CN116938244B

CN116938244B - 纯数字域的r-2r电阻型dac误差补偿校准方法

Info

Publication number: CN116938244B
Application number: CN202311188281.3A
Authority: CN
Inventors: 陈林城; 陈志阳; 陈子建; 葛军华
Original assignee: Xiamen UX High Speed IC Co Ltd
Current assignee: Xiamen Youxun Chip Co ltd
Priority date: 2023-09-15
Filing date: 2023-09-15
Publication date: 2024-01-23
Anticipated expiration: 2043-09-15
Also published as: CN116938244A

Abstract

本发明涉及一种纯数字域的R‑2R电阻型DAC误差补偿校准方法，其基于R‑2R电阻型DAC；包括如下步骤：满足DAC输出电压在高位切换时DNL<0时；通过ADC对DAC的三次高位输入切换前后输出电压进行测量，得到三次切换前后DAC输出对应的两个电压值，通过三次两个电压值分别计算出对应的误差补偿系数E1、E2、E3，然后将E1、E2、E3保存在存储器中；在DAC正常工作时，根据E1、E2、E3对DAC的输入数据进行重新映射以使得DAC输出电压转换曲线单调递增；其采用纯数字域校准技术，不用增加额外的模拟校准电路，因而既不会增加版图面积和设计复杂度，也不会增加额外的静态功耗，便可以有效提升DAC的线性度。

Description

纯数字域的R-2R电阻型DAC误差补偿校准方法

技术领域

本发明涉及电子技术领域，尤其是指一种纯数字域的R-2R电阻型DAC误差补偿校准方法。

背景技术

数模转换器（DAC）广泛应用于通信、传感器、测试仪器等领域中，高速和高精度是数模转换器的主要指标。R-2R电阻型DAC结构简单，控制逻辑明了，实现起来较为方便，因此得到了广泛的应用。

由于芯片制造工艺的不确定性，构成DAC的单元电路之间存在微小的工艺失配，这些失配会对DAC的精度产生影响，导致DAC的输出模拟量不随输入编码线性变化，从而使转换曲线产生非线性误差。在通信发射机等应用中，会使信号频谱存在较多杂散和带外能量，导致通信质量变差，甚至设备不符合通信标准。

模拟误差补偿校准技术是最常见的工艺失配校准方法，其基本原理如图1所示，这种方法通过增加额外的电路进行反向补偿，直接消除或减小模拟域的输出误差。正常工作时，输入码字控制主DAC输出对应电压值，同时，在数字域对预计的输出模拟量误差进行计算（根据出厂或开机过程中预先测出的所有高位DAC单元的真实权重值），用计算的结果控制对应位的辅助校准DAC，即DAC0—DACn，把辅助校准DAC的输出从主DAC输出中减去，得到误差被抵消或削弱后的正确结果。

使用模拟误差补偿校准技术的主要缺点有三：首先，需要设计额外的模拟电路（主要为辅助校准DAC），增加芯片版图面积和设计复杂度；其次，由于工艺制造精度有限，补偿电路自身也有误差，补偿完后依然可能存在较大的非线性；最后，由于增加了额外的模拟校准电路，需要消耗额外的静态功耗，导致DAC总功耗增加。

因此，本发明专利申请中，申请人精心研究了一种纯数字域的R-2R电阻型DAC误差补偿校准方法来解决上述问题。

发明内容

本发明针对上述现有技术所存在不足，主要目的在于提供一种纯数字域的R-2R电阻型DAC误差补偿校准方法，其采用纯数字域校准技术，不用增加额外的模拟校准电路，因而既不会增加版图面积和设计复杂度，也不会增加额外的静态功耗，便可以有效提升DAC的线性度。

为实现上述之目的，本发明采取如下技术方案：

一种纯数字域的R-2R电阻型DAC误差补偿校准方法，其基于R-2R电阻型DAC；R-2R电阻型DAC包括有

R-2R电阻性网络，被配置为连接于DAC的输出端Vout与接地端GND之间；

输出电压选择单元，被配置为连接于所述R-2R电阻性网络的输出端与所述数字模拟转换电路的输出端之间，所述输出电压选择单元包括相互并联的3个选择电阻，每个所述选择电阻分别通过一单刀双掷开关连接参考电压Vref或接地端GND；

所述R-2R电阻性网络的4条支路上的2R电阻分别通过另一单刀双掷开关连接参考电压Vref或接地端GND；

方法包括如下步骤：

满足DAC的输出电压在高位切换时DNL<0时；

通过ADC（模数转换器）对DAC的三次高位输入切换前后输出电压进行测量，得到三次切换前后DAC输出对应的两个电压值，通过三次两个电压值分别计算出对应的误差补偿系数E1、E2、E3，然后将误差补偿系数E1、E2、E3保存在存储器中；其中，三次高位输入切换前后输出电压分别为由高位31切换到高位32、由高位63切换到高位64、由高位95切换到高位96；

在DAC正常工作时，根据误差补偿系数E1、E2、E3对DAC的输入数据进行重新映射以使得DAC输出电压转换曲线单调递增。

作为一种优选方案，设DAC的输入数字码DATA，映射关系对应如下：

DATA=DATA，DATA≤31；

DATA=DATA+E1，31＜DATA≤63-E1；

DATA=DATA+E1+E2，63-E1＜DATA≤95-E1-E2；

DATA=DATA+E1+E2+E3，95-E1-E2＜DATA≤127-E1-E2-E3；

DATA=127，127-E1-E2-E3＜DATA≤127。

本发明与现有技术相比具有明显的优点和有益效果，具体而言：其主要是整个方法采用纯数字域校准技术，不用增加额外的模拟校准电路，因而既不会增加版图面积和设计复杂度，也不会增加额外的静态功耗，便可以有效提升DAC的线性度。

为更清楚地阐述本发明的结构特征和功效，下面结合附图与具体实施例来对其进行详细说明。

附图说明

图1是现有技术的模拟校准工作原理框图；

图2是本发明之较佳实施例的R-2R电阻型DAC原理图；

图3是本发明之较佳实施例的无失配情况下的DAC转换曲线；

图4是本发明之较佳实施例的随机失配情况下的DAC转换曲线；

图5是本发明之较佳实施例的增大高位电阻阻值后的DAC转换曲线；

图6是本发明之较佳实施例的数字校准后的DAC转换曲线。

附图标号说明：

10、R-2R电阻性网络；

20、输出电压选择单元。

具体实施方式

下面结合附图与具体实施方式对本发明作进一步描述。

如图2至图6所示，一种纯数字域的R-2R电阻型DAC误差补偿校准方法，其基于R-2R电阻型DAC；

在本实施例中，R-2R电阻型DAC为6位R-2R电阻型DAC，其包括有R-2R电阻性网络10，被配置为连接于DAC（数字模拟转换电路）的输出端Vout与接地端GND之间；

输出电压选择单元20，被配置为连接于所述R-2R电阻性网络10的输出端与所述数字模拟转换电路的输出端之间，所述输出电压选择单元20包括相互并联的3个选择电阻，每个所述选择电阻分别通过一单刀双掷开关连接参考电压Vref或接地端GND。在本实施例中，3个选择电阻的阻值为2R且3个选择电阻分别为高位电阻RM1、高位电阻RM2和高位电阻RM3；

该DAC的4条支路上的2R电阻分别通过另一单刀双掷开关连接参考电压Vref或接地端GND。

DAC无失配情况下的输出转换曲线，如图3所示，输出电压VOUT=(D<5>·2^-1+D<4>·2^-2+…+D<0>·2^-6)·VREF，第k位数据支路对输出电压的贡献为D<k>·2^-(6-k)，输入数据每增加1，输出电压增加2^-6·VREF=VREF/128（称为1LSB）。然而由于实际制造工艺的精度有限，导致DAC中的电阻阻值存在一定的随机失配，使得DAC第k位有效时，对输出电压的贡献不再是理想的D<k>·2^-(6-k)，且越是高位的支路电阻失配对输出引入的误差越大，最终导致DAC的输出电压随输入数字码的增大并不是呈线性递增的关系，而会表现出一定的非线性。随着DAC位数的提高，电阻失配对DAC的影响越大。为了提高DAC的线性度，校准高位支路的电阻值将必不可少。

附图2的DAC从节点VOUT往左看去，DAC的低位R-2R电阻网络的等效电阻值Req=2R，考虑制造工艺误差因素，假设低位R-2R电阻网络的实际等效电阻值Req=2R+ΔRL，高位电阻RM1、RM2、RM3的实际阻值分别为2R+ΔR1、2R+ΔR2、2R+ΔR3。当高位数据切换时（比如31切换到32），输出电压变化量为：

ΔVOUT≈1LSB+VREF·RM1/(Req+RM1+RM2+RM3)

-VREF·Req/(Req+RM1+RM2+RM3)

=1LSB+VREF·(ΔR1-ΔRL)/(8R+ΔR1+ΔR2+ΔR3)，

由于工艺误差是随机的，所以ΔR1-ΔRL的值可能为正也可能为负，如果该误差较大，则DAC的输出转换曲线在输入由31切换到32时，便会产生较大的非线性偏差。同理，在高位数据其它切换点（63切换到64，95切换到96），DAC输出转换曲线通常也会产生较大非线性误差，最终导致DAC输出转换曲线如图4所示。

数字域校准技术，是通过对DAC的输入数据进行重新映射，从而使DAC输出电压在高位切换时DNL(微分非线性)控制在±0.5LSB以内，从而提高DAC的线性度。要实现该方案，DAC失配需满足一定的要求，以DAC的输入数据由31切换到32这个点进行分析，如果ΔR1-ΔRL的值为负，则在该切换点处DAC的输出电压DNL=ΔVOUT-1LSB＜0，假设该误差为-NLSB，则在DAC的输入数据由31切换到32时，将初始的32加上补偿系数M（M为N四舍五入后的整数值）后，DAC的实际输入数据等效为由31切换到32+M，此时DAC的输出电压DNL=(ΔVOUT+MLSB)-1LSB＜±0.5LSB，DAC线性度可以得到校正；如果ΔR1-ΔRL的值为正，则在该切换点处的DAC的输出电压DNL=ΔVOUT-1LSB＞0，假设该误差为NLSB，则不存在任意整数k，使得DAC的输入由31切换到32+k时，DAC输出DNL＜±0.5LSB，因此这种情况下DAC无法进行纯数字域校准。

因此，本发明对校准方法进行改良。方法包括如下步骤：

满足DAC输出电压在高位切换时DNL（微分非线性）<0时，实现DAC的线性度纯数字域校准。由于需要满足DAC的输出电压在高位切换时DNL<0，因此需要满足ΔR1-ΔRL、ΔR2-ΔRL、ΔR3-ΔRL均为负值。要满足该条件，可以在实际设计DAC时，将高位电阻RM1、高位电阻RM2、高位电阻RM3的阻值增大，假设增大为2R+ΔR，ΔR阻值可以根据工艺文档或实际仿真进行确定，从而保证DAC输出电压在高位切换时DNL＜0。此时DAC的输出转换曲线如图5所示，可以看到在DAC的输入高位切换点处，输出电压切换后比切换前电压低，这样便可以在数字域进行误差的补偿校准。

通过高精度的ADC对DAC的三次高位输入切换前后输出电压进行测量，得到三次切换前后DAC的输出对应的两个电压值，通过三次两个电压值分别计算出对应的误差补偿系数E1、E2、E3，然后将误差补偿系数E1、E2、E3保存在存储器中；其中，三次高位输入切换前后输出电压分别为由高位31切换到高位32、由高位63切换到高位64、由高位95切换到高位96；

设DAC的输入数字码为DATA，映射关系对应如下：

DATA=DATA，DATA≤31；

DATA=DATA+E1，31＜DATA≤63-E1；

DATA=DATA+E1+E2，63-E1＜DATA≤95-E1-E2；

DATA=DATA+E1+E2+E3，95-E1-E2＜DATA≤127-E1-E2-E3；

DATA=127，127-E1-E2-E3＜DATA≤127。

数字校准后的DAC的转换曲线如图6所示，可以看到，此时的DAC输出电压随着输入数据呈单调递增关系，当DATA＞127-E1-E2-E3，DAC的实际输入值已经达到最大值127，因此在127-E1-E2-E3＜DATA≤127区间，输出电压均为满量程值Vref，实际应用应避免DAC工作在该区间。

本发明设计要点在于，其主要是整个方法采用纯数字域校准技术，不用增加额外的模拟校准电路，因而既不会增加版图面积和设计复杂度，也不会增加额外的静态功耗，便可以有效提升DAC的线性度。

以上所述，仅是本发明较佳实施例而已，并非对本发明的技术范围作任何限制，故凡是依据本发明的技术实质对以上实施例所作的任何细微修改、等同变化与修饰，均仍属于本发明技术方案的范围内。

Claims

1.一种纯数字域的R-2R电阻型DAC误差补偿校准方法，其特征在于：其基于R-2R电阻型DAC；R-2R电阻型DAC包括有

输出电压选择单元，被配置为连接于所述R-2R电阻性网络的输出端与数字模拟转换电路的输出端之间，所述输出电压选择单元包括相互并联的3个选择电阻，每个所述选择电阻分别通过一单刀双掷开关连接参考电压Vref或接地端GND；

方法包括如下步骤：

满足DAC的输出电压在高位切换时DNL<0时；

通过ADC对DAC的三次高位输入切换前后输出电压进行测量，得到三次切换前后DAC输出对应的两个电压值，通过三次两个电压值分别计算出对应的误差补偿系数E1、E2、E3，然后将误差补偿系数E1、E2、E3保存在存储器中；其中，三次高位输入切换前后输出电压分别为由高位31切换到高位32、由高位63切换到高位64、由高位95切换到高位96；

在DAC正常工作时，根据误差补偿系数E1、E2、E3对DAC的输入数据进行重新映射以使得DAC输出电压转换曲线单调递增；

设DAC的输入数字码DATA，映射关系对应如下：

DATA=DATA，DATA≤31；

DATA=DATA+E1，31＜DATA≤63-E1；

DATA=DATA+E1+E2，63-E1＜DATA≤95-E1-E2；

DATA=DATA+E1+E2+E3，95-E1-E2＜DATA≤127-E1-E2-E3；

DATA=127，127-E1-E2-E3＜DATA≤127。