馈时间212E处，如所图示的，DAC接收量化器的决策，并且根据CTIA输出波形206大于阈值218的量化器决策，DAC将高DAC输出信号输出到加法器。从CTIA的输出中减小一个值(例如，固定值214)。这使CTIA输出波形206的值在第五反馈时间212E处减小固定值214。

在第五反馈时间212E与第六量化器决策时间210F之间，在CTIA输出波形206的值减小固定值214之后，输入继续对反馈电容器充电，并使CTIA的输出继续上升。在第六量化器决策时间210F处，将CTIA输出波形206的值与阈值218(例如，量化器104或量化器404的阈值)进行比较。如所图示的，在第五量化器决策时间210E处，根据CTIA输出波形206不大于阈值218的确定，量化器输出波形208是“低”值(例如，零、接地、低逻辑电压电平)。

在第六量化器决策时间210F与第六反馈时间212F之间，输入继续对反馈电容器充电，并使CTIA的输出继续上升。在第六反馈时间212F处，如所图示的，DAC接收量化器的决策，并且根据CTIA输出波形206不大于阈值218的量化器决策，DAC不将高DAC输出信号输出到加法器(例如，电路放弃从CTIA的输出中减小高DAC输出信号)。

在第六反馈时间212F与第七量化器决策时间210G之间，输入继续对反馈电容器充电，并使CTIA的输出继续上升。在第七量化器决策时间210G处，将CTIA输出波形206的值与阈值218(例如，量化器104的阈值)进行比较。如所图示的，在第七量化器决策时间210G处，根据CTIA输出波形206大于阈值218的确定，量化器输出波形208是“高”值(例如，一、高电源值、高逻辑电压电平)。

在第七量化器决策时间210G与第七反馈时间212G之间，输入继续对反馈电容器充电，并使CTIA的输出继续上升。在第七反馈时间212G处，如所图示的，DAC接收量化器的决策，并且根据CTIA输出波形206大于阈值218的量化器决策，DAC将高DAC输出信号输出到加法器。从CTIA的输出中减小一个值(例如，固定值214)。这使CTIA输出波形206的值在第七反馈时间212G处减小固定值214。

在第七反馈时间212G与第八量化器决策时间210H之间，在CTIA输出波形206的值减小固定值214之后，输入继续对反馈电容器充电，并使CTIA的输出继续上升。在第八量化器决策时间210H处，将CTIA输出波形206的值与阈值218(例如，量化器104的阈值)进行比较。如所图示的，在第八量化器决策时间210H处，根据CTIA输出波形206不大于阈值218的确定，量化器输出波形208是“低”值(例如，零、接地、低逻辑电压电平)。

在第八量化器决策时间210H与第八反馈时间212H之间，输入继续对反馈电容器充电，并使CTIA的输出继续上升。在第八反馈时间212H处，如所图示的，DAC接收量化器的决策，并且根据CTIA输出波形206不大于阈值218的量化器决策，DAC不将高DAC输出信号输出到加法器(例如，电路放弃从CTIA的输出中减小高DAC输出信号)。

如所图示的，在第八反馈时间212H处，输入波形202的值被减小到零(例如，电耦合的传感器完成放电，针对电耦合的传感器的读出完成)。因此，在第八反馈时间212H之后，反馈电容器停止充电并使CTIA的输出变成恒定值。在一些实施例中，在第八反馈时间212H之后，CTIA 102的该恒定输出是残余(例如，残余216、残余电压、与残余电荷相对应的电压)。在一些实施例中，ADC(例如，ADC 118、ADC 418)接收残余，将残余转换成数字值，并将残余的数字值提供给FIR抽取器(例如，FIR抽取器122、FIR抽取器422)。

通过在不同时间处对输入信号的部分进行积分以及在对部分进行积分之后将CTIA输出减小一个值(例如，固定值214)，CTIA被允许有利地自适应地进行积分。作为示例性优点，如由常规的CTIA输出波形204与CTIA输出波形206之间的差所图示(例如，常规的CTIA的反馈电容器继续充电直到输入是零)，与常规地进行积分的CTIA的反馈电容器相比，所公开的电路和操作电路的方法可以允许反馈电容值较小。具有较小的反馈电容器的CTIA可能够对与具有较大的反馈电容器的常规的CTIA的输入相同的输入进行积分。因此，相对应的输出电压可能会更高(例如，由于Q＝CV关系)，从而放松了后续电路(例如，ADC)的分辨率或灵敏度要求。作为另一示例性优点，因为CTIA被允许自适应地进行积分，所以所公开的电路和操作电路的方法可以适应不同的阵列大小、不同种类的像素和/或不同的动态范围的读出，从而减小了对不同的CTIA的需要并且减小了用于设计特定读出电路的成本。

此外，因为CTIA被允许自适应地进行积分，因此CTIA可以通过改变积分时间(例如，通过改变量化器决策时间210与反馈时间212之间的时序)被配置成可变增益，从而减小对用于不同增益的附加反馈电容器的需要。附加地，通过如所描述的那样进行积分，输入的部分可以同时被转换(例如，输入的第一部分在被积分之后被转换的同时输入的第二部分正在被积分)，从而在不减小转换速度的情况下减小了对采样和保持电路以及附加电容器的需要。

所公开的电路的面积效率和灵活性(例如，通过使用所公开的方法操作电路来实现)可以有利地适于诸如X射线、可见光和红外成像、和MEMS传感器之类的阵列传感器，其中信号集可以被读出并被转换成数字形式。在不改变硬件的情况下，所公开的电路可以有利地被配置成用于针对不同的阵列大小、不同种类的传感器或不同的动态范围(例如，通过调节量化器决策时间210与反馈时间212之间的时序)来转换数据，同时维持常规地进行积分的相对应的数据转换电路的准确度。

虽然图2的波形被图示为与时间具有特定关系，但是应当理解，所图示的波形是示例性的。波形可以与时间具有不同于所图示的关系的关系。例如，输入波形202可以与时间具有不同于所图示的那样(例如，衰减指数、恒定值(例如，通过在电路的输入处使用所公开的可变电阻器)、取决于传感器像素的电特性(例如，传感器像素电容、传感器像素阻抗)和/或传感器阵列(例如，传感器列电容、传感器列阻抗)的关系、取决于读出方法的关系)的关系。基于输入波形202和所描述的积分，CTIA输出波形206和量化器输出波形208相对应地被生成。作为另一示例，基于系统要求(例如，灵敏度、分辨率、功耗)和应用(例如，传感器阵列大小、传感器类型)，积分的时序(例如，量化器决策时间210的时序、反馈时间212的时序)可以不同于所图示的那样。

图3图示出根据本公开的实施例的示例性时序图300。在一些实施例中，时序图300是电路100、电路400、电路500或电路600的操作的说明性表示。在一些实施例中，时序图300包括五个部分——反馈电容器复位302、偏移移除304、传感器读出306、积分308以及残余转换和FIR输出310。

例如，对于具有512行、帧刷新率为30Hz的传感器阵列，相对应的行时间是65μs。在本示例中，反馈电容器复位302时间是2μs，偏移移除304时间是10μs，积分308时间是12μs，并且残余转换和FIR输出310时间是40μs。例如，对于3.2MHz时钟，10μs的偏移移除时间意味着32个样本在偏移移除302期间被捕获，并且40μs的残余转换和FIR输出时间意味着128个样本被ADC(例如，ADC 118、ADC 418)捕获。

在一些实施例中，在反馈电容器复位302期间，在传感器像素开始将电荷转移到CTIA之前，CTIA的反馈电容器(例如，反馈电容器116、反馈电容器416、反馈电容器516、反馈电容器616)由复位开关(例如，复位开关126、复位开关426、复位开关514、复位开关620)通过在反馈电容器复位302时间期间闭合以清除反馈电容器上的剩余电荷来复位(例如，复位CTIA的输出值(例如，在输出处留下偏移值))。

在一些实施例中，在偏移移除304期间，CTIA的偏移被移除。例如，在偏移移除304期间，偏移移除电路(例如，偏移移除电路120、电路400)捕获偏移值，并且在将残余电荷或残余电压提供给ADC(例如，ADC 118、ADC 418)之前从残余电荷或残余电压中减去偏移值，从而从数字输出信号(例如，数字输出信号112、数字输出信号412)中移除偏移并且改进电路的数据转换准确度。

在一些实施例中，在偏移移除304期间，相关偏移移除被执行。例如，偏移移除电路被配置成相关双采样。在复位开关复位反馈电容器之后(例如，在反馈电容器复位302之后)，随机噪声可以被测量。为了移除该随机噪声，CTIA的输出由偏移移除电路测量(例如，多次测量并取平均值)——一次在开始处或积分开始之前，测量噪声电荷；以及一次在结束处或积分完成后，测量被积分的信号或残余加上噪声电荷。使用ADC 118(例如，Σ-Δ转换器)将这两个测得的值的差(例如，这两个测得的值的差会排除偏移)转换成数字值。

在一些实施例中，在偏移移除304期间，电路的ADC(例如，ADC 118、ADC 418)被配置成用于将CTIA的偏移(例如，多个样本上的偏移的平均值)转换成数字值。与经转换的偏移相对应的值从输出信号中被移除，以更好地将偏移分量从数字输出信号中移除。例如，在积分的开始之前，ADC 418将CTIA 402的偏移转换成一个或多个数字值，并且偏移的(一个或多个)数字值用于从数字输出信号412中移除偏移，如关于图4更详细地描述的那样。

在一些实施例中，偏移移除304时间被设置成用于允许低通滤波器(例如，如关于图5和图6所描述的)从偏移信号中充分地移除高频噪声。在一些实施例中，偏移移除304时间被设置成大小是低通滤波器的时间常数的若干倍(例如，2-10倍)(例如，如关于图5和图6所描述的)。

在一些实施例中，在传感器读出306期间，传感器像素选择性地电耦合到电路以用于读出(例如，传感器像素的行选择性地电耦合到相对应数量的电路以用于读出)。在一些实施例中，在此时间期间，传感器像素电荷被转移到CTIA以用于积分(例如，积分308)。在一些实施例中，传感器像素或传感器像素的行选择性地耦合到相对应的电路的转变是0.1μs。在一些实施例中，如所图示的，传感器读出306发生在积分308与残余转换和FIR输出310之间。在一些实施例中，传感器读出306发生在积分308与残余转换和FIR输出310期间。在传感器读出306结束时，传感器像素与电路电解耦。传感器读出的示例性方法可以在国际申请第PCT/US2019/027982号和第PCT/US2019/046066号中找到，出于所有目的，这些申请的整体以其全部内容通过引用并入本文中。

在一些实施例中，在积分308期间，如关于图1和图2所描述的，积分被执行。此处不再重复与所描述的积分相关联的描述和优点。

在一些实施例中，在残余转换和FIR输出310期间，如关于图1、图2和图4所描述的，CTIA的残余被ADC(例如，ADC 118、ADC 418)转换成数字值。残余的数字值和量化器(例如，量化器104、量化器404)的输出(例如，从积分生成的脉冲序列、量化器输出波形208)由FIR抽取器(例如，FIR抽取器122、FIR抽取器422)接收。FIR抽取器使用利用本文中所描述的方法确定的系数，处理量化器的输出或量化器的输出和残余的数字值以生成数字输出信号(例如，数字输出信号112、数字输出信号412，该数字输出信号是输入信号(例如，输入信号110、输入信号410)的数字表示)。

虽然时序图300被图示为包括四个部分以及这四个部分具有特定顺序，但是应当理解，时序图300可以包括不同的部分、不同顺序的部分和/或具有不同时序的部分。例如，时序图300的部分可能会重叠(例如，积分308以及残余转换和FIR输出310的步骤可能会同时发生)。作为另一示例，在量化器被停止切换后积分继续(例如，对于MASH，CTIA电耦合到ADC并在量化器被关闭的同时继续进行积分)。

图4图示出根据本公开的实施例的示例性电路400。在一些实施例中，电路400是数据转换器(例如，∑-△转换器)。在一些实施例中，电路400包括关于图1中的电路100所描述的元件。例如，CTIA 402与CTIA 102相对应，量化器404与量化器104相对应，DAC 406与DAC106相对应，加法器408与加法器108相对应，输入414处的信号410与输入114处的信号110相对应，反馈电容器416与反馈电容器116相对应，复位开关426与复位开关126相对应，ADC418与ADC 118(例如，∑-△转换器)相对应，FIR抽取器422与包括在数字滤波器中的FIR抽取器122相对应，时序和控制电路424与时序和控制电路124相对应，数字输出信号412与数字输出信号112相对应，并且数字输出432与数字输出128相对应。此处不再重复与这些元件相关联的一些描述和优点。

在一些实施例中，ADC 418被配置成用于转换CTIA 402的残余和CTIA 402的偏移。例如，在积分的开始之前，ADC 418将CTIA 402的偏移转换成一个或多个数字值(例如，多个样本上的偏移的平均值)，并且偏移的数字值用于从数字输出信号412中移除偏移。与经转换的偏移相对应的值从数字输出信号412中被移除，以更好地将偏移分量从数字输出信号412中移除并改进数字输出信号412的准确度(例如，当与输入410相比时)。

在一些实施例中，CTIA 402的偏移小于CTIA 402的残余(例如，大约是1/20)。在一些实施例中，电路400包括电阻器428和430。在一些实施例中，偏移通过电阻器428和430的配置被缩放(例如，放大)。例如，电阻器428具有大小是电阻器430的电阻的19倍的电阻。当ADC 418用于转换偏移信号时，电阻器428和430并联电耦合(例如，由时序和控制电路424控制)，从而与仅有电阻器428电耦合相比将由偏移信号生成的电流放大到20倍。当ADC 418用于转换残余信号时，电阻器428被电耦合。作为示例性优点，通过放大较小的偏移信号，ADC418可用于既转换偏移信号又转换残余信号，并且可能不需要第二、更高分辨率的ADC来转换较小的偏移信号(例如，可能需要具有10比特分辨率的ADC而不是在不使用电阻器430的情况下可能被需要的具有14比特分辨率的ADC)。

在一些实施例中，代替电阻器428和430，为了减小ADC 418所需的分辨率，反馈电容器416的电容或CTIA输出被减小的值被降低以在偏移移除(例如，偏移移除304)期间增加ADC 418输入处的灵敏度。

图5图示出根据本公开的实施例的示例性电路500。在一些实施例中，电路500包括关于图1中的电路100和图4中的电路400所描述的元件。例如，电路500是CTIA 102或CTIA402，复位开关514是复位开关126或复位开关426，并且反馈电容器516是反馈电容器116或反馈电容器416。电容器508和电阻器510表示电路500的输入处的负载(例如，电耦合到电路的输入的传感器和/或相对应的列的等效电容和电阻，输入114或输入414的等效电容和电阻)。此处不再重复与这些元件相关联的一些描述和优点。

在一些实施例中，电路500是包括反馈电容器516和偏移移除电路的CTIA。在一些实施例中，偏移移除电路被包括在CTIA的反馈中，并且包括第一开关502(图示为闭合/导通)、第二开关504和偏移采样电容器506。在一些实施例中，偏移采样电容器506的电容是反馈电容器516的电容。

作为示例，在反馈电容器516被复位之后(例如，反馈电容器复位302之后)，第一开关502闭合或导通，从而使偏移采样电容器506和反馈电容器516对电路500的偏移电压(例如，CTIA的偏移电压)进行采样。因为偏移采样电容器506和反馈电容器516的电容相等，所以两个电容器都对偏移电压进行了采样。在对偏移电压进行采样之后，第一开关502打开或停止导通，并且第二开关504闭合或导通，从而使存储在偏移采样电容器506中的电荷被转移到放大器的输入。被转移的电荷消除了存储在反馈电容器516上的偏移电压，从而移除电路500的输出处的偏移。

在一些实施例中，将存储在偏移采样电容器506中的电荷转移到放大器的输入所需的时间受到放大器的增益带宽乘积的限制。在一些实施例中，在电路500的输出处的偏移被移除之后，第二开关504被重新打开。在一些实施例中，第二开关504保持闭合。

作为示例性优点，因为所公开的CTIA针对不同的应用可能要求一个反馈电容器，因此与针对不同的应用可能要求多于一个反馈电容器的常规的CTIA相比，用于CTIA的偏移移除电路可以被简化。通过在CTIA的反馈中简单地添加第一开关502和第二开关504以及偏移电容器516，CTIA的偏移可以被移除。与常规的CTIA相比，由于可能不需要附加的偏移移除电路，并且偏移移除可以被包括在CTIA的反馈中，因此电路面积可以被减小。

图6图示出根据本公开的实施例的示例性电路600。在一些实施例中，电路600包括关于图1中的电路100、图4中的电路400或图5中的电路500所描述的元件。例如，电路600是CTIA 102或CTIA 402，复位开关620是复位开关126、复位开关426或复位开关514，并且反馈电容器616是反馈电容器116、反馈电容器416或反馈电容器516。电容器608和电阻器610表示电路600的输入处的负载(例如，电耦合到电路的输入的传感器和/或相对应的列的等效电容和电阻，输入114或输入414的等效电容和电阻)。此处不再重复与这些元件相关联的一些描述和优点。

在一些实施例中，电路600是包括反馈电容器616、偏移移除电路和低通滤波器的CTIA。在一些实施例中，低通滤波器被包括在电路600的反馈中。在一些实施例中，低通滤波器和偏移移除电路被包括在电路600的反馈中。

在一些实施例中，第一开关602、第二开关604、电容器606、第三开关608和偏移采样电容器610用作低通滤波器和偏移移除电路。在一些实施例中，电容器606的电容小于偏移采样电容器610的电容。在一些实施例中，第一开关602、第二开关604、电容器606用作开关电容器。

作为示例，在反馈电容器616被复位之后(例如，反馈电容器复位302之后)，第一开关602和第二开关604在闭合或导通与打开或不导通之间交替(例如，第一开关和第二开关由互补时钟信号控制)，从而使电容器606对偏移电荷中的一些进行采样，并将该经采样的偏移电荷转移到偏移采样电容器610。同时，类似于如关于图5所描述的反馈电容器516如何对偏移电压进行采样，反馈电容器616对偏移电压进行采样。

在一些实施例中，f是控制第一开关602和第二开关604的时钟的频率。低通滤波器的有效时间常数是：

第一开关602和第二开关604以交替方式切换，从而将偏移电荷的部分从电容器606转移到偏移采样电容器610。因为偏移采样电容器610和反馈电容器616的电容相等，所以两个电容器都对偏移电压进行了采样。在对偏移电压进行采样之后，第三开关608闭合或导通，使得存储在偏移采样电容器610中的电荷被转移到放大器的输入。被转移的电荷消除了存储在反馈电容器616上的偏移电压，从而移除电路600的输出处的偏移。

在一些实施例中，将存储在偏移采样电容器610中的电荷转移到放大器的输入所需的时间受到放大器的增益带宽乘积的限制。在一些实施例中，在电路600的输出处的偏移被移除之后，第三开关608被重新打开。在一些实施例中，第三开关608保持闭合。

作为示例性优点，因为所公开的CTIA针对不同的应用可能要求一个反馈电容器，因此与针对不同的应用可能要求多于一个反馈电容器的常规的CTIA相比，用于CTIA的偏移移除电路可以被简化。此外，低通滤波器可以包括在CTIA的反馈中的偏移移除电路中。通过在CTIA的反馈中简单地添加第一开关602、第二开关604、电容器606、第三开关608和偏移采样电容器610，CTIA的偏移和噪声可以被移除，由此产生更准确的偏移移除。由于在CTIA之外的电路的部分中可能不需要附加的偏移移除和低通滤波器电路，并且偏移移除和低通滤波器可以包括在CTIA的反馈中，因此电路面积可以被减小。

附加地，低通滤波器在偏移采样之前有利地减小了约翰逊噪声或宽带噪声(例如，由于传感器列寄生，该噪声的带宽由传感器列的寄生电阻和寄生电容确定)，以防止这些噪声在偏移采样期间被采样，从而进一步改进偏移移除的准确度。例如，在不具有噪声移除的益处的情况下，数据转换器的准确度可能在1×10^-15C左右(例如，输出与相对应的输入之间的误差)，这可能是由传感器列寄生电容上的约翰逊噪声引起的。相反，在具有使用本文中所描述的电路和方法的噪声移除的益处的情况下，具有这些益处的数据转换器的准确度可以实现1.4×10^-16C的改进的准确度(例如，输出与相对应的输入之间的误差)。如果输入是10pC输入(例如，被积分的电荷总量为10pC)，则改进的数据转换器可以实现16个有效比特数(ENOB)。

例如，在不使用所公开的偏移移除电路和方法的情况下，偏移是4mV。参考图6描述的低通滤波器和偏移移除电路被添加到CTIA的反馈，该低通滤波器和偏移移除电路具有以下参数：C₆₁₀＝0.5pF、f＝2MHz、C₆₀₆＝0.2pF、τ＝1.25us。通过添加低通滤波器和偏移移除电路，偏移被减小到1.5mV。

在一些实施例中，使用电阻器代替切换的电容器电路(例如，第一开关602、第二开关604、电容器606)，以创建具有上文所描述的类似益处的低通滤波器。例如，返回参考图5的电路500，具有适当电阻值(例如，以产生期望的截止频率)的电阻器可以电耦合(未示出)到第一开关502，以创建具有上文所描述的类似益处的低通滤波器。

图7图示出根据本公开的实施例的示例性方法700。在一些实施例中，方法700是操作电路100、电路400、电路500和/或电路600的方法。虽然方法700被图示为包括所描述的步骤，但是应当理解，可以执行不同顺序的步骤、附加步骤或更少的步骤以操作示例性数据转换器而不脱离本公开的范围。关于图1-图6描述了与方法700的步骤相关联的一些描述和优点，并且此处不再重复。

在一些实施例中，方法700包括用电路的CTIA对输入信号进行积分(步骤702)。例如，输入信号(例如，输入信号110、输入信号410、输入波形202)的第一部分由CTIA(例如，CTIA 102、CTIA 402、电路500、电路600)进行积分，如由相邻反馈时间212之间的CTIA输出波形206所图示。

在一些实施例中，方法700包括使用可变电阻器减小输入信号的电流电平。例如，如关于图1所描述的，可变电阻器(例如，由变化的电压控制以修改晶体管的有效电阻的MOS晶体管)电耦合到电路(例如，电路100、电路400)的输入，以用于减小输入信号的电流电平(例如，用于减小对反馈电容器的充电速率并当高电流电平引起高充电速率时，防止反馈电容器饱和)。

在一些实施例中，方法700包括将传感器电耦合到CTIA。在一些实施例中，传感器提供输入信号，CTIA包括反馈电容器，并且反馈电容器的电容小于传感器的电容。例如，在积分(例如，积分308)期间，如本文中描述的，传感器像素(例如，辐射热计像素、X射线传感器像素、可见光成像传感器像素、红外成像传感器像素、MEMS传感器像素，将关于环境的信息转换成电信号的传感器像素)电耦合到CTIA(例如，CTIA 102、CTIA 402、电路500、电路600)。传感器像素提供输入信号(例如，输入信号110、输入信号410、输入波形202)。CTIA包括反馈电容器(例如，反馈电容器116、反馈电容器416、反馈电容器516、反馈电容器616)，并且反馈电容器的电容(例如，示例中的0.5pF)小于传感器的电容(例如，示例中的2.6pF)。关于图1-图6描述了与CTIA的反馈电容器相关联的一些描述和优点，并且此处不再重复。

在一些实施例中，方法700包括确定CTIA的输出处的CTIA输出信号是否大于阈值(步骤704)。例如，量化器(例如，量化器104、量化器404)在量化器决策时间(例如，210A-210I)处确定CTIA输出信号是否大于阈值(例如，阈值218)。

在一些实施例中，方法700包括根据CTIA输出信号大于阈值的确定(步骤706)：减小CTIA输出信号(步骤708)。

例如，量化器(例如，量化器104、量化器404)在量化器决策时间(例如，210B、210C、210D、210E、210G)处确定CTIA输出信号(例如，CTIA输出波形206)大于阈值(例如，阈值218)。根据该确定，量化器(例如，量化器104、量化器404)将决策(例如，“高”值)输出到DAC(例如，DAC 106、DAC 406)，并且响应于接收到量化器决策，DAC提供高DAC输出信号，从而在反馈时间(例如，212B、212C、212D、212E、212G)期间(例如，使用加法器108、使用加法器408)使得从CTIA输出信号中减小一个值(例如，从CTIA输出信号中减去固定值214)。

在一些实施例中，方法700包括根据CTIA输出信号大于阈值的确定来生成高DAC输出信号。CTIA输出信号被减小一个值，并且该值是基于高DAC输出值来生成的。例如，DAC(例如，DAC 106、DAC 406)根据CTIA输出信号(例如，CTIA 102的输出、CTIA 402的输出、电路500的输出、电路600的输出)大于阈值(例如，量化器的阈值，阈值218)来生成高DAC输出信号。

在一些实施例中，CTIA包括反馈电容器(例如，反馈电容器116、反馈电容器416、反馈电容器516、反馈电容器616)。反馈电容器被配置成用于存储总电荷，并且CTIA输出信号被减小与小于该总电荷的值相对应的值。例如，固定值214与小于反馈电容器可以存储的总电荷的值相对应(例如，该值不大于CTIA输出波形206的最高可能电平)。

在一些实施例中，方法700包括根据CTIA输出信号不大于阈值的确定(步骤710)：放弃减小CTIA输出信号(步骤712)。

例如，量化器(例如，量化器104、量化器404)在量化器决策时间(例如，210A、210F、210H)处确定CTIA输出信号(例如，CTIA输出波形206)不大于阈值(例如，阈值218)。根据该确定，量化器(例如，量化器104、量化器404)将决策(例如，“低”值)输出到DAC(例如，DAC106、DAC 406)，并且响应于接收到量化器决策，DAC放弃在电路的输入处提供高DAC输出信号(例如，DAC停止提供输出)。在反馈时间(例如，212A、212F)期间，不从输入信号减小CTIA输出信号(例如，没有高DAC输出信号被提供给加法器108，没有高DAC输出信号被提供给加法器408)。

在一些实施例中，对输入信号进行积分包括对输入信号的第一部分进行积分，并且方法700包括用CTIA对输入信号的第二部分进行积分。例如，在第一部分进行积分之后(例如，输入信号的一部分在相邻反馈时间之间进行积分)，CTIA继续对输入信号的第二部分进行积分(例如，输入信号的后续部分在下一对相邻反馈时间之间进行积分)。

在一些实施例中，在第一部分在第一时间处进行积分的同时，确定CTIA的输出处的CTIA输出信号是否大于阈值。例如，参考图2，CTIA的输出处的CTIA输出信号是否大于阈值是在量化器决策时间(例如，量化器210A-210I)处确定的。

在一些实施例中，根据CTIA输出信号大于阈值的确定，方法700包括在第一时间之后的第二时间处减小CTIA输出信号。对第二部分进行积分在第二时间之后的第三时间处从减小的CTIA输出信号开始。例如，参考图2，根据由量化器(例如，量化器104、量化器404)在量化器时间(例如，量化器时间210B、210C、210D、210E、210G)处作出的CTIA输出信号大于阈值的确定，CTIA输出信号在反馈时间处(例如，反馈时间212B、212C、212D、212E、212G之间的时间)被减小，并且被积分的第二部分在第三时间处(例如，在反馈时间212B与212C之间的时间、在反馈时间212与212D之间的时间、在反馈时间212D与212E之间的时间、在反馈时间212G与212H之间的时间)从减小的CTIA输出信号开始。

在一些实施例中，根据CTIA输出信号不大于阈值的确定，方法700包括在第二时间处减小CTIA输出信号。对第二部分进行积分在第三时间处从CTIA输出信号开始。例如，参考图2，根据由量化器(例如，量化器104、量化器404)在量化器时间(例如，量化器时间210A、210F)处作出的CTIA输出信号不大于阈值的确定，在反馈时间(例如，反馈时间212A和212F)处放弃减小CTIA输出信号，并且被积分的第二部分在第三时间(例如，反馈时间212A与212B之间的时间和反馈时间212F与212G之间的时间)处从CTIA输出信号开始。

在一些实施例中，电路的操作频率基于对输入信号的积分之间的时间，并且电路的灵敏度基于电路的操作频率。例如，电路(例如，电路100、电路400)的操作频率基于量化器决策时间(例如，量化器决策时间210A-210I)和/或反馈时间(例如，反馈时间212A-212I)之间的时序。基于量化器决策时间和/或反馈时间之间的时序，电路的灵敏度被设置(例如，被积分的部分的大小被设置，由此设置积分的分辨率)。通过具有基于操作频率的灵敏度可调节性，该电路可以有利地用于更宽范围的应用(例如，该电路既适于较低分辨率的系统又适于较高分辨率的系统)。

在一些实施例中，当CTIA输出信号不大于阈值并且输入信号的电平是零时，CTIA输出信号与残余相对应。例如，在积分时间(例如，积分308)接近结束时，被积分的输入信号的部分(例如，在反馈时间212G之后的CTIA输出波形206的部分)是残余。

在一些实施例中，方法700包括移除CTIA的偏移。例如，CTIA的偏移在偏移移除304期间被移除。例如，偏移移除电路120捕获偏移值。在残余电荷或残余电压被提供到ADC 118之前，从残余电荷或残余电压中减小偏移值，从而从数字输出信号112中移除偏移并且改进电路100的数据转换准确度。

在一些实施例中，偏移移除电路120被配置成相关双采样。在复位开关126复位反馈电容器116之后(例如，在反馈电容器复位302之后)，随机噪声可以被采样。在一些实施例中，传感器列的电容可能会很大，并且噪声可能是寄生列元件中的热噪声以及可能会引起随机电荷值。该随机电荷的标准偏差可能约等于

在一些实施例中，为了移除该随机噪声，CTIA的输出由偏移移除电路120测量(例如，多次测量并取平均值)——一次在开始处或在积分开始之前，测量噪声电荷，以及一次在结束处或在积分完成后，测量被积分的信号或残余加上噪声电荷。使用ADC 118(例如，Σ-Δ转换器)将这两个测得的值的差(例如，这两个测得的值的差会排除偏移)转换成数字值。

在一些实施例中，使用CTIA的反馈中包括的偏移移除电路来移除偏移。例如，电路500或电路600中包括的偏移移除电路使用关于图5和图6描述的方法来移除CTIA偏移。

在一些实施例中，方法700包括对CTIA的偏移进行低通滤波。在一些实施例中，低通滤波器被包括在CTIA的反馈中以对CTIA的偏移进行低通滤波。例如，如关于图5所描述的，具有期望的电阻(例如，以实现滤波器的特定截止频率)的电阻器(未示出)电耦合到第一开关502以滤除与偏移相关联的噪声。作为另一示例，如关于图6所描述的，具有期望的有效电阻(例如，以实现滤波器的特定截止频率)的切换的电容器电路(例如，第一开关602、第二开关604、电容器606)被包括在电路600的反馈中以滤除与偏移相关联的噪声。

在一些实施例中，移除CTIA的偏移进一步包括将CTIA的偏移转换成偏移的数字值。例如，如关于图4所描述的，使用ADC 418将偏移转换成数字值，并且偏移的数字值从数字输出信号412中被移除，从而移除了输入信号的转换期间的CTIA偏移的影响。

在一些实施例中，转换CTIA的偏移进一步包括对CTIA的偏移进行缩放。例如，如关于图4所描述的，在使用ADC 418将偏移转换成数字值以及从数字输出信号412中移除偏移的数字值之前，使用电阻器428和430对CTIA的偏移进行缩放(例如，放大)以增加被输入到ADC 418的电流并减小用于转换偏移的ADC的灵敏度要求。

在一些实施例中，方法700包括生成与输入信号相对应的数字输出信号。例如，电路100生成数字输出信号112，或者电路400生成数字输出信号412。数字输出信号基于量化器的输出(例如，基于CTIA输出与量化器阈值之间的比较结果的二进制序列(例如，量化器输出波形208))。

在一些实施例中，输入信号是电路的输入处的电荷，并且数字输出信号是电荷的数字值。在一些实施例中，输入信号是电路的输入处的电流，并且数字输出信号是电流的数字值。在一些实施例中，输入信号是电路的输入处的电压，并且数字输出信号是电压的数字值。

在一些实施例中，根据CTIA输出信号不大于阈值的确定，方法700包括确定输入信号的读出是否已完成。根据输入信号的读出已完成的确定，方法700包括将CTIA输出信号作为残余输出。根据输入信号的读出尚未完成的确定，方法700包括放弃将CTIA输出信号作为残余输出。

例如，参考图2，在第八反馈时间212H处，输入波形202的值被减小到零(例如，电耦合的传感器完成放电，针对电耦合的传感器的读出完成)。根据输入信号的读出已完成的确定，在第八反馈时间212H之后，反馈电容器停止充电并使CTIA的输出变成恒定值。在第八反馈时间212H之后，CTIA 102的该恒定输出是残余(例如，残余216，残余电压，与残余电荷相对应的电压)。在第八反馈时间212H之前，根据输入信号的读出尚未完成的确定，电路(例如，电路100、电路400)放弃将CTIA输出信号作为残余输出。

在一些实施例中，在第一时间处对输入信号进行积分。例如，参考图2，在反馈时间212A-212H中的两个反馈时间之间的时间处对输入信号202进行积分。在一些实施例中，在第一时间之后的第二时间处确定输入信号的读出是否已完成。根据输入信号的读出已完成的确定，在第二时间之后的第三时间处将CTIA输出信号作为残余输出。例如，参考图2，在反馈时间212H处确定输入信号的读出是否已完成。在反馈时间212H处，输入信号的读出被确定为完成(例如，电耦合的传感器完成放电，针对电耦合的传感器的读出完成)。在反馈时间212H之后，反馈电容器停止充电并使CTIA的输出变成恒定值。在第八反馈时间212H之后，CTIA 102的该恒定输出是残余(例如，残余216，残余电压，与残余电荷相对应的电压)。

在一些实施例中，根据输入信号的读出尚未完成的确定，放弃将CTIA输出信号作为残余输出。例如，参考图2，在反馈时间212H之前确定输入信号的读出是否已完成。在反馈时间212H之前，输入信号的读出被确定为未完成(例如，电耦合的传感器正在放电，针对电耦合的传感器的读出正在被执行)，并且电路(例如，电路100、电路400)放弃将CTIA输出信号作为残余输出。

在一些实施例中，数字输出信号进一步基于残余。例如，数字输出信号(例如，数字输出信号112、数字输出信号412)基于量化器的输出和CTIA(例如，CTIA 102、CTIA 402)的残余；量化器的输出和CTIA的残余(或残余的数字值)被提供给FIR抽取器(例如，FIR抽取器122、FIR抽取器422)以生成数字输出信号。

在一些实施例中，方法700包括生成二进制序列以及将该二进制序列提供给FIR抽取器。数字输出信号由FIR抽取器生成，并且二进制序列基于CTIA的输出处的CTIA输出信号是否大于阈值的确定。在一些实施例中，生成二进制序列进一步包括根据CTIA输出信号大于阈值的确定，输出第一二进制值；以及根据CTIA输出信号不大于阈值的确定，输出第二二进制值。例如，数字输出信号(例如，数字输出信号112、数字输出信号412)基于量化器的输出。在一些实施例中，根据CTIA输出信号大于阈值的确定，量化器输出高数字值。根据CTIA输出信号不大于阈值的确定，量化器输出低数字值。量化器的输出被提供给FIR抽取器(例如，FIR抽取器122、FIR抽取器422)以生成数字输出信号。

在一些实施例中，方法700包括将残余的数字值提供给FIR抽取器。数字输出信号进一步基于该残余的数字值。例如，数字输出信号(例如，数字输出信号112、数字输出信号412)基于量化器的输出和CTIA(例如，CTIA 102、CTIA 402)的残余；量化器的输出和残余的数字值被提供给FIR抽取器(例如，FIR抽取器122、FIR抽取器422)以生成数字输出信号。

在一些实施例中，方法700包括生成残余的数字值。例如，CTIA输出信号是残余，ADC(例如，ADC 118、ADC 418)生成残余的数字值(例如，以及将残余的数字值提供给FIR抽取器)。在一些实施例中，使用∑-△ADC(例如，ADC 118是∑-△ADC，ADC 418是∑-△ADC)生成残余的数字值。

在一些实施例中，方法700包括使用分析确定、基于模拟的数值确定和基于测量的数值确定中的至少一种来确定与FIR抽取器相关联的系数。确定与FIR抽取器(例如，FIR抽取器122、FIR抽取器422)相关联的系数的示例及其优点参考图1进行了描述。此处不再重复这些示例。

在一些实施例中，方法700包括将电路作为MASH调制器操作。响应于将电路作为MASH调制器操作，放弃确定CTIA的输出处的CTIA输出信号是否大于阈值。例如，如关于图1所描述的，响应于将电路作为MASH调制器操作，量化器104被关闭，同时输入信号继续被积分。

通过在不同时间处对输入信号的部分进行积分以及在对部分进行积分之后将CTIA输出减小一个值，CTIA被允许有利地自适应地进行积分。作为示例性优点，与常规地进行积分的CTIA的反馈电容器(例如，与常规的CTIA输出波形204相关联)相比，所公开的电路和操作电路的方法可以允许反馈电容值较小。具有较小的反馈电容器的CTIA可能够对与具有较大的反馈电容器的常规的CTIA的输入相同的输入进行积分。因此，相对应的输出电压可能会更高(例如，由于Q＝CV关系)，从而放松了后续电路(例如，ADC)的分辨率或灵敏度要求。作为另一示例性优点，因为CTIA被允许自适应地进行积分，所以所公开的电路和操作电路的方法可以适应不同的阵列大小、不同种类的像素和/或不同的动态范围的读出，从而减小了对不同的CTIA设计的需要并且减小了用于设计特定读出电路的成本。

此外，由于在如所描述的那样进行积分的同时CTIA的反馈电容器不会饱和(例如，作为使用所公开的方法操作电路的结果)，因此CTIA的反馈电容器可用于对超出常规的CTIA的等效反馈电容器的存储容量的电荷进行积分。在一些实施例中，CTIA反馈电容器的有效电容(例如，与CTIA反馈电容器在积分期间可以积分的电荷的总数相对应)可以基于控制量化器(例如，量化器104、量化器404)的时钟来确定。例如，如果存在N₁个循环可用于由CTIA使用(例如，在积分期间存在N₁数量的量化器决策时间210，在积分期间存在N₁数量的反馈时间212)，则CTIA反馈电容器的有效电容是N₁×(CTIA反馈电容器的电容)。在一些实施例中，数量N₁是基于过采样率(OSR)时钟循环的总数N以及N个时钟循环如何在积分时间(例如，积分308)与残余转换(例如，残余转换和FIR输出310的残余转换部分)之间分配来确定的。作为示例，N₁＝16并且CTIA反馈电容器的电容是0.5pF，CTIA反馈电容器的有效电容是16×0.5pF＝8pF，这意味着，与包括2.6pF反馈电容器的常规的CTIA相比，包括0.5pF反馈电容器的CTIA可以具有三倍的电荷容量。

此外，因为CTIA被允许自适应地进行积分，所以CTIA(例如，CTIA 102、CTIA 402、电路500、电路600)可以通过改变积分时间被配置成可变增益，从而减小了对用于不同增益的附加反馈电容器的需要。附加地，通过如所描述的那样进行积分，输入的部分可以同时被转换(例如，输入的第一部分在被积分之后被转换的同时输入的第二部分正在被积分)，从而在不减小转换速度的情况下减小了对采样和保持电路以及附加电容器的需要。

所公开的电路的面积效率和灵活性可以有利地适于诸如X射线、可见光和红外成像、和MEMS传感器之类的阵列传感器，其中信号集可以被读出并被转换成数字形式。在不改变硬件的情况下，所公开的电路可以有利地被配置成用于针对不同的阵列大小、不同种类的传感器或不同的动态范围(例如，通过调节积分时间)来转换数据，同时维持常规地进行积分的相对应的数据转换电路的准确度。

作为又一示例性优点，由于由所公开的电路执行的Σ-Δ过采样(例如，如本文中所描述的，通过积分；通过使用用于ADC 118的Σ-Δ转换器)，因此与用于捕获常规的CTIA的输出的更高带宽的采样和保持电路相比，(例如，来自传感器列寄生电容的)热噪声对所公开的电路的影响可能较低。

在一些实施例中，一种非暂态计算机可读存储介质存储一个或多个程序，并且该一个或多个程序包括指令。当该指令由具有一个或多个处理器和存储器的电子设备(例如，包括本文中所描述的电路的电子设备)执行时，该指令使该电子设备执行关于图1-图7描述的方法。

虽然用所图示的元件描述了所公开的电路，但是应当理解，该图示仅仅是示例性的。不同的元件或附加元件可以被添加到所公开的电路或从所公开的电路中被移除以形成所公开的数据转换器。所描述的元件也可以与所图示的那样不同地电耦合或被配置。例如，虽然电路中的一些电路被图示为单端电路，但是应当理解，所公开的电路可以被配置成用于差分信号。

图8图示出根据实施例的、制造机电系统的方法800。作为非限制性示例，机电系统可以与电路100、400、500或600(和/或相关方法)相关联(例如，电路100、400、500或600被包括在机电系统的读出电路中)。为了制造机电系统，方法800中的过程步骤中的全部或一些可以被使用，并且可以以不同的顺序被使用。作为非限制性示例，步骤814可以在步骤812之前被执行。

方法800包括步骤802，提供衬底。在一些实施例中，衬底由玻璃制成。在一些实施例中，衬底是低温多晶硅。在一些实施例中，衬底是包含用于微调属性的附加元素的硼硅酸盐。硼硅酸盐的示例是Corning Eagle^TM，其产生碱土金属硼铝硅酸盐(负载有硼、铝和各种碱土元素的硅酸盐)。其他变型可从Asahi Glass^TM或Schott^TM获得。

在一些实施例中，平板玻璃工艺用于制造机电系统。在一些实施例中，液晶显示器(LCD)工艺用于制造机电系统。在一些实施例中，使用OLED显示工艺或x射线面板工艺。采用平板玻璃工艺可以允许增加衬底大小，由此允许每个衬底具有更多数量的电化学系统，这减小了处理成本。“面板级”大小可以包括300mm×400mm、360mm×465mm、400mm×500mm、550mm×650mm、620mm×750mm、680mm×880mm、730mm×920mm、1100mm×1300mm、1300mm×1500mm、1500mm×1850mm、1950mm×2250mm、2200mm×2500mm和2840mm×3370mm。进一步地，面板级制造中的薄膜晶体管(TFT)也可以减小成本，并且因此，例如，LCD-TFT工艺可以是有益的。

一些实施例可以包括可包含电路100、400、500和/或600的读出集成电路(ROIC)的附接以及柔性/PCB附接。本文中所描述的工艺和器件可以具有进一步的优点，即信号处理所需的面积可以比由感测物理决定的感测面积小得多。通常，传感器被集成在CMOS电路的顶部上，并且面积驱动成本导致技术节点对于信号处理任务来说不是最优的。本文中所描述的工艺可以使用更合适的CMOS，并减小信号处理所需的面积，从而通过利用FPD(平板显示器)制造的低成本，将传感器从任何面积约束中解放出来。在一些实施例中，ROIC专门被设计成用于满足感测特定电磁波长(诸如X射线、THz、LWIR)的要求。

在一些实施例中，通过本文中的工艺制造的MEMS器件是辐射热计，每个辐射热计包括玻璃衬底和耦合到该结构的辐射热计像素。在一些实施例中，辐射热计包括通过LCD-TFT制造工艺制造的MEMS或NEMS器件。

辐射热计可以用于各种应用。例如，长波红外(LWIR，波长大约是8μm-14μm)辐射热计可以用于汽车和商业安全行业。例如，具有QVGA、VGA和其他分辨率的LWIR辐射热计。太赫兹(THz，波长大约是0.1mm到1.0mm)辐射热计可用于安全(例如，机场乘客安全筛查)和医疗(医疗成像)。例如，THz辐射热计可以具有QVGA分辨率(320x 240)或其他分辨率。一些机电系统可以包括X射线传感器或相机系统。类似地，LWIR和THz传感器用于相机系统。一些机电系统应用于医疗成像(诸如内窥镜和外窥镜)。

其他机电系统包括用于光检测和测距(LIDAR)系统的扫描仪。例如，其中激光束的空间属性可以被整形(例如，光束指向)的光学扫描仪。机电系统包括惯性传感器(例如，其中输入刺激是线性运动或角运动)。一些系统可用于生物感测平台和生物治疗平台(例如，检测生化试剂的地方)。

如本文中所使用，术语“MEMS”可以被理解为包括具有大约1mm及以下的大小的机电系统。例如，术语“MEMS”可以被理解为包括纳米机电系统(“NEMS”)。

虽然已经参考所附附图充分地描述了所公开的实施例，但是应当注意，各种改变和修改对于本领域技术人员将变得显而易见。此类改变和修改应被理解为包括在由所附权利要求限定的所公开的实施例的范围内。例如，虽然本公开主要是关于玻璃MEMS板/面板描述的，但是本领域普通技术人员将认识到在不偏离本公开的范围的情况下也可以使用其他MEMS板/面板。此类其他MEMS板可包括但不限于有机材料(塑料、聚合物)和金属(例如，不锈钢)。如本文中所使用，术语“板”和“面板”是同义词。

方法800包括步骤804，将MEMS添加到衬底。虽然MEMS用于描述结构的添加，但是应当领会，可以添加其他结构而不偏离本公开的范围。在使用面板级处理的实施例中，MEMS结构可以使用LCD-TFT工艺添加。

步骤804之后可以是可选的步骤816，子电镀。当衬底大于后续步骤中使用的处理装备时，可以使用步骤816。例如，如果使用面板级工艺(诸如LCD)，一些实施例将包括(在步骤804处)将面板切割成晶圆大小以执行进一步处理(例如，使用CMOS制造装备)。在其他实施例中，贯穿整个方法800使用相同大小的衬底(即，不使用步骤816)。

方法800包括步骤806，从衬底释放MEMS。

方法800包括步骤808，释放后处理。此类释放后处理可以为进一步的处理步骤(诸如平坦化)准备MEMS结构。在晶圆级处理中，平坦化可以包括化学机械平坦化。在一些实施例中，进一步的工艺步骤包括回蚀，其中将光刻胶旋涂到形貌上以生成更平坦的表面，随后对该表面进行蚀刻。对蚀刻时间的更高的控制可以产生更平滑的表面轮廓。在一些实施例中，进一步的工艺步骤包括“旋涂玻璃”，其中将玻璃负载的有机粘合剂旋涂到形貌上，并烘烤结果以驱除有机溶剂，从而留下更光滑的表面。

方法800包括步骤810，在必要的情况下真空封装MEMS结构。真空封装可以有益于延长器件寿命。

方法800包括步骤812，分割。一些实施例可以包括(例如，电路100、400、500和/或600的)校准和芯片编程，这可以考虑传感器的属性。本文中所描述的方法在玻璃衬底制造工艺中可以是有利的，这是因为玻璃光刻能力的均匀性是有限的。作为进一步的优点，玻璃具有较低的热导率，以及因此玻璃衬底可以是更好的热绝缘体；通过制造将辐射热计像素与玻璃衬底分离的薄结构，本文中的实施例可以更好地用于将玻璃辐射热计像素与封装环境热隔离。

方法800包括步骤814，可包括电路100、400、500和/或600的读出集成电路(ROIC)的附接以及柔性/PCB附接。本文中所描述的工艺和器件可以具有进一步的优点，即信号处理所需的面积可以比由感测物理决定的感测面积小得多。通常，传感器被集成在CMOS电路的顶部上，并且面积驱动成本导致技术节点对于信号处理任务来说不是最优的。本文中所描述的工艺可以使用更合适的CMOS，并减小信号处理所需的面积，从而通过利用FPD(平板显示器)制造的低成本，将传感器从任何面积约束中解放出来。在一些实施例中，ROIC专门被设计成用于感测特定电磁波长(诸如X射线、THz、LWIR)。

图9图示出示例性传感器。在一些实施例中，使用方法800制造传感器900。在一些实施例中，使用电路100、400、500和/或600读出传感器900。

在一些实施例中，传感器包括玻璃衬底、通过本文中所描述的方法中的任意方法制造并耦合到玻璃衬底的结构、以及耦合到该结构的传感器像素。

在一些实施例中，传感器包括通过LCD-TFT制造工艺制造的MEMS或NEMS器件和通过本文中所描述的方法中的任意方法制造的结构。

举例来说，传感器可以包括电阻式传感器和电容式传感器。辐射热计可以用于各种应用。例如，长波红外(LWIR，波长大约是8μm-14μm)辐射热计可用于汽车和商业安全行业。例如，具有QVGA、VGA和其他分辨率的LWIR辐射热计、太赫兹(THz，波长大约是0.1mm-3mm)辐射热计可用于安全(例如，机场乘客安全筛查)和医疗(医疗成像)。例如，具有QVGA分辨率和其他分辨率的THz辐射热计。一些机电系统可以包括X射线传感器或相机传感器系统。类似地，LWIR和THz传感器用于相机传感器系统。一些机电系统应用于医疗成像(诸如内窥镜和外窥镜)。X-射线传感器包括直接感测配置以及间接感测配置。

其他机电系统包括用于光检测和测距(LIDAR)系统的扫描仪。例如，其中激光束的空间属性可以被整形(例如，光束指向)的光学扫描仪。机电系统包括惯性传感器(例如，其中输入刺激是线性运动或角运动)。一些系统可用于生物感测平台和生物治疗平台(例如，检测生化试剂的地方)。

在一个方面中，一种电路包括：模拟输入、电耦合到模拟输入的电荷跨阻放大器(CTIA)、电耦合到CTIA的输出的量化器、电耦合到量化器的输出的数模转换器(DAC)、电耦合到DAC的输出的加法器。CTIA电耦合到加法器的输出，数字滤波器电耦合到量化器的输出，并且数字输出电耦合到数字滤波器。

在上述电路的一些方面中，CTIA包括反馈电容器，模拟输入电耦合到传感器，并且反馈电容器的电容小于传感器的电容。

在上述电路的一些方面中，加法器被配置成用于响应于在DAC的输出处接收到高DAC输出信号而引起CTIA输出信号被减小。

在上述电路的一些方面中，加法器进一步被配置成用于响应于在DAC的输出处接收到高DAC输出信号而引起CTIA输出信号被减小一个值。

在上述电路的一些方面中，CTIA包括反馈电容器，该反馈电容器被配置成用于存储总电荷，并且该值与小于该总电荷的电荷相对应。

在上述电路的一些方面中，量化器被配置成用于：确定在CTIA的输出处的CTIA输出信号是否大于阈值；根据CTIA输出信号大于阈值的确定，将第一数字值输出到DAC；以及根据CTIA输出信号不大于阈值的确定，将第二数字值输出到DAC，以及DAC被配置成用于：响应于接收到第一数字值，将高DAC输出信号输出到加法器；以及响应于接收到第二数字值，放弃将高DAC输出信号输出到加法器。

在上述电路的一些方面中，电路进一步包括电耦合到CTIA的输出的模数转换器(ADC)。ADC被配置成用于：在CTIA的输出处接收与残余电荷相对应的电压；以及提供与残余电荷相对应的数字值。数字输出包括与残余电荷相对应的数字值。

在上述电路的一些方面中，与残余电荷相对应的电压小于量化器的阈值。

在上述电路的一些方面中，ADC是∑-△ADC。

在上述电路的一些方面中，电路进一步包括偏移移除电路。偏移移除电路被配置成用于从CTIA输出信号中移除偏移。

在上述电路的一些方面中，偏移移除电路被包括在CTIA的反馈中。

在上述电路的一些方面中，ADC被配置成用于将来自CTIA输出信号的偏移转换成偏移的数字值。

在上述电路的一些方面中，来自CTIA输出信号的偏移被缩放，并且经缩放的偏移被提供给ADC。

在上述电路的一些方面中，电路进一步包括被包括在CTIA的反馈中的低通滤波器。

在上述电路的一些方面中，电路的灵敏度基于电路的操作频率，并且电路的操作频率基于CTIA的积分时间。

在上述电路的一些方面中，数字输出处的数字输出信号是电路的模拟输入处的电荷的数字值。

在上述电路的一些方面中，数字输出处的数字输出信号是电路的模拟输入处的电流的数字值。

在上述电路的一些方面中，数字输出处的数字输出信号是电路的模拟输入处的电压的数字值。

在上述电路的一些方面中，系统进一步包括电耦合到模拟输入的可变电阻器。可变电阻器被配置成用于减小电路的模拟输入处的输入信号的信号电平。

在上述电路的一些方面中，数字滤波器包括有限脉冲响应(FIR)抽取器。FIR抽取器被配置成用于基于从量化器的输出接收到的信号来在数字输出处生成数字输出信号。

在上述电路的一些方面中，FIR抽取器被配置成用于进一步接收CTIA的输出处的与残余电荷相对应的数字值，并且FIR抽取器被配置成用于进一步基于CTIA的输出处的与残余电荷相对应的数字值来生成数字输出信号。

在上述电路的一些方面中，使用分析确定、基于模拟的数值确定和基于测量的数值确定中的至少一种来确定与FIR抽取器相关联的系数。

在上述电路的一些方面中，量化器和DAC被包括在电路的经组合的量化器和DAC中。

在一个方面中，一种方法包括：用电路的CTIA对输入信号进行积分；确定在CTIA的输出处的CTIA输出信号是否大于阈值；根据CTIA输出信号大于阈值的确定：减小CTIA输出信号；以及根据CTIA输出信号不大于阈值的确定：放弃减小CTIA输出信号。

在上述方法的一些方面中，该方法进一步包括：将传感器电耦合到CTIA。传感器提供输入信号，CTIA包括反馈电容器，并且反馈电容器的电容小于传感器的电容。

在上述方法的一些方面中，该方法进一步包括生成与输入信号相对应的数字输出信号。

在上述方法的一些方面中，输入信号是电路的模拟输入处的电荷，并且数字输出信号是电荷的数字值。

在上述方法的一些方面中，输入信号是电路的模拟输入处的电流，并且数字输出信号是电流的数字值。

在上述方法的一些方面中，输入信号是电路的模拟输入处的电压，并且数字输出信号是电压的数字值。

在上述方法的一些方面中，数字输出信号进一步基于残余。

在上述方法的一些方面中，数字输出信号由数字滤波器生成。

在上述方法的一些方面中，数字输出信号由FIR抽取器生成。该方法进一步包括：生成二进制序列；以及将二进制序列提供给FIR抽取器。生成二进制序列进一步包括：根据CTIA输出信号大于阈值的确定，输出第一二进制值；以及根据CTIA输出信号不大于阈值的确定，输出第二二进制值。

在上述方法的一些方面中，该方法进一步包括将残余的数字值提供给FIR抽取器。数字输出信号进一步基于该残余的数字值。

在上述方法的一些方面中，该方法进一步包括使用分析确定、基于模拟的数值确定和基于测量的数值确定中的至少一种来确定与FIR抽取器相关联的系数。

在上述方法的一些方面中，对输入信号进行积分包括对输入信号的第一部分进行积分，并且该方法进一步包括用CTIA对输入信号的第二部分进行积分。

在上述方法的一些方面中，在第一部分在第一时间处进行积分的同时，确定CTIA的输出处的CTIA输出信号是否大于阈值。该方法进一步包括：根据CTIA输出信号大于阈值的确定：在第一时间之后的第二时间处减小CTIA输出信号，在第二时间之后的第三时间处对第二部分进行积分开始，以及根据CTIA输出信号不大于阈值的确定：在第二时间处放弃减小CTIA输出信号，在第三时间处对第二部分进行积分。

在上述方法的一些方面中，电路的操作频率基于对输入信号的积分时间，并且电路的灵敏度基于电路的操作频率。

在上述方法的一些方面中，当CTIA输出信号不大于阈值并且输入信号的电平是零时，CTIA输出信号与残余相对应。

在上述方法的一些方面中，该方法进一步包括生成残余的数字值。

在上述方法的一些方面中，残余的数字值是使用∑-△ADC来生成的。

在上述方法的一些方面中，该方法进一步包括根据CTIA输出信号大于阈值的确定来生成高DAC输出信号。CTIA输出信号被减小一个值，并且该值是基于高DAC输出值来生成的。

在上述方法的一些方面中，该方法进一步包括根据CTIA输出信号不大于阈值的确定来放弃生成高DAC输出信号。

在上述方法的一些方面中，CTIA包括反馈电容器，该反馈电容器被配置成用于存储总电荷，并且CTIA输出信号被减小小于该总电荷的值。

在上述方法的一些方面中，该方法进一步包括移除CTIA的偏移。

在上述方法的一些方面中，在对输入信号进行积分之前移除偏移。

在上述方法的一些方面中，使用CTIA的反馈中包括的偏移移除电路来移除偏移。

在上述方法的一些方面中，移除CTIA的偏移进一步包括将CTIA的偏移转换成偏移的数字值。

在上述方法的一些方面中，转换CTIA的偏移进一步包括对CTIA的偏移进行缩放。

在上述方法的一些方面中，该方法进一步包括对CTIA的偏移进行低通滤波。

在上述方法的一些方面中，CTIA的反馈中包括的低通滤波器对CTIA的偏移进行低通滤波。

在上述方法的一些方面中，该方法进一步包括使用可变电阻器减小输入信号的电流电平。

在上述方法的一些方面中，根据CTIA输出信号不大于阈值的确定，该方法进一步包括：确定输入信号的读出是否已完成；根据输入信号的读出已完成的确定，将CTIA输出信号作为残余输出；以及根据输入信号的读出尚未完成的确定，放弃将CTIA输出信号作为残余输出。

在上述方法的一些方面中，在第一时间处对输入信号进行积分；在第一时间之后的第二时间处确定输入信号的读出是否已完成；根据输入信号的读出已完成的确定，在第二时间之后的第三时间处将CTIA输出信号作为残余输出；以及根据输入信号的读出尚未完成的确定，放弃将CTIA输出信号作为残余输出。

在上述方法的一些方面中，该方法进一步包括在对输入信号进行积分之前复位CTIA的反馈电容器。

在上述方法的一些方面中，该方法进一步包括：将电路作为多级噪声整形(MASH)调制器操作；并且响应于将电路作为MASH调制器操作，放弃确定CTIA的输出处的CTIA输出信号是否大于阈值。

在一个方面中，一个非暂态计算机可读存储介质存储一个或多个程序，该一个或多个程序包括指令，该指令在由具有一个或多个处理器和存储器的电子设备执行时，使该设备执行上述方法中的任意方法。

虽然在本公开中使用“电耦合”和“耦合”来描述电路的两个元件之间的电连接，但是应当理解，电连接不一定需要耦合在一起的部件的端子之间的直接连接。所记载的部件的不同组合和连接可以实现电耦合而不脱离本公开的范围。例如，电布线连接在电耦合在一起的部件的端子之间。在另一示例中，闭合(导通)开关连接在耦合在一起的部件的端子之间。在又一示例中，附加元件连接在耦合在一起的部件的端子之间而不影响电路的特性。例如，可以添加缓冲器、放大器和无源电路元件而不影响读出电路的特性并且不脱离本公开的范围。

类似地，当电路的两个元件在本公开中被描述为电断开时，应当理解，电断开不一定需要在被切换的部件的端子之间物理地打开。还应当理解，断开不限于意指防止两个元件之间的电能转移。例如，高阻抗元件被连接在解耦合的部件的端子之间。在另一示例中，打开的(非导通的)开关被连接在解耦合的部件的端子之间，从而有效地对部件进行解耦合。

虽然一些元素或数量是在没有术语“基本上”的情况下的绝对意义上描述的，但是应当理解，这些元素和数量可以具有与绝对描述功能上等效的质量。例如，在一些实施例中，因子被描述为是三。然而，应当理解，因子可以大于或小于三，只要比率在系统的容许偏差内(例如，准确度要求等)。

虽然已经参考所附附图充分地描述了所公开的实施例，但是应当注意，各种改变和修改对于本领域技术人员将变得显而易见。此类改变和修改应被理解为包括在由所附权利要求限定的所公开的实施例的范围内。

在对本文中各种所描述的实施例的说明书中使用的术语仅出于描述特定实施例的目的，而不旨在是限制性的。如在各种所描述的实施例的说明书中和所附权利要求中所使用的，单数形式“一”、“一个”和“该”旨在同样包括复数形式，除非上下文明确指出了其它情形。还将理解，如本文中所使用的术语“和/或”指代并涵盖相关联所列项目中的一者或多者的任何和所有可能的组合。将进一步理解的是，术语“包含”、“包含有”、“包括”和/或“包括有”当在本说明书中使用时指明所陈述的特征、整数、步骤、操作、元素和/或部件的存在，但并不排除一个或多个其他特征、整数、步骤、操作、元素、部件和/或其群组的存在或添加。

Claims (20)

1.一种电路，所述电路包括：

模拟输入，

电荷跨阻放大器(CTIA)，所述CTIA电耦合到所述模拟输入，

量化器，所述量化器电耦合到所述CTIA的输出，

数模转换器(DAC)，所述DAC电耦合到所述量化器的输出，

加法器，所述加法器电耦合到所述DAC的输出，其中所述CTIA电耦合到所述加法器的输出，

数字滤波器，所述数字滤波器电耦合到所述量化器的输出，以及

数字输出，所述数字输出电耦合到所述数字滤波器。

2.如权利要求1所述的电路，其中：

所述CTIA包括反馈电容器，

所述模拟输入电耦合到传感器，并且

所述反馈电容器的电容小于所述传感器的电容。

3.如权利要求1所述的电路，其中，所述加法器被配置成用于响应于在所述DAC的输出处接收到高DAC输出信号而使CTIA输出信号被减小。

4.如权利要求1所述的电路，其中：

所述量化器被配置成用于：

确定在所述CTIA的输出处的CTIA输出信号是否大于阈值；

根据所述CTIA输出信号大于所述阈值的确定，将第一数字值输出到所述DAC；以及

根据所述CTIA输出信号不大于所述阈值的确定，将第二数字值输出到所述DAC，以及

所述DAC被配置成用于：

响应于接收到所述第一数字值，将高DAC输出信号输出到所述加法器；以及

响应于接收到所述第二数字值，放弃将所述高DAC输出信号输出到所述加法器。

5.如权利要求1所述的电路，进一步包括电耦合到所述CTIA的输出的模数转换器(ADC)，其中：

所述ADC被配置成用于：

在所述CTIA的输出处接收与残余电荷相对应的电压；以及

提供与所述残余电荷相对应的数字值，并且

所述数字输出包括与所述残余电荷相对应的所述数字值。

6.如权利要求1所述的电路，进一步包括偏移移除电路，其中，所述偏移移除电路被配置成用于从CTIA输出信号中移除偏移。

7.如权利要求1所述的电路，其中，ADC被配置成用于将来自CTIA输出信号的偏移转换成所述偏移的数字值。

8.如权利要求1所述的电路，进一步包括所述CTIA的反馈中包括的低通滤波器。

9.如权利要求1所述的电路，其中：

所述电路的灵敏度基于所述电路的操作频率，并且

所述电路的所述操作频率基于所述CTIA的积分时间。

10.如权利要求1所述的电路，其中，所述数字输出处的数字输出信号是所述电路的所述模拟输入处的电荷的数字值。

11.如权利要求1所述的电路，其中，所述数字输出处的数字输出信号是所述电路的所述模拟输入处的电流的数字值。

12.如权利要求1所述的电路，其中，所述数字输出处的数字输出信号是所述电路的所述模拟输入处的电压的数字值。

13.如权利要求1所述的电路，进一步包括电耦合到所述模拟输入的可变电阻器，其中所述可变电阻器被配置成用于减小所述电路的所述模拟输入处的输入信号的信号电平。

14.如权利要求1所述的电路，其中，所述数字滤波器包括有限脉冲响应(FIR)抽取器，其中：

所述FIR抽取器被配置成用于基于从所述量化器的输出接收到的信号在所述数字输出处生成数字输出信号。

15.如权利要求1所述的电路，其中，所述量化器和所述DAC被包括在所述电路的经组合的量化器和DAC中。

16.一种方法，所述方法包括：

用电路的CTIA对输入信号进行积分；

确定在所述CTIA的输出处的CTIA输出信号是否大于阈值；

根据所述CTIA输出信号大于所述阈值的确定：

减小所述CTIA输出信号；以及

根据所述CTIA输出信号不大于所述阈值的确定：

放弃减小所述CTIA输出信号。

17.如权利要求16所述的方法，进一步包括：

将传感器电耦合到所述CTIA，其中：

所述传感器提供所述输入信号，

所述CTIA包括反馈电容器，并且

所述反馈电容器的电容小于所述传感器的电容。

18.如权利要求16所述的方法，进一步包括生成与所述输入信号相对应的数字输出信号。

19.如权利要求18所述的方法，其中：

所述输入信号是所述电路的模拟输入处的电荷，并且

所述数字输出信号是所述电荷的数字值。

20.一种非暂态计算机可读存储介质，所述非暂态计算机可读存储介质存储一个或多个程序，所述一个或多个程序包括指令，所述指令在由具有一个或多个处理器和存储器的电子设备执行时，使所述设备执行包括以下各项的方法：

用电路的CTIA对输入信号进行积分；

确定在所述CTIA的输出处的CTIA输出信号是否大于阈值；

根据所述CTIA输出信号大于所述阈值的确定：

减小所述CTIA输出信号；以及

根据所述CTIA输出信号不大于所述阈值的确定：

放弃减小所述CTIA输出信号。