CN113890441B - 基于改进谐波电压补偿的永磁同步电机电流谐波抑制方法 - Google Patents

Abstract

本发明公开了基于改进谐波电压补偿的永磁同步电机电流谐波抑制方法，将永磁同步电机的交流变量，通过高次旋转坐标变换转化为k次谐波dq坐标系下的直流量；在高次旋转坐标下计算谐波补偿电压；提取高次旋转坐标变换后的d、q轴谐波电流分量；利用谐波电压补偿和d、q轴谐波电流分量，采用模糊‑PI复合控制方法，抑制电流谐波。本发明通过改进的闭环电流平均值法提高5、7次谐波电流的提取精度，增强系统的抗干扰能力，将模糊控制与PI控制结合起来，构成模糊‑PI复合控制，利用模糊控制提高系统的鲁棒性和稳定性，利用PI控制消除静差，引入一种自适应调整因子，根据控制目标差值的变化实时调节两者权值大小，提高系统的性能。

Description

基于改进谐波电压补偿的永磁同步电机电流谐波抑制方法

技术领域

本发明涉及电机控制领域，特别涉及一种基于改进谐波电压补偿的永磁同步电机电流谐波抑制方法。

背景技术

电动汽车具有启动速度快、噪音低、能源清洁等优势，我国也在该领域制定鼓励政策，以期突破技术障碍实现领先。然而目前为止，新能源汽车的相关技术仍不足够成熟，电池、电驱系统、整车NVH性能等方面还有大量难题需要攻克。PMSM在工作过程中受死区效应、电气元件误差及导通压降、电机结构不对称等因素影响，会产生高次谐波，使三相电流发生畸变，进而影响输出扭矩的稳定性和准确性。因此，抑制电流波动控制策略的研究在新的驱动系统中具有重要意义。

从系统控制策略角度，利用谐波补偿算法来抑制电流谐波，主要电流谐波抑制策略有谐波电压补偿、多旋转PI控制、比例谐振(ProportionalResonant,PR)控制、复矢量PI(ComplexVectorPI,CVPI)控制、重复控制(RepetitiveControl,RC)、自抗扰控制(ActiveDisturbanceRejectionControl,ADRC)。

将电机的相电流变换到欲抑制频次的谐波d-q坐标系下实现谐波电流的提取，传统的谐波电流提取方法是通过低通滤波器LPF来完成的，通过LPF提取5、7次谐波电流的d、q轴分量，传统的LPF滤波效果不明显，跟随检测系统的时间长，且动态性能差。复矢量PI控制是对传统PI控制器的一种推广，可减少PI控制器的数量，简化多旋转PI控制系统，应用时需要增加控制器带宽以提高系统稳定性，但也使得增益衰减。PR是以正弦信号为内模的一种控制器，可对交流量进行无静差控制，具有良好的谐波抑制效果，但其参数整定是一个难题。重复控制是以周期信号作为内模的一种控制器，只对周期性扰动有作用，对非周期性扰动无法抑制，其问题在于动态响应较慢。自抗扰控制器将所有扰动通过扩张状态观测器观测出来，经过非线性PID抑制扰动，但是控制器参数较多，整定困难，较难达到理想效果。传统的谐波电压注入方法鲁棒性和自适应性不强。

发明内容

本发明目的是：提供一种基于改进谐波电压补偿的永磁同步电机电流谐波抑制方法，建立凸级式永磁同步电机矢量控制模型，以5、7次谐波电流d、q轴分量皆等于0为控制目标，通过改进的闭环电流平均值法取代传统的低通滤波器LPF，提高5、7次谐波电流的提取精度，通过模糊-PI复合控制方法得出谐波电压，根据控制目标差值的变化实时调节两者权值大小，进行坐标变换，注入到电压控制信号中，来抵消电流中的谐波，该控制策略能够提高系统提高系统对不同转速和负载变化的自适应性，提高系统的稳定性、鲁棒性和自适应性，有效抑制电机相电流中的谐波。

本发明的技术方案是：

基于改进谐波电压补偿的永磁同步电机电流谐波抑制方法，包括步骤：

S1、将永磁同步电机的交流变量，通过高次旋转坐标变换转化为k次谐波dq坐标系下的直流量；

S2、在高次旋转坐标下计算谐波补偿电压；

S3、提取高次旋转坐标变换后的d、q轴谐波电流分量；

S4、利用谐波电压补偿和提取的d、q轴谐波电流分量，采用模糊-PI复合控制方法，抑制电流谐波。

优选的，步骤S1中，所述高次旋转坐标变换采用Park变换，推导出旋转坐标系下，由1次谐波dq系转换到k次谐波dq系的坐标变换矩阵为：

其中，θ为电机转子位置。

优选的，步骤S2中，在高次旋转坐标下计算谐波补偿电压的方法包括：

计算电机定子电压：

其中，u_d和u_q分别为d、q轴电压；R1为定子电阻；id和iq分别为d、q轴电流；p为微分算子；ω为电角速度；分别为d、q轴磁链；

取k＝-5并代入(1)式的逆矩阵，计算出5次负向电流谐波：

(3)式两边同时对时间t求导，且为常数，对t求导之后为零，再将(3)式代入可得：

将(4)式代入(2)式计算后可得5次电压谐波d1-q1轴分量：

同理得7次电压谐波d1-q1轴分量：

其中，L_d和L_q分别为d、q轴电感；

将(5)式和(6)式相加，结合(1)式进行坐标变换矩阵计算得到：

提取出与电机转子位置无关的直流量。

优选的，步骤S3中，提取高次旋转坐标变换后的d、q轴谐波电流分量的方法包括：

经高次坐标变换后的d、q轴电流，通过闭环电流平均值法输出5、7次谐波电流的d、q轴分量i_d5、i_q5、i_d7、i_q7，电流平均值法公式为：

在电流平均值法的基础上加入闭环控制系统。

优选的，步骤S4中，采用模糊-PI复合控制方法抑制电流谐波包括：

利用谐波电压补偿，并联5、7次谐波电流抑制环，谐波电压补偿计算模块利用(7)式得到5、7次谐波电压d、q轴补偿量，分别并联模糊-PI复合控制器，以i_d5＝0、i_q5＝0、i_d7＝0、i_q7＝0为控制目标，将模糊-PI复合控制输出的附加补偿电压与谐波电压补偿计算模块算出的电压补偿量结合，得到5、7次谐波电压u_{d5_fc}和u_{q5_fc}、u_{d7_fc}和u_{q7_fc}。

优选的，模糊-PI复合控制输出附加补偿电压的方法，包括：

设置模糊控制器的输入为5、7次谐波电流d、q轴分量实际值与理想值的偏差值E(t)和其变化率Ec(t)，输出为附加补偿电压ΔU(t)；设E(t)的论域为[-E,E]，Ec(t)的论域为[-Ec,Ec]，ΔU(t)的论域为[-U,U]；设E(t)的模糊子集论域为[-Fe,Fe]，Ec(t)的模糊子集论域为[-Fec,Fec]，ΔU(t)的模糊子集论域为[-Fu,Fu]；则输入量的量化因子为：

比例因子为：

Ku＝UFu (10)

模糊控制器的输入和输出模糊子集论域均为[-1,1]，均选用高斯波形的隶属度函数曲线；

当E(t)和Ec(t)均为大的正数PB时，偏差较大，并且有进一步变大的趋势，ΔU(t)应为大的负值NB；当E(t)为大的正数PB，Ec(t)为大的负数NB时，偏差有变小的趋势，输出为小的负值NS；同理E(t)为负数时，按照同样的方法进行分析。

优选的，将模糊-PI复合控制输出的附加补偿电压与谐波电压补偿计算模块算出的电压补偿量结合的方法包括：引入自适应调整因子，根据5、7次谐波电流d、q轴分量的实际值与目标值差值的变化实时调节模糊控制与PI控制的权值，当谐波电流偏差值E(t)大时，采用模糊控制的权值大，当E(t)小时，采用PI控制的权值大，且二者的权值和为1，自适应调整因子的表达式为：

η＝exp(-K|E(t)|) (11)

复合控制的输出为：

U_PI+Fuzzy＝ηU_PI+(1-η)U_Fuzzy (12)

其中，U_PI为PI调节器的输出量；U_Fuzzy为模糊控制器的输出量；K为正常数；

5次谐波电压u_{d5_fc}和u_{q5_fc}及7次谐波电压u_{d7_fc}和u_{q7_fc}经反高次坐标变换后，得到1次坐标系下的5次、7次d、q轴谐波电压，在d1-q1轴坐标系下相加得到谐波电压u_{d_fc}和u_{q_fc}。

本发明的优点是：

1、本发明方案通过改进的闭环电流平均值法提高5、7次谐波电流的提取精度，增强系统的抗干扰能力。

2、本发明方案同时适用于凸级式和隐级式永磁同步电机，将模糊控制与PI控制结合起来，构成模糊-PI复合控制，综合二者的优点，利用模糊控制提高系统的鲁棒性和稳定性，利用PI控制消除静差，引入一种自适应调整因子，根据控制目标差值的变化实时调节两者权值大小，提高系统的性能。

3、本发明方案通过模糊-PI复合控制取代传统的PI控制，对谐波注入算法进行改进，通过改进的谐波电压补偿算法来抑制相电流中的5、7次谐波，提高系统对不同转速和负载变化的自适应性，增强谐波抑制效果，提高相电流的正弦度，减小电机输出转矩的脉动。

附图说明

下面结合附图及实施例对本发明作进一步描述：

图1为本发明闭环电流平均值法提取谐波电流的原理图；

图2为本发明模糊-PI复合控制谐波电压补偿的原理图；

图3为基于改进电压补偿的凸级式永磁同步电机控制系统框图。

具体实施方式

如图1所示，基于改进谐波电压补偿的永磁同步电机电流谐波抑制方法，包括步骤：

S1、将永磁同步电机的交流变量，通过高次旋转坐标变换转化为k次谐波dq坐标系下的直流量。

高次旋转坐标变换原理：

由于控制器难以控制交变变量，通过Park、Clark坐标变换将其转化为直流量，使得PMSM数学模型得到极大的简化，借助这种方法可以获取电机电流中的5次负向谐波和7次正向谐波。结合Park变换思路，推导出旋转坐标系下，由1次谐波dq系转换到k次谐波dq系的坐标变换矩阵为：

其中，θ为电机转子位置。

由k次谐波dq系到1次谐波dq系的坐标变换只需对上式高次坐标变换公式进行求逆运算。

S2、在高次旋转坐标下计算谐波补偿电压。

为方便表达变量，统一定义为变量X在a次旋转坐标系下d轴的k次谐波分量。电机定子电压计算公式为：

其中，u_d和u_q分别为d、q轴电压；R1为定子电阻；id和iq分别为d、q轴电流；p为微分算子；ω为电角速度；分别为d、q轴磁链；

取k＝-5并代入(1)式的逆矩阵，计算出5次负向电流谐波：

(3)式两边同时对时间t求导，且为常数，对t求导之后为零，再将(3)式代入可得：

将(4)式代入(2)式计算后可得5次电压谐波d1-q1轴分量：

同理得7次电压谐波d1-q1轴分量：

其中，L_d和L_q分别为d、q轴电感；

考虑到凸极式永磁同步电机(凸级率ρ>1)的5、7次谐波电压之间有较强的耦合性，将(5)式和(6)式相加，结合(1)式进行坐标变换矩阵计算得到：

提取出与电机转子位置无关的直流量。

S3、提取高次旋转坐标变换后的d、q轴谐波电流分量。

经高次坐标变换后的d、q轴电流，通过闭环电流平均值法输出5、7次谐波电流的d、q轴分量i_d5、i_q5、i_d7、i_q7，电流平均值法公式为：

为进一步提高系统的提取精度和增强系统的抗干扰能力，在电流平均值法的基础上加入闭环控制系统进行改进，经高次坐标变换后的d、q轴电流通过闭环电流平均值法输出5、7次谐波电流的d、q轴分量i_d5、i_q5、i_d7、i_q7，改进的电流平均值法如图1所示。

S4、利用谐波电压补偿和提取的d、q轴谐波电流分量，采用模糊-PI复合控制方法，抑制电流谐波。

模糊-PI复合控制方法是利用改进的谐波电压补偿，并联5、7次谐波电流抑制环，如图2所示。谐波电压补偿计算模块利用(7)式得到5、7次谐波电压d、q轴补偿量，分别并联模糊-PI复合控制器，以i_d5＝0、i_q5＝0、i_d7＝0、i_q7＝0为控制目标，将模糊-PI复合控制输出的附加补偿电压与谐波电压补偿计算模块算出的电压补偿量结合，得到5、7次谐波电压u_{d5_fc}和u_{q5_fc}、u_{d7_fc}和u_{q7_fc}。

首先，设计模糊-PI复合控制输出附加补偿电压的方法，包括：

设置模糊控制器的输入为5、7次谐波电流d、q轴分量实际值与理想值的偏差值E(t)和其变化率Ec(t)，输出为附加补偿电压ΔU(t)；设E(t)的论域为[-E,E]，Ec(t)的论域为[-Ec,Ec]，ΔU(t)的论域为[-U,U]；设E(t)的模糊子集论域为[-Fe,Fe]，Ec(t)的模糊子集论域为[-Fec,Fec]，ΔU(t)的模糊子集论域为[-Fu,Fu]；则输入量的量化因子为：

比例因子为：

Ku＝U/Fu (10)

模糊控制器的输入和输出模糊子集论域均为[-1,1]，均选用高斯波形的隶属度函数曲线。

当E(t)和Ec(t)均为大的正数PB时，偏差较大，并且有进一步变大的趋势，ΔU(t)应为大的负值NB；当E(t)为大的正数PB，Ec(t)为大的负数NB时，虽然偏差很大，但偏差有变小的趋势，输出应为小的负值NS；这样设计有利于防止控制过量和控制系统反应过激，使系统能够趋于稳定。同理E(t)为负数时，按照同样的方法进行分析。

将模糊控制与PI控制结合起来，构成模糊-PI复合控制。将模糊-PI复合控制输出的附加补偿电压与谐波电压补偿计算模块算出的电压补偿量结合的方法包括：引入自适应调整因子，根据5、7次谐波电流d、q轴分量的实际值与目标值差值的变化实时调节模糊控制与PI控制的权值，当谐波电流偏差值E(t)大时，采用模糊控制的权值大，当E(t)小时，采用PI控制的权值大，且二者的权值和为1，自适应调整因子的表达式为：

η＝exp(-K|E(t)|) (11)

复合控制的输出为：

U_PI+Fuzzy＝ηU_PI+(1-η)U_Fuzzy (12)

其中，U_PI为PI调节器的输出量；U_Fuzzy为模糊控制器的输出量；K为正常数。

5次谐波电压u_{d5_fc}和u_{q5_fc}及7次谐波电压u_{d7_fc}和u_{q7_fc}经反高次坐标变换后，得到1次坐标系下的5次、7次d、q轴谐波电压，在d1-q1轴坐标系下相加得到谐波电压u_{d_fc}和u_{q_fc}。

带有改进谐波抑制环节的凸级式永磁同步电机控制系统，如图3所示，在外环为速度环、内环为电流环的双闭环矢量控制基础上，并基于最大转矩电流曲线MTPA进行弱磁控制以及电流环的前馈解耦控制，增加一个谐波电压补偿环，将谐波电压u_{d_fc}和u_{q_fc}注入相应的d、q轴，实现对相电流5、7次谐波的抑制。

上述实施例只为说明本发明的技术构思及特点，其目的在于让熟悉此项技术的人能够了解本发明的内容并据以实施，并不能以此限制本发明的保护范围。凡根据本发明主要技术方案的精神实质所做的修饰，都应涵盖在本发明的保护范围之内。

Claims (2)

1.基于改进谐波电压补偿的永磁同步电机电流谐波抑制方法，其特征在于，包括步骤：

S1、将永磁同步电机的交流变量，通过高次旋转坐标变换转化为k次谐波dq坐标系下的直流量；

步骤S1中，所述高次旋转坐标变换采用Park变换，推导出旋转坐标系下，由1次谐波dq系转换到k次谐波dq系的坐标变换矩阵为：

其中，θ为电机转子位置；

S2、在高次旋转坐标下计算谐波补偿电压；

步骤S2中，在高次旋转坐标下计算谐波补偿电压的方法包括：

计算电机定子电压：

其中，u_d和u_q分别为d、q轴电压；R₁为定子电阻；id和iq分别为d、q轴电流；p为微分算子；ω为电角速度；分别为d、q轴磁链；

取k＝-5并代入(1)式的逆矩阵，计算出5次负向电流谐波：

(3)式两边同时对时间t求导，且为常数，对t求导之后为零，再将(3)式代入可得：

将(4)式代入(2)式计算后可得5次电压谐波d 1-q 1轴分量：

同理得7次电压谐波d 1-q 1轴分量：

其中，L_d和L_q分别为d、q轴电感；

将(5)式和(6)式相加，结合(1)式进行坐标变换矩阵计算得到：

提取出与电机转子位置无关的直流量；

S3、提取高次旋转坐标变换后的d、q轴谐波电流分量；

S4、利用谐波补偿电压和提取的d、q轴谐波电流分量，采用模糊-PI复合控制方法，抑制电流谐波；

步骤S4中，采用模糊-PI复合控制方法抑制电流谐波包括：

利用谐波补偿电压，并联5、7次谐波电流抑制环，谐波电压补偿计算模块利用(7)式得到5、7次谐波电压d、q轴补偿量，分别并联模糊-PI复合控制器，以i_d5＝0、i_q5＝0、i_d7＝0、i_q7＝0为控制目标，将模糊-PI复合控制输出的附加补偿电压与谐波电压补偿计算模块算出的电压补偿量结合，得到5、7次谐波电压u_{d5_fc}和u_{q5_fc}、u_{d7_fc}和u_{q7_fc}；

模糊-PI复合控制输出附加补偿电压的方法，包括：

设置模糊控制器的输入为5、7次谐波电流d、q轴分量实际值与理想值的偏差值E(t)和其变化率Ec(t)，输出为附加补偿电压ΔU(t)；设E(t)的论域为[-E,E]，Ec(t)的论域为[-Ec,Ec]，ΔU(t)的论域为[-U,U]；设E(t)的模糊子集论域为[-Fe,Fe]，Ec(t)的模糊子集论域为[-Fec,Fec]，ΔU(t)的模糊子集论域为[-Fu,Fu]；则输入量的量化因子为：

比例因子为：

Ku＝U/Fu (10)

模糊控制器的输入和输出模糊子集论域均为[-1,1]，均选用高斯波形的隶属度函数曲线；

当E(t)和Ec(t)均为大的正数PB时，偏差较大，并且有进一步变大的趋势，ΔU(t)应为大的负值NB；当E(t)为大的正数PB，Ec(t)为大的负数NB时，偏差有变小的趋势，输出为小的负值NS；同理E(t)为负数时，按照同样的方法进行分析；

将模糊-PI复合控制输出的附加补偿电压与谐波电压补偿计算模块算出的电压补偿量结合的方法包括：引入自适应调整因子，根据5、7次谐波电流d、q轴分量的实际值与目标值差值的变化实时调节模糊控制与PI控制的权值，当谐波电流偏差值E(t)大时，采用模糊控制的权值大，当E(t)小时，采用PI控制的权值大，且二者的权值和为1，自适应调整因子的表达式为：

η＝exp(-K|E(t)|) (11)

复合控制的输出为：

U_PI+Fuzzy＝ηU_PI+(1-η)U_Fuzzy (12)

其中，U_PI为PI调节器的输出量；U_Fuzzy为模糊控制器的输出量；K为正常数；

5次谐波电压u_{d5_fc}和u_{q5_fc}及7次谐波电压u_{d7_fc}和u_{q7_fc}经反高次坐标变换后，得到1次坐标系下的5次、7次d、q轴谐波电压，在d1-q1轴坐标系下相加得到谐波电压u_{d_fc}和u_{q_fc}。

2.根据权利要求1所述的永磁同步电机电流谐波抑制方法，其特征在于，步骤S3中，提取高次旋转坐标变换后的d、q轴谐波电流分量的方法包括：

经高次坐标变换后的d、q轴电流，通过闭环电流平均值法输出5、7次谐波电流的d、q轴分量i_d5、i_q5、i_d7、i_q7，电流平均值法公式为：

在电流平均值法的基础上加入闭环控制系统。