CN116953683A - 基于脉内波形认知优化设计的间歇采样转发干扰抑制方法 - Google Patents

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CN116953683A CN202310915154.2A CN202310915154A CN116953683A CN 116953683 A CN116953683 A CN 116953683A CN 202310915154 A CN202310915154 A CN 202310915154A CN 116953683 A CN116953683 A CN 116953683A
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Abstract

本发明公开了一种基于脉内波形认知优化设计的间歇采样转发干扰抑制方法，雷达站首先发射脉内线性调频‑脉间频率捷变信号作为探测信号，利用频率捷变波形的脉间合成技术获取更精细的距离分辨率，结合间歇采样直接转发式或重复转发式干扰脉冲压缩和相参处理后的一维距离像特征，实现干扰参数高精度估计。在干扰参数估计的基础上利用射频掩护中的紧贴式掩护波形设计策略对脉内波形进行优化设计，通过对优化设计后波形的后处理实现干扰抑制。同时考虑干扰参数变化的可能性，将优化后波形的工作分段二阶统计量作为评判标准自适应调整波形发射和处理策略，能对干扰参数和波形参数动态调整，形成间歇采样转发干扰参数干扰及抑制的自适应闭环体系。

Description

基于脉内波形认知优化设计的间歇采样转发干扰抑制方法
技术领域
本发明属于雷达有源干扰对抗技术领域，具体涉及一种基于脉内波形认知优化设计的间歇采样转发干扰抑制方法。
背景技术
雷达的工作环境长期处于敌我对抗之中，相较于干扰方而言，雷达所具有的最大优势即先发行为优势，雷达主动抗干扰技术通过波形参数如频率、重频、调制方式等的快速捷变，使得干扰机的截获速率跟不上雷达波形的变化，进而令其掌握的雷达参数信息失去时效性以至于无法对雷达当前波形实施有效干扰。因此脉间捷变雷达已可以应对大多数的电磁对抗环境；
随着数字射频存储技术的飞速发展，其所产生的干扰样式更为复杂。为了应对脉间捷变体制雷达，间歇采样转发式干扰机已经应用于实际战场，其工作特点是灵敏度极高，可在脉内对雷达发射信号进行“截获-延时-转发”，使得脉间捷变体制失效。该过程可形成相干干扰，能够在雷达接收信号处理中获得一定的增益，大大降低了对干扰机发射功率的需求，为干扰机的小型化和轻量化提供了基础。因此，此类干扰机可搭载在无人机等小型平台上，配合蜂群战术形成主瓣干扰和多点源干扰，增加了雷达反对抗的难度。同时，利用DRFM(数字射频存储器)的数字处理能力，ISRJ干扰机可以方便地对干扰参数进行调节，形成不同的干扰策略，对雷达构成了巨大威胁。
针对于间歇采样转发式干扰的对抗主要从干扰参数识别和波形设计两个维度去考虑。其中干扰参数的估计主要包括切片次数、切片宽度和转发次数等。目前，间歇采样转发干扰参数估计主要通过对干扰信号进行时频分析获取，如对间歇采样转发干扰脉冲压缩结果进行时频分析，得到切片的数量，然后通过去卷积处理估计切片的宽度；或通过短时分数阶傅里叶变换得到干扰时频分布图，并通过二值化估计干扰参数等。但是这种方法运算量较大，易受噪声影响，参数估计精度有待提高。对于间歇采样转发干扰对抗的波形设计方面，多采用脉内频率编码的正交波形设计方案，通过对受干扰分段剔除的方式实现干扰的抑制。但是由于信号处理过程中的离散采样和截断效应，各个分段之间不完全正交，会使得受干扰分段的能量溢出，使得未受干扰分段的分段脉压能量显著提高进而导致分段剔除的效果变差，大大增加了干扰对抗的复杂度。并且，对于间歇采样转发干扰的抑制，多数干扰抑制方法都是在干扰参数已知的情况下进行的，目前缺乏间歇采样转发干扰的参数估计和干扰抑制认知对抗体系的相关研究。
发明内容
为了解决现有技术中存在的上述问题，本发明提供了一种基于脉内波形认知优化设计的间歇采样转发干扰抑制方法。本发明要解决的技术问题通过以下技术方案实现：
本发明实施例提供了一种基于脉内波形认知优化设计的间歇采样转发干扰抑制方法，所述方法包括：
步骤1，在一个相参处理时间内，雷达采用预设波形发射方式发射针对目标的探测信号，并对接收到的受干扰后的信号进行脉冲压缩、脉间距离合成和距离像拼接处理，得到一维高分辨率距离像；其中，所述预设波形发射方式包括脉内线性调频-脉间频率捷变的波形发射方式；
步骤2，对得到的一维高分辨率距离像进行峰值提取，获取所有峰值点的幅度信息和距离信息；
步骤3，根据间歇采样转发干扰所形成的主次假目标特征信息，对检测得到的所有峰值点进行特征假目标的提取，进而估计出包括切片次数、切片宽度和转发次数在内的干扰参数信息；
步骤4，利用估计得到的干扰参数信息，基于预设的脉内波形方案，在干扰截获期内发射掩护分段信号，在干扰转发期内发射工作分段信号，同时在掩护分段和工作分段间设置频率隔离区；其中，所述预设的脉内波形方案是基于射频掩护思想优化设计出的，包括脉内线性调频-紧贴式射频掩护Costas频率编码的脉内波形方案；
步骤5，对脉内优化设计后的波形进行回波接收后，对掩护分段信号不做处理，对工作分段信号进行分段脉冲压缩和分段解耦处理，得到分段解耦后的分段脉压结果，并对分段脉压结果中各分段进行模方均运算，得到各脉冲各工作分段的二阶统计量；
步骤6，以二阶统计量的最小值为基准，对各工作分段的统计量进行阈值判别，得到阈值判别结果；
步骤7，在阈值判别结果满足一定条件时，设计相应的波形处理方案，得到真实目标信息，否则返回步骤1进行干扰参数和波形参数的更新操作。
本发明的有益效果：
(1)针对于时频分析参数估计精度低、易受噪声影响的缺点，本发明提出采用“脉内线性调频-脉间频率捷变”波形作为探测波形，一方面利用间歇采样转发干扰具有相参性的特征，通过对接收波形的相参处理提升其干噪比以获取更好的参数估计精度；另一方面，由于频率捷变信号的脉间合成，显著提升了距离分辨率，利用间歇采样转发干扰的距离像分布特征，可提升干扰参数的估计精度。
(2)针对于脉内频率编码波形易受信号处理过程中的离散效应和截断效应的影响，导致受干扰分段的能量溢出至未受干扰分段中使得抗干扰效果显著降低的缺点，本发明提出了一种基于射频掩护思想的脉内波形优化设计方法，利用紧贴式掩护波形设计策略对脉内波形进行优化设计，在干扰采样时间内发射高频掩护信号，在干扰转发时间内发射低频工作信号，同时在掩护分段和工作分段间设置频率隔离区，以保证掩护分段与工作分段具有良好的正交性，消去信号处理过程中离散效应和截断效应对工作分段的影响。
(3)针对间歇采样转发干扰的参数估计和干扰抑制认知对抗体系少有研究的情况，本发明提出了一种“干扰参数估计-雷达波形设计-干扰抑制”的自适应闭环体系，为间歇采样转发干扰的系统化对抗提供了一个可行的思路。通过发射“脉内线性调频-脉间频率捷变”信号对干扰参数进行高精度的估计，在干扰参数估计的基础上，利用射频掩护思想优化设计脉内波形，并将脉内波形的处理结果作为评价指标以给定认知对抗系统的处理策略，形成间歇采样转发干扰的自适应认知对抗闭环体系。
附图说明
图1是本发明实施例提供的一种基于脉内波形认知优化设计的间歇采样转发干扰抑制方法的流程示意图；
图2是本发明实施例提供的一种基于脉内波形认知优化设计的间歇采样转发干扰抑制方法的实现流程图；
图3是本发明实施例提供的“脉内线性调频-脉间频率捷变”波形示意图；
图4(a)是本发明实施例提供的应对间歇采样直接转发干扰的优化波形示意图；
图4(b)是本发明实施例提供的应对间歇采样重复转发干扰的优化波形示意图；
图5(a)是本发明实施例提供的间歇采样直接转发干扰信号脉冲压缩输出结果示意图；
图5(b)是本发明实施例提供的间歇采样直接转发干扰信号脉间距离合成结果示意图；
图6(a)是本发明实施例提供的间歇采样重复转发干扰信号脉冲压缩输出结果示意图；
图6(b)是本发明实施例提供的间歇采样重复转发干扰信号脉间距离合成结果示意图；
图7(a)是本发明实施例提供的间歇采样直接转发干扰下优化波形回波信号时频图；
图7(b)是本发明实施例提供的间歇采样直接转发干扰下脉内优化波形脉冲压缩输出结果示意图；
图8(a)是本发明实施例提供的间歇采样重复转发干扰下优化波形回波信号时频图；
图8(b)是本发明实施例提供的间歇采样重复转发干扰下脉内优化波形脉冲压缩输出结果示意图；
图9(a)是本发明实施例提供的各工作分段均未受干扰时的分段脉压二阶统计量幅值曲线示意图；
图9(b)是本发明实施例提供的少数工作分段受干扰时的分段脉压二阶统计量幅值曲线示意图；
图9(c)是本发明实施例提供的多数工作分段受干扰时的分段脉压二阶统计量幅值曲线示意图。
具体实施方式
下面将结合本发明实施例中的附图，对本发明实施例中的技术方案进行清楚、完整地描述，显然，所描述的实施例仅仅是本发明一部分实施例，而不是全部的实施例。基于本发明中的实施例，本领域普通技术人员在没有做出创造性劳动前提下所获得的所有其他实施例，都属于本发明保护的范围。
目前，针对于间歇采样转发干扰的对抗主要从干扰参数估计和波形设计两个维度去考虑。
在间歇采样转发干扰的参数估计的研究方面，相关学者做了大量研究。周超等人分析了该干扰的脉冲压缩特性，通过反卷积的思想提出干扰切片宽度。杨小鹏等人提出了一种基于短时分数阶傅里叶变换的估计方法，能够实现对该干扰的切片个数、切片宽度和调频斜率等干扰参数的估计。周畅等人分析了干扰匹配滤波后的互模糊特性，提出了一种基于Radon变换和最小二乘的参数估计方法。尚东东等人构造了该干扰和接收窗函数的非线性优化模型，提出了基于交替方向乘子法的干扰参数估计方法，提取切片宽度和数量。
在对抗间歇采样转发干扰的正交波形设计方面，周超等人利用未被干扰机拦截的雷达信号设计了脉内正交相位编码信号，在波形设计过程中，采用基于DNA编码的免疫遗传算法使正交波形具有较低的自相关旁瓣和互相关峰。周畅等人针对间歇采样转发干扰的频域特点，使用基于遗传算法与模拟退火的混合搜索算法设计了脉内正交的线性调频-相位编码波形，该波形同时具有多普勒不敏感和低副瓣的优势。董淑仙等人针对间歇采样转发干扰时域不连续的特点，提出了一种脉内线性调频-随机频率编码波形、脉间捷变频的波形设计方案，通过脉内频率编码实现不同子脉冲之间的相互掩护，脉间载频随机跳变实现不同脉冲之间的相互掩护。
但是现有研究存在以下问题：1)时频分析参数估计精度低，易受噪声影响；2)脉内频率编码波形易受信号处理过程中离散效应和截断效应的影响，导致受干扰分段的能量溢出至未受干扰分段中，使得抗干扰效果显著降低；3)针对间歇采样转发干扰的参数估计和干扰抑制认知对抗体系的研究较少，即“干扰参数估计-雷达波形设计-干扰抑制”的自适应闭环体系少有学者研究。
为了解决间歇采样转发干扰的参数估计的问题、间歇采样转发干扰的波形对抗问题和间歇采样转发干扰的认知对抗问题，本发明实施例提供了一种基于脉内波形认知优化设计的间歇采样转发干扰抑制方法。
请参见图1和图2，图1是本发明实施例提供的一种基于脉内波形认知优化设计的间歇采样转发干扰抑制方法的流程示意图，图2是本发明实施例提供的一种基于脉内波形认识优化设计的间歇采样转发干扰抑制方法的实现流程图。本发明实施例提供的基于脉内波形认知优化设计的间歇采样转发干扰抑制方法，可以包括以下步骤1～步骤7：
步骤1，在一个相参处理时间内，雷达采用预设波形发射方式发射针对目标的探测信号，并对接收到的受干扰后的信号进行脉冲压缩、脉间距离合成和距离像拼接处理，得到一维高分辨率距离像；其中，预设波形发射方式包括脉内线性调频-脉间频率捷变的波形发射方式；
具体的，下文以预设波形发射方式为脉内线性调频-脉间频率捷变的波形发射方式为例说明，但本发明实施例中预设波形发射方式不限于此，即雷达探测信号可以采用其它的波形方案，如脉内线性调频-脉间频率重频联合捷变等，脉内采用线性调频信号的目标在于充分利用间歇采样转发干扰的脉压距离像分布特征，脉间的波形方案在不影响参数估计的基础上可以任意设置以获取更好的抗干扰和低截获性能。
具体的，步骤1，可以包括以下步骤：
步骤1.1，在一个相参处理时间内，雷达根据脉内线性调频-脉间频率捷变的波形发射方式发射探测信号St(i,t)；
其中，St(i,t)为雷达发射的第i个脉冲信号，脉冲信号为探测信号i＝0,1,…,N-1，N≥1；rect(·)为矩形窗函数，t为脉内快时间，Tp为脉冲宽度，μ＝Bp/Tp为调频斜率，Bp为信号带宽，fc为脉冲初始载频，Δf为频率步进值，ni∈{0,1,…,M-1}为第i个频率调制编码，M为可选频点数，
步骤1.2，雷达对所接收的受干扰后的回波信号进行下变频、低通滤波得到基带回波信号Sr(i,t)，对其进行脉冲压缩处理得到脉压频域响应Sr-pc(i,f)；
其中，步骤1.2可以包括：
步骤1.2.1，根据雷达所接收的受到干扰后回波信号包括目标回波信号和干扰信号，将其中第i个脉冲的基带目标回波信号Star(i,t)表示为：
其中，为雷达与目标径向距离Rtar引入的延时，Vr为目标相对雷达的径向速度，ti＝iTr为脉间慢时间，c为光速；
步骤1.2.2，当目标的自卫式干扰机采用间歇采样直接转发模式时，将第i个脉冲的基带干扰回波信号SJ1(i,t)表示为：
其中，NJ为目标的干扰机切片次数，TJ为干扰切片宽度，τJ为雷达与干扰机径向距离引入的延时，在自卫式干扰机的情况下τJ＝τtar；
步骤1.2.3，当自卫式干扰机采用间歇采样重复转发模式时，将第i个脉冲的基带干扰回波信号SJ(i,t)表示为：
其中，MJ为切片转发次数，Tu＝(MJ+1)TJ为干扰机进行信号截获的时间间隔；
步骤1.2.4，根据间歇采样直接转发干扰和间歇采样重复转发干扰的回波信号模型确定当MJ＝1时两种干扰模式等价，存在将基带干扰回波信号统一用SJ(i,t)表示，得到基带回波信号Sr(i,t)的表达式为：
Sr(i,t)＝Star(i,t)+SJ(i,t)+w(t)；
其中，w(t)为方差为的复高斯白噪声；
步骤1.2.5，将基带回波信号脉冲压缩后的频域响应设为Sr-pc(i,f)，并表示为：
Sr-pc(i,f)＝Star-pc(i,f)+SJ-pc(i,f)+w(f)；
其中，f为快时间频率，w(f)为噪声频谱，目标回波信号脉压后的频域响应Star-pc(i,f)表示为：
干扰信号脉压后的频域响应SJ-pc(i,f)表示为：
步骤1.3，构造速度补偿函数H(i,f；Vr)，对频域脉压响应Sr-pc(i,f)进行频域速度补偿；
具体的，步骤1.3包括：
步骤1.3.1，假定目标径向速度Vr由系统跟踪模块给出，构造速度补偿函数为：
步骤1.3.2，利用H(i,f；Vr)乘以Sr-pc(i,f)进行频域速度相位补偿，对其补偿结果进行IFFT后得到速度补偿后的时域脉压输出结果Spc(i,t)，表示粗分辨距离像，以公式表示为：
Spc(i,t)＝Star-pc(i,t)+SJ-pc(i,t)+w(t)；
其中，Star-pc(i,t)为目标信号的脉压输出响应，表示为：
其中，SJ-pc(i,t)为干扰信号的脉压输出响应，表示为：
其中，根据sinc(μTJ(t-mJTJ))项，MJ次重复转发会形成MJ个假目标群，且各群的时间宽度为1/μTJ，式中一项在t＝k/μTu+mJTJ,/>处形成极值，为假目标，且各假目标的时间间隔为1/μTu＝1/μ(MJ+1)TJ，幅度由主瓣宽度为1/NμTu的sinc函数调制，一个假目标群里包含假目标个数为2MJ+1。后续步骤中将利用上述特征信息进行特征假目标的提取。
步骤1.4，对频域速度补偿后的脉压输出进行脉间距离合成和距离像拼接，得到一维高分辨距离像Shrrp(e)。
具体的，步骤1.4包括：
步骤1.4.1，本发明实施例中，将无模糊距离范围[0,2π)划分为M个高分辨距离单元，得到距离离散参数qr＝2πr/M，其中，r＝0,1,…,M-1；M≥1；
步骤1.4.2，定义距离匹配滤波矩阵为其中/> 表示第r个高分辨距离单元的匹配滤波器，表示为：
步骤1.4.3，利用距离匹配滤波器矩阵Φ与回波信号脉压输出结果Spc(i,t)的转置相乘，得到脉间相参合成处理结果Scoh(t,r)，对该结果进行距离像拼接处理后得到精细度提高的一维高分辨距离像Shrrp(e)，其中e为高分辨距离像的距离门序列且有Δt＝1/Bp为采样时间间隔，/>表示向下取整计算符，则Shrrp(e)表示为：
其中，为常数相位项，mod(·)为取余数运算。
步骤2，对得到的一维高分辨率距离像进行峰值提取，获取所有峰值点的幅度信息和距离信息；
具体的，步骤2包括：
步骤2.1，将一维高分辨距离像Shrrp(e)的峰值幅度的一半设定为检测门限K1，以检测门限K1对所有的高分辨距离单元对应的幅值Ahrrp(e)进行检测判别；
步骤2.2，若Ahrrp(e)≥K1，则判定第e个高分辨距离单元上存在目标，记录其幅度信息A(itar)和距离信息R(itar)，其中itar＝1,…,Ntar；Ntar为检测到的峰值点个数；
步骤2.3，若Ahrrp(e)<K1，则判定第e个高分辨距离单元上未检测到目标，其相关信息予以舍弃；
步骤2.4，最终获取所有过门限点的幅度信息A(1),A(2),…,A(Ntar)和距离信息R(1),R(2),…R(Ntar)。
步骤3，根据间歇采样转发干扰所形成的主次假目标特征信息，对检测得到的所有峰值点进行特征假目标的提取，进而估计出包括切片次数、切片宽度和转发次数在内的干扰参数信息；
具体的，间歇采样直接转发式干扰，其脉冲压缩结果表现为一个假目标群，群内存在3个假目标，各假目标的时间间隔为1/μTu，两个次假目标和主假目标呈现等间隔分布；间歇采样重复转发干扰其特征与其转发次数有关，MJ次重复转发会形成MJ个假目标群，且一个群的时间宽度为1/μTJ，各假目标群中的主假目标的时间间隔为1/μTu＝1/μ(MJ+1)TJ，呈现等间隔分布。
其中，步骤3包括：
步骤3.1，取集合{A(1),A(2),…,A(Ntar)}中的最大值A(λ)，计算距离差ΔR(itar)＝R(itar)-R(λ)，其中，λ为最大值对应的目标索引，itar＝1,2,…,Ntar；
步骤3.2，若有参数η满足预设条件|ΔR(η)+ΔR(itar)|<Rtol，则λ、itar和η对应的目标为特征假目标，记录其对应的目标索引；若无参数η满足预设条件，则令A(λ)＝0，返回步骤3.1；其中，η∈(1,2,…,Ntar)，Rtol为距离容忍误差；
步骤3.3，根据特征假目标的目标索引和幅度信息，判定其转发类型和转发次数MJ′；
其中，具体判定规则如下：若目标索引数为3，且次假目标的幅度近似为主假目标幅度的则判定转发次数为MJ′＝1，干扰类型为间歇采样直接转发式干扰；对于间歇采样重复转发式干扰，若各假目标群中的主假目标幅度近似相等，且目标索引数超过3，则判定转发次数MJ′等于主假目标的目标索引数，干扰类型为间歇采样重复转发干扰；
步骤3.4，计算特征假目标距离Rfalse＝mean(|R(η)-R(λ)|+|R(itar)-R(λ)|)，进而估计切片宽度TJ′，其中，mean(·)为取平均操作；
具体的，若为间歇采样直接转发干扰，则令求得切片宽度的估计值TJ′；若为间歇采样重复转发干扰，则令/>求得切片宽度的估计值TJ′。
步骤3.5，根据求得的转发次数MJ′和切片宽度TJ′的估计值，根据切片次数NJ′与转发次数MJ′、切片宽度估计值TJ′和脉冲宽度的关系式，计算切片次数的估计值NJ′。
其中，切片次数NJ′与转发次数MJ′、切片宽度估计值TJ′和脉冲宽度的关系式为：
步骤4，利用估计得到的干扰参数信息，基于预设的脉内波形方案，在干扰截获期内发射掩护分段信号，在干扰转发期内发射工作分段信号，同时在掩护分段和工作分段间设置频率隔离区；其中，预设的脉内波形方案是基于射频掩护思想优化设计出的，包括脉内线性调频-紧贴式射频掩护Costas频率编码的脉内波形方案；
具体的，下文以预设的脉内波形方案为脉内线性调频-紧贴式射频掩护Costas频率编码的脉内波形方案为例进行说明，但本发明实施例中预设的脉内波形方案不限于此，比如可采取脉内交替Costas编码的方案，旨在于通过脉内波形的设计使干扰无法截获到工作信号，同时为减小信号处理过程中离散效应和截断效应的影响，使得受干扰分段和未受干扰分段之间有一定的频率隔离度。
由于脉内波形在时域是连续的，利用射频掩护中的紧贴式掩护波形设计策略对脉内波形进行优化设计。由于间歇采样干扰机为即切即转模式，则可根据所估计的干扰切片次数NJ′、切片宽度TJ′和转发次数MJ′参数，在干扰机的采样时间内发射高频掩护信号，在干扰机的转发时间发射低频工作信号。
具体的，步骤4包括：
步骤4.1，根据脉内线性调频-紧贴式射频掩护Costas频率编码的脉内波形方案，脉内采用基于射频掩护思想优化设计后的频率编码信号，脉间采用频点随机变化的频率捷变信号，确定单个脉冲总时宽为Tp＝NJ′×(MJ′+1)TJ′，单个脉冲带宽为Bp；
其中，其脉内采用基于射频掩护思想优化设计后的频率编码信号，脉间采用频点随机变化的频率捷变信号是为了使所设计的波形具有良好的抗干扰和低截获性能。
步骤4.2，设掩护分段相对零频的频偏为fass，确定第i个脉冲的掩护分段的信号表达式为：
其中，Tsub＝TJ′为脉内掩护分段和工作分段的时宽，Tu′＝(MJ′+1)TJ′为各掩护分段之间的时间间隔，μ＝Bsub/Tsub为各分段的调频斜率，Bsub＝Bp/(NJ′×MJ′)为各分段的带宽；
步骤4.3，确定第i个脉冲的工作分段的信号表达式为：
其中，αi(isub′)∈{0,1,…,NJ′×MJ′-1}表示第i个脉冲第isub′(isub′＝1,2,NJ′×MJ′)个工作分段的频率调制编码，isub′＝(m-1)(MJ′+1)+1+isub，Δfsub＝Bsub为分段频率步进间隔；
本发明实施例中，工作分段波形设计有如下特点：(1)每个脉冲的频率编码独立随机生成，以保证低截获性能；(2)各个分段在频率上互不交叠，即各个分段在理论上正交；(3)单个脉冲的工作分段覆盖整个频带，即占据一个连续频带。
步骤4.4，为了保证掩护分段与工作分段的正交性，在掩护分段和工作分段间设置频率隔离区，满足fass≈1.5(NJ′×MJ′-1)Δfsub。
步骤5，对脉内优化设计后的波形进行回波接收后，对掩护分段信号不做处理，对工作分段信号进行分段脉冲压缩和分段解耦处理，得到分段解耦后的分段脉压结果，并对分段脉压结果中各分段进行模方均运算，得到各脉冲各工作分段的二阶统计量；
具体的，根据“stop-and-go”假设，目标在时间t′＝iTr+(m-1)Tu′+isub′Tsub时相对于雷达的径向距离可写为r＝Rtar-Vrt′，那么第i个脉冲回波信号的工作信号可写为：
本发明实施例的步骤5可以包括：
步骤5.1，对工作分段信号进行下变频处理，得到其下变频处理结果其中，
其中，在回波信号处理过程中需经过多次下变频，即处理哪个分段就将哪个分段降至基频。将第i个脉冲的第isub′个工作分段降至基频后得到上式。
上式最后一项exp(j2π[(αi(isub″)-αi(isub′))Δfsub]t)表示该脉冲经脉间下变频后，再经脉内其余分段下变频时的剩余信息；
步骤5.2，构造分段匹配滤波器ssub(t)对进行分段脉冲压缩处理，得到分段脉冲压缩频域响应/>步骤5.2包括：
步骤5.2.1，构造分段匹配滤波器ssub(t)，表示为：
步骤5.2.2，对目标基带回波信号的工作分段进行FFT和频域脉冲压缩后得到：
其中，上面式中考虑了没有降至基频的分段信号与匹配滤波器的正交性，这些分段在该匹配滤波器中的输出为0。
步骤5.3，构造距离耦合相位校正函数消除/>中存在的分段距离耦合现象，得到距离耦合校正后的分段脉压结果/>并对各分段的脉压输出进行模平方运算，得到各脉冲各分段的二阶统计量E(i,isub′)；包括：
步骤5.3.1，构造距离耦合相位校正函数进行频域分段距离耦合校正，其结果表示为：
步骤5.3.2，经过IFFT后得到脉压后的快时间信号为完成了分段脉压和分段耦合校正的信号，将其表示为：
步骤5.3.3，对分段脉压结果进行模均方运算，得到各脉冲各分段的二阶统计量E(i,isub′)，表示为：
其中，mean(·)为求均值操作，sum(·)为求和操作，|·|为取模运算。
步骤6，以二阶统计量的最小值为基准，对各工作分段的统计量进行阈值判别，得到阈值判别结果；
具体的，步骤6包括：
步骤6.1，求得各分段统计量的最小值为：
其中min(·)为求最小值运算；
步骤6.2，以Emin为基准，设定阈值门限为K2＝Emin+3dB，对各脉冲各分段的统计量进行阈值判别，得到阈值判别结果P(i,isub′)，其中超过阈值的结果记为1，未超过阈值的结果记为0；
步骤7，在阈值判别结果满足一定条件时，设计相应的波形处理方案，得到真实目标信息，否则返回步骤1进行干扰参数和波形参数的更新操作。
具体的，步骤7包括：
步骤7.1，若阈值判别结果P(i,isub′)均为0，则对段间合成后的信号y(i,t″)进行脉间相参合成处理得到一维高分辨距离像HRRP，进而获取真实目标信息；
具体地，利用阈值判别结果P(i,isub′)判定工作分段受干扰的情况，若各脉冲各分段的统计量均未超过所设定的阈值门限K2，说明工作分段几乎不受干扰影响，则可对分段脉压结果进行段间合成和脉间相参合成处理，进而得到真实目标信息。
在本发明的一个实施例中，段间合成和脉间相参合成处理过程如下：
经过下采样后，得到第i个脉冲第isub′个分段的分段脉压结果如下：
其中tds为下采样后的快时间序列。
假定速度Vr由跟踪模块给出，构造脉内速度相位项补偿函数Hsub(isub′)，其可表示为：
利用上式进行脉内速度相位项补偿，可得补偿后的分段脉压结果为：
根据脉内调制的波形参数，距离维搜索的无模糊范围为[0,c/2Δfsub)，搜索间隔满足Δrsub≤c/2NsubΔfsub，以该搜索间隔将无模糊距离范围划分为G个高分辨距离单元，有rsub(g)＝gΔrsub,g＝0,1,…,G-1，设脉内距离合成矩阵为Φsub＝[ψ(rsub(0)),ψ(rsub(1)),…,ψ(rsub(G-1))]，其中：
利用上式进行段间距离合成，得到合成结果y(i,t″)，其可表示为：
对段间合成结果进行距离像拼接后，即可完成单个脉冲的相参处理。
经过脉内相参处理后，得到第i个脉冲的快时间结果如下：
其中t″为经过脉内处理后的距离快时间变量，Ω(t″)表示经过脉内相参处理后的输出包络，对上式做FFT后得到：
构造距离走动补偿函数Henvelope(i,f)，其可表示为：
经过距离徙动校正以及IFFT变换后的频率捷变雷达时域回波信号为：
将以上结果转为矩阵形式，得到在快时间t'时刻的慢时间采样向量为：
y(t″)＝[ycom(0,t″r),ycom(1,t″r),…,ycom(N-1,t″r)]；
频率捷变雷达的无模糊距离合成范围为将其划分为Q个高分辨距离单元，得到距离分辨网格/>由于雷达距离分辨率为Δr＝c/2MΔf，此处要求Q≥M以保证/>定义对应于中心速度为Vr的多普勒通道的距离匹配矩阵为/>
则最终的脉间合成高分辨距离像HRRP结果为：
HRRP＝y(t″)Ψ(Vr)；
进而通过CFAR检测得到目标的真实信息。
步骤7.2，若阈值判别结果P(i,isub′)为1的少于半数，则将该部分分段进行剔除后，再进行脉间相参合成处理，获取真实目标信息；
具体地，若各脉冲各工作分段中有少数分段的统计量超过所设定的阈值门限K2，说明有部分分段受到干扰的影响，可在脉内分段处理的过程中对这部分分段进行剔除处理，即在脉内分段合成处理中舍弃对这些分段的合成处理，以较小的信噪比损失获取较大的信干比增益。
步骤7.3，若阈值判别结果P(i,isub′)为1的多于半数，则重新进行步骤1至步骤5的操作，对干扰参数和波形参数进行更新。
若各脉冲各工作分段中有多数分段的统计量超过所设定的阈值门限K2，说明干扰参数或以调整，若依旧按照对受干扰分段剔除的方式进行脉间合成操作，会导致脉内频谱稀疏性加剧，严重影响波形的探测性能，此时需要更新波形参数，即重复步骤1至步骤5的操作。
其中，步骤7.1和步骤7.2对应的阈值判别结果满足一定条件，步骤7.3对应的阈值判别结果不满足该一定条件。
可选的一种实施方式中，步骤7中多个分段均超过阈值门限的处理过程，也可采取如下方案：若仅少数脉冲中的多个分段超过阈值门限则可将相应脉冲剔除，对剩余脉冲进行脉间合成；若多数脉冲的多个分段超过阈值门限则再进行干扰参数的重新估计过程。具体内容在此不做详细说明。
与现有技术相比，本发明的有益效果在于：
1、本发明采用“脉内线性调频-脉间频率捷变”波形进行干扰参数的估计，可以利用频率捷变波形的脉间合成大带宽技术获取更为精细的距离分辨率，结合间歇采样直接转发式或重复转发式干扰脉冲压缩和相参处理后的一维距离像特征，实现干扰参数的高精度估计。
2、本发明在干扰参数估计的基础上，利用射频掩护中的紧贴式掩护波形设计策略对脉内波形进行优化设计。在干扰机的采样时间内发射高频掩护信号，在干扰机的转发时间发射低频工作信号，为了使所设计的波形具有良好的抗干扰性能，其脉内采用基于射频掩护思想优化设计后的频率编码信号，各脉冲频率编码随机生成、互不交叠且覆盖完整频带，脉间采用频点随机变化的频率捷变信号。
3、本发明提供了一种基于脉内波形认知优化设计的间歇采样转发干扰抑制方法，在干扰参数估计的基础上，利用优化设计后波形的处理方案进行干扰抑制。同时考虑干扰参数变化的可能性，将优化后波形的工作分段能量作为评判标准，自适应的调整波形发射和处理策略，能够对干扰参数和波形参数进行动态调整，形成间歇采样转发干扰参数干扰及抑制的自适应闭环体系。
为证明本发明的有效性，采用以下仿真实验进行进一步说明。
(1)仿真条件：
如图3所示，雷达发射的“脉内线性调频-脉间频率捷变”波形，初始载频fc＝10GHz，脉冲时宽Tp＝80μs，脉冲带宽Bp＝20MHz，脉冲重复周期Tr＝160μs，频率步进间隔Δf＝10MHz，一次CPI中的脉冲个数为N＝20，可选频点个数M＝20，频率编码n0,n1,…,nN-1服从{0,1,…,M-1}上的离散独立同分布，接收机噪声服从方差为的复高斯分布，信噪比SNR＝0dB。
干扰机相对雷达的径向距离Rtar＝2100m，干扰机相对雷达的径向速度为Vr＝40m/s。间歇采样干扰机在直接转发模式下，切片宽度TJ＝0.05Tp，转发次数MJ＝1，切片次数NJ＝10；间歇采样干扰机在重复转发模式下，切片宽度TJ＝0.08Tp，转发次数MJ＝4，切片次数NJ＝3，两种模式下干噪比均为JNR＝20dB。
在干扰类型和干扰参数估计的基础上，利用射频掩护中的紧贴式掩护波形设计策略对脉内波形进行优化设计。针对间歇采样直接转发干扰，优化设计的波形如图4(a)所示；针对间歇采样重复转发干扰，优化设计的波形如图4(b)所示。
(2)仿真内容及结果：
仿真1，仿真间歇采样直接转发干扰情况下，“脉内线性调频-脉间频率捷变”信号脉冲压缩后的粗分辨距离像和脉间距离合成后的高分辨距离像，结果分别如图5(a)和图5(b)所示，由两图可以看出(1)由于脉间带宽的合成，距离分辨率显著提升，可提升对主次假目标间隔1/2μTJ的估计精度，继而提升对TJ的估计精度；(2)JNR显著提升，提升上述参数估计的精度。
仿真2，仿真间歇采样重复转发干扰情况下，“脉内线性调频-脉间频率捷变”信号脉冲压缩后的粗分辨距离像和脉间距离合成后的高分辨距离像，结果分别如图6(a)和图6(b)所示，由两图可以看出(1)脉间距离合成对主假目标形成峰值附近的多个次假目标产生了抑制作用，即可以更清晰地检测主假目标形成峰值，得到转发次数NJ的估计值；(2)由于脉间带宽的合成，距离分辨率显著提升，可提升对参数TJ的估计精度；(3)JNR显著提升，提升上述参数估计的精度。
仿真3、仿真间歇采样直接转发干扰情况下，脉内优化设计波形的回波信号时频图，结果如图7(a)所示，由该图可以看出间歇采样转发干扰信号全部集中于掩护分段，并与工作分段具备一定的正交性，仅处理工作分段即可直接在接收端实现对间歇采样直接转发干扰的抑制。工作分段的相参处理结果如图7(b)所示，由该图可以看出干扰信号得以抑制，真实目标得以显现。
仿真4、仿真间歇采样重复转发干扰情况下，脉内优化设计波形的回波信号时频图，结果如图8(a)所示，由该图可以看出间歇采样转发干扰信号全部集中于掩护分段，仅处理工作分段即可直接在接收端实现对间歇采样重复转发干扰的抑制，工作分段的相参处理结果如图8(b)所示。
仿真5、仿真各工作分段进行分段脉压后各分段的二阶统计量幅值曲线，各工作分段均未受干扰的二阶统计量幅值曲线如图9(a)所示，此时可直接对工作分段进行段间合成和脉间合成处理；少数工作分段受干扰的二阶统计量幅值曲线如图9(b)所示，此时对受干扰工作分段进行剔除后即可进行段间合成和脉间合成处理；多数工作分段受干扰的二阶统计量幅值曲线如图9(c)所示，此时需要重新进行参数估计。
以上所述仅为本发明的较佳实施例而已，并非用于限定本发明的保护范围。凡在本发明的精神和原则之内所作的任何修改、等同替换、改进等，均包含在本发明的保护范围内。

Claims (10)

1.一种基于脉内波形认知优化设计的间歇采样转发干扰抑制方法，其特征在于，包括：
步骤1，在一个相参处理时间内，雷达采用预设波形发射方式发射针对目标的探测信号，并对接收到的受干扰后的信号进行脉冲压缩、脉间距离合成和距离像拼接处理，得到一维高分辨率距离像；其中，所述预设波形发射方式包括脉内线性调频-脉间频率捷变的波形发射方式；
步骤2，对得到的一维高分辨率距离像进行峰值提取，获取所有峰值点的幅度信息和距离信息；
步骤3，根据间歇采样转发干扰所形成的主次假目标特征信息，对检测得到的所有峰值点进行特征假目标的提取，进而估计出包括切片次数、切片宽度和转发次数在内的干扰参数信息；
步骤4，利用估计得到的干扰参数信息，基于预设的脉内波形方案，在干扰截获期内发射掩护分段信号，在干扰转发期内发射工作分段信号，同时在掩护分段和工作分段间设置频率隔离区；其中，所述预设的脉内波形方案是基于射频掩护思想优化设计出的，包括脉内线性调频-紧贴式射频掩护Costas频率编码的脉内波形方案；
步骤5，对脉内优化设计后的波形进行回波接收后，对掩护分段信号不做处理，对工作分段信号进行分段脉冲压缩和分段解耦处理，得到分段解耦后的分段脉压结果，并对分段脉压结果中各分段进行模方均运算，得到各脉冲各工作分段的二阶统计量；
步骤6，以二阶统计量的最小值为基准，对各工作分段的统计量进行阈值判别，得到阈值判别结果；
步骤7，在阈值判别结果满足一定条件时，设计相应的波形处理方案，得到真实目标信息，否则返回步骤1进行干扰参数和波形参数的更新操作。
2.根据权利要求1所述的基于脉内波形认知优化设计的间歇采样转发干扰抑制方法，其特征在于，步骤1，包括：
步骤1.1，在一个相参处理时间内，雷达根据脉内线性调频-脉间频率捷变的波形发射方式发射探测信号St(i,t)；
其中，St(i,t)为雷达发射的第i个脉冲信号，脉冲信号为探测信号i＝0,1,…,N-1，N≥1；rect(·)为矩形窗函数，t为脉内快时间，Tp为脉冲宽度，μ＝Bp/Tp为调频斜率，Bp为信号带宽，fc为脉冲初始载频，Δf为频率步进值，ni∈{0,1,…,M-1}为第i个频率调制编码，M为可选频点数，
步骤1.2，雷达对所接收的受干扰后的回波信号进行下变频、低通滤波得到基带回波信号Sr(i,t)，对其进行脉冲压缩处理得到脉压频域响应Sr-pc(i,f)；
步骤1.3，构造速度补偿函数H(i,f；Vr)，对频域脉压响应Sr-pc(i,f)进行频域速度补偿；
步骤1.4，对频域速度补偿后的脉压输出进行脉间距离合成和距离像拼接，得到一维高分辨距离像Shrrp(e)。
3.根据权利要求2所述的基于脉内波形认知优化设计的间歇采样转发干扰抑制方法，其特征在于，步骤1.2包括：
步骤1.2.1，根据雷达所接收的受到干扰后回波信号包括目标回波信号和干扰信号，将其中第i个脉冲的基带目标回波信号Star(i,t)表示为：
其中，为雷达与目标径向距离Rtar引入的延时，Vr为目标相对雷达的径向速度，ti＝iTr为脉间慢时间，c为光速；
步骤1.2.2，当目标的自卫式干扰机采用间歇采样直接转发模式时，将第i个脉冲的基带干扰回波信号SJ1(i,t)表示为：
其中，NJ为目标的干扰机切片次数，TJ为干扰切片宽度，τJ为雷达与干扰机径向距离引入的延时，在自卫式干扰机的情况下τJ＝τtar；
步骤1.2.3，当自卫式干扰机采用间歇采样重复转发模式时，将第i个脉冲的基带干扰回波信号SJ(i,t)表示为：
其中，MJ为切片转发次数，Tu＝(MJ+1)TJ为干扰机进行信号截获的时间间隔；
步骤1.2.4，根据间歇采样直接转发干扰和间歇采样重复转发干扰的回波信号模型确定当MJ＝1时两种干扰模式等价，存在将基带干扰回波信号统一用SJ(i,t)表示，得到基带回波信号Sr(i,t)的表达式为：
Sr(i,t)＝Star(i,t)+SJ(i,t)+w(t)；
其中，w(t)为方差为的复高斯白噪声；
步骤1.2.5，将基带回波信号脉冲压缩后的频域响应设为Sr-pc(i,f)，并表示为：
Sr-pc(i,f)＝Star-pc(i,f)+SJ-pc(i,f)+w(f)；
其中，f为快时间频率，w(f)为噪声频谱，目标回波信号脉压后的频域响应Star-pc(i,f)表示为：
干扰信号脉压后的频域响应SJ-pc(i,f)表示为：
4.根据权利要求3所述的基于脉内波形认知优化设计的间歇采样转发干扰抑制方法，其特征在于，步骤1.3包括：
步骤1.3.1，假定目标径向速度Vr由系统跟踪模块给出，构造速度补偿函数为：
步骤1.3.2，利用H(i,f；Vr)乘以Sr-pc(i,f)进行频域速度相位补偿，对其补偿结果进行IFFT后得到速度补偿后的时域脉压输出结果Spc(i,t)，表示粗分辨距离像，以公式表示为：
Spc(i,t)＝Star-pc(i,t)+SJ-pc(i,t)+w(t)；
其中，Star-pc(i,t)为目标信号的脉压输出响应，表示为：
其中，SJ-pc(i,t)为干扰信号的脉压输出响应，表示为：
其中，根据sinc(μTJ(t-mJTJ))项，MJ次重复转发会形成MJ个假目标群，且各群的时间宽度为1/μTJ，式中一项在t＝k/μTu+mJTJ,/>处形成极值，为假目标，且各假目标的时间间隔为1/μTu＝1/μ(MJ+1)TJ，幅度由主瓣宽度为1/NμTu的sinc函数调制，一个假目标群里包含假目标个数为2MJ+1。
5.根据权利要求4所述的基于脉内波形认知优化设计的间歇采样转发干扰抑制方法，其特征在于，步骤1.4包括：
步骤1.4.1，将无模糊距离范围[0,2π)划分为M个高分辨距离单元，得到距离离散参数qr＝2πr/M，其中，r＝0,1,…,M-1；
步骤1.4.2，定义距离匹配滤波矩阵为其中/> 表示第r个高分辨距离单元的匹配滤波器，表示为：
步骤1.4.3，利用距离匹配滤波器矩阵Φ与回波信号脉压输出结果Spc(i,t)的转置相乘，得到脉间相参合成处理结果Scoh(t,r)，对该结果进行距离像拼接处理后得到精细度提高的一维高分辨距离像Shrrp(e)，其中e为高分辨距离像的距离门序列且有Δt＝1/Bp为采样时间间隔，/>表示向下取整计算符，则Shrrp(e)表示为：
其中，为常数相位项，mod(·)为取余数运算。
6.根据权利要求5所述的基于脉内波形认知优化设计的间歇采样转发干扰抑制方法，其特征在于，步骤2包括：
步骤2.1，将一维高分辨距离像Shrrp(e)的峰值幅度的一半设定为检测门限K1，以检测门限K1对所有的高分辨距离单元对应的幅值Ahrrp(e)进行检测判别；
步骤2.2，若Ahrrp(e)≥K1，则判定第e个高分辨距离单元上存在目标，记录其幅度信息A(itar)和距离信息R(itar)，其中itar＝1,…,Ntar；Ntar为检测到的峰值点个数；
步骤2.3，若Ahrrp(e)<K1，则判定第e个高分辨距离单元上未检测到目标，其相关信息予以舍弃；
步骤2.4，最终获取所有过门限点的幅度信息A(1),A(2),…,A(Ntar)和距离信息R(1),R(2),…R(Ntar)。
7.根据权利要求6所述的基于脉内波形认知优化设计的间歇采样转发干扰抑制方法，其特征在于，步骤3包括：
步骤3.1，取集合{A(1),A(2),…,A(Ntar)}中的最大值A(λ)，计算距离差ΔR(itar)＝R(itar)-R(λ)，其中，λ为最大值对应的目标索引，itar＝1,2,…,Ntar；
步骤3.2，若有参数η满足预设条件|ΔR(η)+ΔR(itar)|<Rtol，则λ、itar和η对应的目标为特征假目标，记录其对应的目标索引；若无参数η满足所述预设条件，则令A(λ)＝0，返回步骤3.1；其中，η∈(1,2,…,Ntar)，Rtol为距离容忍误差；
步骤3.3，根据特征假目标的目标索引和幅度信息，判定其转发类型和转发次数MJ′；
步骤3.4，计算特征假目标距离Rfalse＝mean(|R(η)-R(λ)|+|R(itar)-R(λ)|)，进而估计切片宽度TJ′，其中，mean(·)为取平均操作；
步骤3.5，根据求得的转发次数MJ′和切片宽度TJ′的估计值，根据切片次数NJ′与转发次数MJ′、切片宽度估计值TJ′和脉冲宽度的关系式，计算切片次数的估计值NJ′。
8.根据权利要求7所述的基于脉内波形认知优化设计的间歇采样转发干扰抑制方法，其特征在于，步骤4包括：
步骤4.1，根据脉内线性调频-紧贴式射频掩护Costas频率编码的脉内波形方案，脉内采用基于射频掩护思想优化设计后的频率编码信号，脉间采用频点随机变化的频率捷变信号，确定单个脉冲总时宽为Tp＝NJ′×(MJ′+1)TJ′，单个脉冲带宽为Bp；
步骤4.2，设掩护分段相对零频的频偏为fass，确定第i个脉冲的掩护分段的信号表达式为：
其中，Tsub＝TJ′为脉内掩护分段和工作分段的时宽，Tu′＝(MJ′+1)TJ′为各掩护分段之间的时间间隔，μ＝Bsub/Tsub为各分段的调频斜率，Bsub＝Bp/(NJ′×MJ′)为各分段的带宽；
步骤4.3，确定第i个脉冲的工作分段的信号表达式为：
其中，αi(isub′)∈{0,1,…,NJ′×MJ′-1}表示第i个脉冲第isub′(isub′＝1,2,NJ′×MJ′)个工作分段的频率调制编码，isub′＝(m-1)(MJ′+1)+1+isub，Δfsub＝Bsub为分段频率步进间隔；
步骤4.4，在掩护分段和工作分段间设置频率隔离区，满足fass≈1.5(NJ′×MJ′-1)Δfsub。
9.根据权利要求8所述的基于脉内波形认知优化设计的间歇采样转发干扰抑制方法，其特征在于，步骤5包括：
步骤5.1，对工作分段信号进行下变频处理，得到其下变频处理结果其中，
其中，上式最后一项exp(j2π[(αi(isub″)-αi(isub′))Δfsub]t)表示该脉冲经脉间下变频后，再经脉内其余分段下变频时的剩余信息；
步骤5.2，构造分段匹配滤波器ssub(t)对进行分段脉冲压缩处理，得到分段脉冲压缩频域响应/>包括：
步骤5.2.1，构造分段匹配滤波器ssub(t)，表示为：
步骤5.2.2，对目标基带回波信号的工作分段进行FFT和频域脉冲压缩后得到：
步骤5.3，构造距离耦合相位校正函数消除/>中存在的分段距离耦合现象，得到距离耦合校正后的分段脉压结果/>并对各分段的脉压输出进行模平方运算，得到各脉冲各分段的二阶统计量E(i,isub′)；包括：
步骤5.3.1，构造距离耦合相位校正函数进行频域分段距离耦合校正，其结果表示为：
步骤5.3.2，经过IFFT后得到脉压后的快时间信号为完成了分段脉压和分段耦合校正的信号，将其表示为：
步骤5.3.3，对分段脉压结果进行模均方运算，得到各脉冲各分段的二阶统计量E(i,isub′)，表示为：
其中，mean(·)为求均值操作，sum(·)为求和操作，|·|为取模运算。
10.根据权利要求9所述的基于脉内波形认知优化设计的间歇采样转发干扰抑制方法，其特征在于，步骤6包括：
步骤6.1，求得各分段统计量的最小值为：
Emin＝min(E(i,isub′))；
其中min(·)为求最小值运算；
步骤6.2，以Emin为基准，设定阈值门限为K2＝Emin+3dB，对各脉冲各分段的统计量进行阈值判别，得到阈值判别结果P(i,isub′)，其中超过阈值的结果记为1，未超过阈值的结果记为0；
相应的，步骤7包括：
步骤7.1，若阈值判别结果P(i,isub′)均为0，则对段间合成后的信号y(i,t″)进行脉间相参合成处理得到一维高分辨距离像HRRP，进而获取真实目标信息；
步骤7.2，若阈值判别结果P(i,isub′)为1的少于半数，则将该部分分段进行剔除后，再进行脉间相参合成处理，获取真实目标信息；
步骤7.3，若阈值判别结果P(i,isub′)为1的多于半数，则重新进行步骤1至步骤5的操作，对干扰参数和波形参数进行更新。
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* Cited by examiner, † Cited by third party
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CN117761637A (zh) * 2024-02-22 2024-03-26 中国人民解放军空军预警学院 基于匹配的抗干扰时频域复合波形抗干扰方法与装置
CN117949898A (zh) * 2024-03-22 2024-04-30 西安电子科技大学 干扰信号的参数提取方法、装置、设备及存储介质

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