CN116846271B - 永磁同步电机无模型快速终端滑模容错控制方法及系统 - Google Patents

永磁同步电机无模型快速终端滑模容错控制方法及系统 Download PDF

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Abstract

本发明公开了一种永磁同步电机无模型连续快速终端滑模容错控制方法及系统，所采用无模型连续快速终端滑模容错控制方法与传统的PI控制器和无模型控制器相比，能有效提高参数摄动和外部负载扰动下的容错控制能力，减少控制器对系统模型的依赖，更加适用于永磁同步电机这类非线性时变系统，同时采用扩展滑模扰动观测器估算超局部模型的未知部分，增强本发明方法的鲁棒性，有效提高了永磁同步电机系统的抗干扰能力；本发明的控制方法具有控制精度高及响应速度快，能够有效抑制参数摄动产生的电流谐波和转矩脉动，进而改善牵引系统在复杂工况下的控制性能。

Description

永磁同步电机无模型快速终端滑模容错控制方法及系统
技术领域
本发明涉及永磁同步电机技术领域，更具体地，尤其涉及一种轨道交通、矿用电动机车、电动汽车永磁同步电机无模型连续快速终端滑模容错控制方法与系统。
背景技术
近年来，永磁同步电机因其性能好、损耗低、高效率、运行可靠等明显优势，被广泛的应用于轨道交通、矿用电动机车、电动汽车领域。永磁同步电机(Permanent MagnetSynchronous Motor,PMSM)作为牵引系统主要核心部件，承担了电能-机械能的传递与转换，对安全、可靠运行起着关键作用。
然而，永磁同步电机运行环境复杂，受高温、负载冲击和工况转换等长期作用，永磁同步牵引系统在实际运行中会出现电阻、电感、永磁体磁链等电参数摄动，同时受机械参数摄动以及外部扰动的影响；这些现象会加剧转速波动、电流谐波，转矩脉动增大，电机驱动系统的容错控制能力和鲁棒性难以保证，进而影响到安全平稳运行。
另外，由于受参数摄动和外部扰动的不确定性影响，基于模型的容错控制方法依赖于电机参数，不能确保系统在参数摄动和严重外部干扰下依旧具有良好控制性能。因此为了确保永磁同步电机稳定运行，需要寻求新的控制方法，实现电机在参数摄动和外部扰动的情况下高效可靠运行。
发明内容
本发明要解决的技术问题是针对现有技术不足和缺陷，提供一种永磁同步电机无模型连续快速终端滑模容错控制方法与系统。
为实现上述目的，本发明采用以下技术方案：
一种永磁同步电机无模型连续快速终端滑模容错控制方法，其特征在于，包括以下步骤：
步骤1：建立永磁同步电机控制系统转速环与电流环的超局部模型，具体表达为
式中x＝[ωe id iq]T；F＝[Fω Fd Fq]T；u＝[iq ud uq]T；α＝diag(aω,αd,αq)；β＝diag(βω,βd,βq)；ωe为电角速度，id为d轴电流，iq为q轴电流；ud为d轴电压，uq为q轴电压；α和β为比例因子，αω、αd、αq和βω、βd、βq为待设计参数；F为超局部模型的未知部分，Fω为转速环未知量，Fd为d轴未知量，Fq为q轴未知量；
步骤2：电流传感器(5)将检测到的定子电流ia和ib传送至Clarke变换模块(6)，得到α轴电流iα、β轴电流iβ；位置和速度检测模块(10)检测到电位置角θe和电角速度ωe；再将电流iα、iβ和电位置角θe传送至Park变换模块(7)，得到d轴电流id、q轴电流iq；电角速度ωe、电流id、iq传送至扩展滑模扰动观测器模块(9)，得到F的观测值
所述步骤2中的扩展滑模扰动观测器模块(9)设计的具体过程为：
步骤2.1，选择滑模面为式中，/>为x的观测值；
步骤2.2，扩展滑模扰动观测器模块(9)的具体表达式为
其中，为F的观测值；usmo＝-k1l-k2sgn(l)；usmo＝[uωsmo udsmo uqsmo]T为观测器的滑模控制律，uωsmo、udsmo、uqsmo分别为转速环、d轴电流环、q轴电流环的滑模控制律；k1＝diag(k1ω,k1d,k1q)，k2＝diag(k2ω,k2d,k2q)为控制增益矩阵，k1ω、k2ω为转速环控制增益，、k1d、k2d为d轴电流环控制增益，k1q、k2q为q轴电流环控制增益；G＝[Gω Gd Gq]T为比例系数矩阵，Gω、Gd、Gq分别为转速环、d轴电流环、q轴电流环的比例系数；
步骤2.3，当k1>0，k2>|γ|时，其中所述的扩展滑模扰动观测器模块(9)稳定，此时有/>
步骤3：设计转速-电流环无模型连续快速终端滑模控制器
扩展滑模扰动观测器模块(9)输出的Park变换模块(7)输出的d轴电流id、q轴电流iq、参考电角速度/>传送到转速-电流环无模型连续快速终端滑模控制器模块(8)，得到d轴参考电压/>q轴参考电压/>
所述步骤3中的转速-电流环无模型连续快速终端滑模控制器模块(8)设计的具体过程为：
步骤3.1，定义状态误差为e＝x*-x；式中，e＝[eω ed eq]T，其中为参考电角速度、/>为d轴参考电流，/>为q轴参考电流；
选择控制器的状态变量为
得到状态方程
步骤3.2，选取连续快速终端滑模面为
式中，为连续快速终端滑模面，/>分别为转速环、d轴电流环、q轴电流环的连续快速终端滑模面；λ1＝diag(λ1ω,λ1d,λ1q)、λ2＝diag(λ2ω,λ2d,λ2q)为控制增益矩阵，λ1ω、λ2ω为转速环控制增益，λ1d、λ2d为d轴电流环控制增益，λ1q、λ2q为q轴电流环控制增益，且均为正数；0<g2<2，g1>g2，g2＝p/q，p、q为奇常数；sgn(·)为符号函数；
步骤3.3，选取终端滑模趋近律为
式中，ε1＝diag(ε1ω,ε1d,ε1q)、ε2＝diag(ε2ω,ε2d,ε2q)均为控制增益矩阵，ε1ω、ε2ω为转速环控制增益，ε1d、ε2d为d轴电流环控制增益，ε1q、ε2q为q轴电流环控制增益，且均为正数；g3为待设计的正常数，满足0<g3<1；
步骤3.4，设计的转速-电流环无模型连续快速终端滑模控制器模块(8)的具体表达式为
式中，u为转速-电流环无模型连续快速终端滑模控制器的控制律，χeq为u的等效控制分量，χf为u的切换控制分量；∫为积分符号，τ为积分变量，t是积分上限；
步骤3.5，当时，其中/>N≥0，/>为/>的导数，转速-电流环无模型连续快速终端滑模控制器模块(8)状态误差为e将在有限时间内收敛，所设计的控制器稳定；
步骤4：d轴参考电压和q轴参考电压/>传送至Park逆变换模块(4)，得到α轴参考电压/>β轴参考电压/>将/>传送至SVPWM控制模块(3)，得到的触发脉冲传送至三相逆变器模块(2)，输出三相电压驱动永磁同步电机(1)。
一种永磁同步电机无模型连续快速终端滑模容错控制系统，其特征在于，包括扩展滑模扰动观测器模块(9)、转速-电流环无模型连续快速终端滑模控制器模块(8)，其中：
扩展滑模扰动观测器模块(9)分别与Park变换模块(7)、位置和速度检测模块(10)、转速-电流环无模型连续快速终端滑模控制器模块(8)相连，根据Park变换模块(7)输出的d轴电流id、q轴电流iq、电角速度ωe观测出F的观测值并将/>输出至转速-电流环无模型连续快速终端滑模控制器模块(8)；
转速-电流环无模型连续快速终端滑模控制器模块(8)分别与位置和速度检测模块(10)、扩展滑模扰动观测器模块(9)、Park变换模块(7)相连，根据参考电角速度d轴电流id、q轴电流iq、扩展滑模扰动观测器模块(9)输出的/>输出d轴参考电压/>q轴参考电压/>
所述一种永磁同步电机无模型连续快速终端滑模容错控制系统采用上述的一种永磁同步电机无模型连续快速终端滑模容错控制方法。
进一步的，转速-电流环无模型连续快速终端滑模控制器模块(8)输出的d轴的参考电压q轴的参考电压/>传送至Park逆变换模块(4)，得到α轴参考电压/>β轴参考电流/>将/>传送至SVPWM控制模块(3)，得到触发脉冲传送至三相逆变器模块(2)，输出三相电压驱动永磁同步电机(1)。
进一步的，电流传感器(5)检测永磁同步电机电流ia和ib；电流ia和ib输入到Clark变换模块(6)得到α轴电流iα、β轴电流iβ；位置和速度检测模块(10)检测到永磁同步电机电位置角θe；电流iα、iβ和永磁同步电机电位置角θe传送至Park变换模块(7)，得到在d轴电流id、q轴电流iq。
本发明采用基于扩展滑模扰动观测器的转速-电流环无模型连续快速终端滑模控制(Model-free Continuous Fast Terminal Sliding Mode Control,MFCTSMC)方法，与传统PI控制器、传统无模型控制器(Model-free control,MFC)相比，在参数摄动和外部干扰的情况下，可以实现永磁牵引系统的快速动态响应，提高了系统的容错控制能力，改善动态和稳态性能；同时采用扩展滑模扰动观测器实时精准估计超局部模型的未知部分，并将估计的超局部模型未知部分对转速-电流环控制器精准前馈补偿，有效抑制了转矩脉动和定子电流谐波，保证了永磁同步电机的高性能控制；本发明的控制方法在参数摄动和外部干扰暂稳态性能更佳，抗干扰能力更强。
附图说明
图1为本发明一个实施例系统结构框图；
图中，1—永磁同步电机，2—三相逆变器，3—SVPWM模块(即空间矢量脉宽调制)，4—Park逆变换，5—电流互感器，6—Clark变换，7—Park变换，8—转速-电流环无模型连续快速终端滑模控制器，9—扩展滑模扰动观测器，10位置和速度检测。
图2为本发明一个实施例：电阻、电感摄动和负载扰动情况下MFCTSMC与PI控制、MFC直轴电流响应对比图；
图3为本发明一个实施例：电阻、电感摄动和负载扰动情况下MFCTSMC与PI控制、MFC交轴电流响应对比图；
图4为本发明一个实施例：电阻、电感摄动和负载扰动情况下MFCTSMC与PI控制、MFC输出转矩响应对比图；
图5为本发明一个实施例：电阻、电感摄动和负载扰动情况下MFCTSMC与PI控制、MFC转速响应对比图；
图6为本发明一个实施例：电阻、电感摄动和负载扰动情况下PI控制FFT分析；
图7为本发明一个实施例：电阻、电感摄动和负载扰动情况下MFC控制FFT分析；
图8为本发明一个实施例：电阻、电感摄动和负载扰动情况下MFCFTSMC控制FFT分析；
图9为本发明一个实施例：失磁故障和负载扰动情况下MFCTSMC与PI控制、MFC直轴电流响应对比图；
图10为本发明一个实施例：失磁故障和负载扰动情况下MFCTSMC与PI控制、MFC交轴电流响应对比图；
图11为本发明一个实施例：失磁故障和负载扰动情况下MFCTSMC与PI控制、MFC输出转矩响应对比图；
图12为本发明一个实施例：失磁故障和负载扰动情况下MFCTSMC与PI控制、MFC转速响应对比图；
图13为本发明一个实施例；失磁故障和负载扰动情况下PI控制FFT分析；
图14为本发明一个实施例：失磁故障和负载扰动情况下MFC控制FFT分析；
图15为本发明一个实施例：失磁故障和负载扰动情况下MFCFTSMC控制FFT分析。
具体实施方式
以下结合附图及实施例，对本发明进行进一步详细说明。
图1为一种永磁同步电机无模型连续快速终端滑模容错控制方法及系统实施例的框图。图1中，电流传感器(5)将检测到的永磁同步电机(即PMSM)定子电流信息ia和ib传送至Clarke变换模块(6)，得到α轴电流iα、β轴电流iβ；位置与速度检测模块(10)检测得到永磁同步电机电位置角θe和电角速度ωe；再将电位置角θe、α轴电流iα、β轴电流iβ传送至Park变换模块(7)，得到d轴电流id、q轴电流iq；参考电角速度d轴电流id、q轴电流iq传送到扩展滑模扰动观测器(9)，得到超局部模型未知部分F的观测值/>参考电角速度/>d轴电流id、q轴电流iq和F的观测值/>传送至转速-电流环无模型连续快速终端滑模控制器(8)，得到d轴参考电压/>和q轴参考电压/>将d轴参考电压/>和q轴参考电压/>传送至Park逆变换模块(4)，得到α轴参考电压/>β轴的参考电压/>将/>传送至SVPWM(即空间矢量脉宽调制)模块(3)，得到的触发脉冲传送至三相逆变器模块(2)，输出三相电压驱动永磁同步电机(1)。
当电机参数未摄动，永磁同步牵引电机在d-q坐标系的数学模型为
式中，ωe为电角速度；ωm为机械角速度；Te为电磁转矩；TL为负载转矩；np为极对数；J为转动惯量；Bm为摩擦系数；id为d轴电流、iq为q轴电流；ud为d轴电压、uq为q轴电压；Ldo为d轴电感标称值；Lqo为q轴电感标称值；Rso为相电阻标称值；ψro为永磁体磁链标称值。
实际运行工况下，计及永磁同步牵引电机的参数摄动和未知扰动，在d-q坐标系下系统数学模型为
其中，
式中，ψext为有效磁链；fω为转速环由参数摄动引起的未知量，△Te为电磁转矩的摄动量，△TL为负载转矩引起的未知扰动，△Pn为机械参数变化引起的未知量；fd和fq为电磁参数摄动引起的d-q轴未知量，△Ld和△Lq为d-q轴定子电感参数摄动量，△ud、△uq为电磁参数变化引起的d-q轴电压摄动值。
传统永磁同步电机控制系统的转速控制器与电流控制器均为PI控制器或无模型控制器(Model-free Control,MFC)，不能够很好适应永磁同步电机控制系统面临复杂工况的应用场合，特别是参数摄动、负载扰动等情况。本实施例提出一种永磁同步电机速度-电流环无模型连续快速终端滑模控制(Model-free Continuous Fast Terminal SlidingMode Control,MFCTSMC)方法。
S1：建立永磁同步电机控制系统的转速环与电流环的超局部模型
单输入单输出系统的超局部模型描述为
式中，为系统的状态变量；α、β为非物理比例因子；u为系统的输入；F为超局部模型的未知部分，满足Lebesgue可测量性和Lipschitz有界性；y为系统的输出。
根据包含参数摄动和未知扰动的永磁同步牵引电机数学模型(2)和超局部模型式(4)，PMSM的超局部模型可构造为
式中，Fω、Fd、Fq为超局部模型的未知部分，由超局部模型实时在线更新，并满足Lipschitz有界性；αω、αd、αq和βω、βd、βq为待设计参数。
超局部模型式(5)进一步可变换为
式中，x＝[ωe id iq]T；u＝[iq ud uq]T；α＝diag(aω,αd,αq)；β＝diag(βω,βd,βq)；F＝[Fω Fd Fq]T。ωe为电角速度，id为d轴电流，iq为q轴电流；ud为d轴电压，uq为q轴电压；α和β为比例因子，αω、αd、αq和βω、βd、βq为待设计参数；F为超局部模型的未知部分，Fω为转速环未知量，Fd为d轴未知量，Fq为q轴未知量；
S2：PMSM转速-电流环无模型连续快速终端滑模控制(MFCTSMC)的设计
定义MFCTSMC控制器状态误差为
e＝x*-x (7)
式中，e＝[eω ed eq]T，其中 为参考电角速度、/>为d轴参考电流，/>为q轴参考电流；
选择控制器的状态变量为
得到状态方程
选取连续快速终端滑模面
式中,为连续快速终端滑模面，/>分别为转速环、d轴电流环、q轴电流环的连续快速终端滑模面；λ1＝diag(λ1ω,λ1d,λ1q)、λ2＝diag(λ2ω,λ2d,λ2q)为待设计的控制增益矩阵，λ1ω、λ2ω为转速环控制增益，λ1d、λ2d为d轴电流环控制增益，λ1q、λ2q为q轴电流环控制增益，且均为正数；g1、g2满足0<g2<2，g1>g2，p、q为奇常数；sgn(·)为符号函数。
选取一种终端滑模趋近律
式中，ε1＝diag(ε1ω,ε1d,ε1q)、ε2＝diag(ε2ω,ε2d,ε2q)均为待设计的控制增益矩阵，ε1ω、ε2ω为转速环控制增益，ε1d、ε2d为d轴电流环控制增益，ε1q、ε2q为q轴电流环控制增益，且均为正数；g3为待设计的正常数，满足0<g3<1。
最终可得转速-电流环无模型连续快速终端滑模控制器(MFCTSMC)
式中，u为转速-电流环MFCTSMC的控制律，χeq为u的等效控制分量，χf为u的切换控制分量；∫为积分符号，τ为积分变量，t是积分上限；
根据Lyapunov函数
式中，si(i＝ωe,id,iq)为滑模面。
求导可得
式中，ε1i和ε2i为控制增益，Fi为超局部模型未知部分，
当时，可得
即当时，其中/>N≥0，/>为/>的导数，根据Lyapunov稳定性判别定理和滑模可达条件，因此本实施例所设计的控制器控制的永磁同步电机的状态误差e(转速误差和电流误差)将在有限时间内收敛。
S3设计扩展滑模扰动观测器
设计扩展滑模扰动观测器(Extended Sliding Mode Disturbance Observer,ESMDO)在线实时估计超局部模型未知部分F，并通过对控制器前馈补偿来消除扰动。
选择滑模面为
式中，为x的观测值；
将超局部模型中F扩展为状态变量，可得到式(16)所示的扩展状态方程。
式中，D＝[Dω Dd Dq]T，Dω、Dd、Dq分别为超局部模型的未知部分Fω、Fd、Fq的变化率。
扩展滑模扰动观测器的具体表达为：
其中，
usmo＝-k1l-k2sgn(l) (19)
式中，usmo＝[uωsmo udsmo uqsmo]T为观测器的滑模控制律，uωsmo、udsmo、uqsmo分别为转速环、d轴电流环、q轴电流环的滑模控制律；为F的估计值；k1＝diag(k1ω,k1d,k1q)，k2＝diag(k2ω,k2d,k2q)为待设计的控制增益矩阵，k1ω、k2ω为转速环控制增益，、k1d、k2d为d轴电流环控制增益，k1q、k2q为q轴电流环控制增益；G＝[Gω Gd Gq]T为比例系数矩阵，Gω、Gd、Gq分别为转速环、d轴电流环、q轴电流环的比例系数。
usmo范围为
usmo∈[-k1e1max-k2sat(e1max),-k1e1min-k2sat(e1min)] (20)
式中，e1max、e1min为x的观测误差的上界和下界。
扩展滑模扰动观测器的误差方程为
为了消除ESMDO中因符号函数引起的抖振现象，改进型ESMDO中采用饱和函数替代符号函数，使状态变量运动轨迹运行在理想的准滑动模态，饱和函数为
根据Lyapunov函数V2i
式中，li(i＝ωe,id,iq)为滑模面。
对其求导可得，
式中，k1i、k2i为ESMDO中待设计的滑模参数；同时k1i和k2i必须满足
由滑模等值原理，当ESMDO状态变量达到滑模面时有式(21)可以化简为
式(26)的解为
e2＝e-Gt[C+∫D·eGtdt] (27)
式中，C为常数矩阵，初始观测误差将呈指数速率收敛，所设计的改进型ESMDO稳定。根据Lyapunov稳定性判别定理和滑模可达条件，可得滑模扰动观测器误差方程(11)将收敛到零。
即当k1>0，k2>|γ|时，其中所述的扩展滑模扰动观测器模块稳定，此时有/>
接下来对永磁同步电机矢量控制系统进行了建模仿真，系统模型如图1所示，永磁同步电机的仿真参数如表1所示：
表1电动汽车永磁驱动系统参数
情况1：PMSM在电阻、电感摄动和负载扰动下性能分析
仿真设置如下：0.5s时转速由100rad/s增加到200rad/s；当转速稳定后，在1s时负载扰动由300N·m增加到1000N·m；同时，电阻、直轴(d轴)电感和交轴(q轴)电感分别在1.5s、2s、2.5s变化为(Rs＝1.4Rso，Ld＝1.2Ldo，Lq＝0.6Lqo)，记录3s仿真波形。
图2给出了PI控制、MFC方法、MFCFTSMC方法在电阻、电感摄动和负载扰动下的直轴(d轴)电流仿真波形。
图3给出了PI控制、MFC方法、MFCFTSMC方法在电阻、电感摄动和负载扰动下的交轴(q轴)电流仿真波形。
图4给出了PI控制、MFC方法、MFCFTSMC方法在电阻、电感摄动和负载扰动下的输出转矩响应仿真波形。
图5给出了PI控制、MFC方法、MFCFTSMC方法在电阻、电感摄动和负载扰动下的转速响应响应仿真波形。
由图2和图3可知，当系统负载突变时，MFCFTSMC控制的电流对负载扰动的响应情况好于PI控制和MFC方法，并且直-交轴电流的脉动得到明显改善。由图4可知，虽然MFCFTSMC控制下的转矩因负载扰动出现轻微超调，但能在极短时间内恢复到参考值，稳态时能有效抑制电阻、电感参数摄动产生的转矩脉动。由图5可知，对比PI控制和MFC方法，MFCFTSMC控制下的转速波形暂态时过渡平滑，能快速达到参考值，超调更小，稳态时基本无静差。
图6给出了在电阻、电感摄动和负载扰动后PI控制的A相电流FFT分析图。图7为电阻、电感摄动和负载扰动情况下MFC控制FFT分析。图8为电阻、电感摄动和负载扰动情况下MFCFTSMC控制FFT分析。对比图6和图7，所提MFCFTSMC方法的定子电流谐波含量较少，总谐波畸变率从PI控制的9.81％降低到4.20％。
情况2：PMSM在失磁故障和负载扰动下性能分析
仿真设置如下：0.5s时转速由100rad/s增加到200rad/s；当转速稳定后，1s时负载扰动由300N·m增加到1000N·m；同时，改变永磁体磁链幅值和偏差角来模拟失磁故障，永磁体磁链幅值和失磁偏差角分别在1.5s、2s变化(ψr＝0.8ψro，γ＝30°)，记录3s仿真波形。
图9为失磁故障和负载扰动情况下与PI控制、MFC直轴电流响应对比图。图10为失磁故障和负载扰动情况下与PI控制、MFC交轴电流响应对比图。图11为失磁故障和负载扰动情况下与PI控制、MFC输出转矩响应对比图。图12为失磁故障和负载扰动情况下与PI控制、MFC转速响应对比图。
由图9和图10可知，当永磁体磁链摄动后，PI控制和MFC方法直-交轴电流脉动明显增大，而MFCFTSMC控制的电流稳态波动更小，提高了失磁故障时的电流稳态性能。由图11可知，因永磁体失磁，PI控制和MFC方法转矩脉动显著增加，而所提MFCFTSMC方法的转矩脉动明显较小。由图12可知，相比PI控制和MFC方法，所提MFCFTSMC方法控制的转速波动较小，稳态时具有更高的跟踪精度。
图13为失磁故障和负载扰动情况下PI控制FFT分析。图14为失磁故障和负载扰动情况下MFC控制FFT分析。图15为失磁故障和负载扰动情况下MFCFTSMC控制FFT分析。对比图13和图14，所提MFCFTSMC方法THD仅为4.13％，不仅改善了定子电流的正弦性，还提高了系统的稳态性能。
由上述分析可知，永磁同步电机无模型连续快速终端滑模容错控制(MFCTSMC)方法相比于PI控制和MFC控制方法，能有效提高参数摄动和外部负载扰动下的容错控制能力，响应速度快，鲁棒性强，动稳态性能优越，能够有效抑制参数摄动产生的电流谐波和转矩脉动，进而改善牵引系统在复杂工况下的控制性能。
以上所述实施例仅是为充分说明本发明而所举的较佳的实施例，本发明的保护范围不限于此。本技术领域的技术人员在本发明基础上所作的等同替代或变换，均在本发明的保护范围之内。

Claims (4)

1.一种永磁同步电机无模型连续快速终端滑模容错控制方法，其特征在于，包括以下步骤：
步骤1：建立永磁同步电机控制系统转速环与电流环的超局部模型，具体表达为
式中x＝[ωe id iq]T；F＝[Fω Fd Fq】T；α＝diag(aω,αd,αq)；u＝[iq ud uq]T；β＝diag(βω,βd,βq)；ωe为电角速度，id为d轴电流，iq为q轴电流；ud为d轴电压，uq为q轴电压；α和β为比例因子，αω、αd、αq和βω、βd、βq为待设计参数；F为F为超局部模型的未知部分，Fω为转速环未知量，Fd为d轴未知量，Fq为q轴未知量；
步骤2：电流传感器(5)将检测到的定子电流ia和ib传送至Clarke变换模块(6)，得到α轴电流iα、β轴电流iβ；位置和速度检测模块(10)检测到电位置角θe和电角速度ωe；再将电流iα、iβ和电位置角θe传送至Park变换模块(7)，得到d轴电流id、q轴电流iq；电角速度ωe、电流id、iq传送至扩展滑模扰动观测器模块(9)，得到F的观测值
所述步骤2中的扩展滑模扰动观测器模块(9)设计的具体过程为：
步骤2.1，选择滑模面为式中，/> 为x的观测值；
步骤2.2，扩展滑模扰动观测器模块(9)的具体表达式为
其中，为F的观测值；usmo＝-k1l-k2sgn(l)；usmo＝[uωsmo udsmo uqsmo]T为观测器的滑模控制律，uωsmo、udsmo、uqsmo分别为转速环、d轴电流环、q轴电流环的滑模控制律；k1＝diag(k1ω,k1d,k1q)，k2＝diag(k2ω,k2d,k2q)为控制增益矩阵，k1ω、k2ω为转速环控制增益，k1d、k2d为d轴电流环控制增益，k1q、k2q为q轴电流环控制增益；G＝[Gω Gd Gq]T为比例系数矩阵，Gω、Gd、Gq分别为转速环、d轴电流环、q轴电流环的比例系数；
步骤2.3，当k1>0，k2>|γ|时，其中所述的扩展滑模扰动观测器模块(9)稳定，此时有/>
步骤3：设计转速-电流环无模型连续快速终端滑模控制器
扩展滑模扰动观测器模块(9)输出的Park变换模块(7)输出的d轴电流id、q轴电流iq、参考电角速度/>传送到转速-电流环无模型连续快速终端滑模控制器模块(8)，得到d轴参考电压/>q轴参考电压/>
所述步骤3中的转速-电流环无模型连续快速终端滑模控制器模块(8)设计的具体过程为：
步骤3.1，定义状态误差为e＝x*-x；式中，e＝[eω ed eq]T，其中 为参考电角速度、/>为d轴参考电流，/>为q轴参考电流；
选择控制器的状态变量为
得到状态方程
步骤3.2，选取连续快速终端滑模面为
式中，为连续快速终端滑模面，/>分别为转速环、d轴电流环、q轴电流环的连续快速终端滑模面；λ1＝diag(λ1ω,λ1d,λ1q)、λ2＝diag(λ2ω,λ2d,λ2q)为控制增益矩阵，λ1ω、λ2ω为转速环控制增益，λ1d、λ2d为d轴电流环控制增益，λ1q、λ2q为q轴电流环控制增益，且均为正数；0<g2<2，g1>g2，g2＝p/q，p、q为奇常数；sgn(·)为符号函数；
步骤3.3，选取终端滑模趋近律为
式中，ε1＝diag(ε1ω,ε1d,ε1q)、ε2＝diag(ε2ω,ε2d,ε2q)均为控制增益矩阵，ε1ω、ε2ω为转速环控制增益，ε1d、ε2d为d轴电流环控制增益，ε1q、ε2q为q轴电流环控制增益，且均为正数；g3为待设计的正常数，满足0<g3<1；
步骤3.4，设计的转速-电流环无模型连续快速终端滑模控制器模块(8)的具体表达式为
式中，u为转速-电流环无模型连续快速终端滑模控制器的控制律，χeq为u的等效控制分量，χf为u的切换控制分量；∫为积分符号，τ为积分变量，t是积分上限；
当时，其中/>N≥0，/>为/>的导数，转速-电流环无模型连续快速终端滑模控制器模块(8)状态误差e将在有限时间内收敛，所设计的控制器稳定；
步骤4：d轴参考电压和q轴参考电压/>传送至Park逆变换模块(4)，得到α轴参考电压β轴参考电压/>将/>传送至SVPWM控制模块(3)，得到的触发脉冲传送至逆变器模块(2)，输出三相电压驱动永磁同步电机(1)。
2.一种永磁同步电机无模型连续快速终端滑模容错控制系统，其特征在于，包括扩展滑模扰动观测器模块(9)、转速-电流环无模型连续快速终端滑模控制器模块(8)，其中：
扩展滑模扰动观测器模块(9)分别与Park变换模块(7)、位置和速度检测模块(10)、转速-电流环无模型连续快速终端滑模控制器模块(8)相连，根据Park变换模块(7)输出的d轴电流id、q轴电流iq、电角速度ωe观测出F的观测值并将/>输出至转速-电流环无模型连续快速终端滑模控制器模块(8)；
转速-电流环无模型连续快速终端滑模控制器模块(8)分别与位置和速度检测模块(10)、扩展滑模扰动观测器模块(9)、Park变换模块(7)相连，根据参考电角速度d轴电流id、q轴电流iq、扩展滑模扰动观测器模块(9)输出的/>输出d轴参考电压/>q轴参考电压
所述一种永磁同步电机无模型连续快速终端滑模容错控制系统采用权利要求1所述的一种永磁同步电机无模型连续快速终端滑模容错控制方法。
3.根据权利要求2所述的一种永磁同步电机无模型连续快速终端滑模容错控制系统，其特征在于，转速-电流环无模型连续快速终端滑模控制器模块(8)输出的d轴的参考电压q轴的参考电压/>传送至Park逆变换模块(4)，得到α轴参考电压/>β轴参考电流/>将 传送至SVPWM控制模块(3)，得到触发脉冲传送至逆变器模块(2)，输出三相电压驱动永磁同步电机(1)。
4.根据权利要求2-3中任一项所述的一种永磁同步电机无模型连续快速终端滑模容错控制系统，其特征在于，电流传感器(5)检测永磁同步电机电流ia和ib；电流ia和ib输入到Clark变换模块(6)得到α轴电流iα、β轴电流iβ；位置和速度检测模块(10)检测到永磁同步电机电位置角θe；电流iα、iβ和永磁同步电机电位置角θe传送至Park变换模块(7)，得到在d轴电流id、q轴电流iq。
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