CN116846201A - 驱动器电路以及电力变换系统 - Google Patents

Abstract

一个实施方式提供能够适当地驱动开关元件的驱动器电路以及电力变换系统。根据一个实施方式，提供具有驱动电路、监视电路以及控制电路的驱动器电路。驱动电路包括第1电流源。驱动电路将第1电流源连接于开关元件的控制端子，对开关元件进行驱动。监视电路对开关元件的两端电压从开始变化到结束变化为止的时间进行监视。控制电路根据所监视到的时间，对第1电流源的电流值进行控制，以使得开关元件的两端电压的压摆率接近目标值。

Description

驱动器电路以及电力变换系统

本申请享受以日本特许申请2022－47558号(申请日：2022年3月23日)为基础申请的优先权。本申请通过参照该基础申请而包含基础申请的全部内容。

技术领域

本实施方式涉及驱动器电路以及电力变换系统。

背景技术

在具有开关电路和驱动器电路的电力变换系统中，通过由驱动器电路生成的栅极信号来驱动开关电路中的开关元件。此时，希望驱动器电路适当地驱动开关元件。

发明内容

一个实施方式提供能够适当地驱动开关元件的驱动器电路以及电力变换系统。

根据一个实施方式，提供具有驱动电路、监视电路以及控制电路的驱动器电路。驱动电路包括第1电流源。驱动电路将第1电流源连接于开关元件的控制端子，对开关元件进行驱动。监视电路对开关元件的两端电压从开始变化到结束变化为止的时间进行监视。控制电路根据所监视到的时间，对第1电流源的电流值进行控制，以使得开关元件的两端电压的压摆率接近目标值。

附图说明

图1是表示包括实施方式涉及的驱动器电路的电力变换系统的结构的电路图。

图2是表示实施方式中的差分电路和两个比较电路的结构的电路图。

图3是表示实施方式中的测定电路的结构的电路图。

图4是表示实施方式涉及的驱动器电路的动作的波形图。

图5是表示实施方式中的开关元件的两端电压上升时的驱动器电路的动作的波形图。

图6是表示实施方式中的开关元件的两端电压下降时的驱动器电路的动作的波形图。

具体实施方式

以下参照附图对实施方式涉及的驱动器电路进行详细的说明。此外，并不是通过该实施方式限定本发明。

(实施方式)

实施方式涉及的驱动器电路与包括开关元件的开关电路一起被应用于电力变换系统，对开关元件进行驱动，但下功夫来适当地驱动开关元件。包括驱动器电路10的电力变换系统1可以如图1所示那样构成。图1是表示包括驱动器电路10的电力变换系统1的结构的电路图。

电力变换系统1连接在电源PS和负载LD之间。电力变换系统1使用来自电源PS的电力来生成预定电力，对负载LD输出所生成的预定电力。电力变换系统1也可以是马达驱动器，电源PS也可以是直流电源，负载LD也可以是马达。或者，电力变换系统1也可以是DCDC转换器，电源PS也可以是直流电源，负载LD也可以是半导体集成电路。

电力变换系统1具有驱动器电路10和开关电路20。开关电路20包括高侧的开关元件SWH和低侧的开关元件SWHL。驱动器电路10包括用于对开关元件SWH进行驱动的高侧的驱动器电路14－1和用于对开关元件SWL进行驱动的低侧的驱动器电路14－2。

在驱动器电路10中，各驱动器电路14具有驱动电路11、监视电路12以及控制电路13。驱动电路11包括电流源111、114，将电流源111、114连接于开关元件SW的控制端子来对开关元件SW进行驱动。监视电路12对开关元件SW的两端电压从开始变化到结束变化为止的时间进行监视。控制电路13根据所监视到的时间来对电流源111、114的电流值进行控制，以使得开关元件SW的两端电压的压摆率接近目标值。由此，能够将开关元件SW的两端电压转变时的压摆率控制为适当范围，以使得EMI噪声落在容许范围内、且电力损失被抑制为要求水平以下，能够适当地对开关元件进行驱动。

开关电路20连接在电源PS与负载LD之间，并连接在驱动器电路10与负载LD之间。驱动器电路10对开关电路20进行驱动。开关电路20通过被进行驱动，生成预定电力来提供给负载LD。

开关电路20具有高侧的开关元件SWH和低侧的开关元件SWL。与此相应，驱动器电路10包括高侧的驱动器电路14－1和低侧的驱动器电路14－2。

高侧的开关元件SWH连接在节点N1与电源PS之间，低侧的开关元件SWL连接在节点N1与基准电位(例如接地电位)之间。通过开关元件SWH和开关元件SWL被以互补的方式进行驱动，由此开关电路20对负载LD供给预定电力。

高侧的开关元件SWH连接在节点N1与电源PS之间。开关元件SWH例如为NMOS晶体管，源极与节点N1连接，漏极与电源PS连接。开关元件SWH的源极、漏极、栅极分别与驱动器电路10中的高侧的驱动器电路14－1连接。

低侧的开关元件SWL连接在节点N1和基准电位(例如接地电位)之间。开关元件SWL例如为NMOS晶体管，源极与基准电位(例如接地电位)连接，漏极与节点N1连接。开关元件SWL的源极、漏极、栅极分别与驱动器电路10中的低侧的驱动器电路14－2连接。

此外，各开关元件SWH、SWL也可以代替NMOS晶体管而为PMOS晶体管。例如，在端子VgH与PMOS晶体管的栅极之间插入反相器，若来自端子VgH的信号的逻辑被使得反转，则能够实现同样的动作。或者，各开关元件SWH、SWL也可以代替NMOS晶体管而为IGBT(绝缘栅极型双极晶体管)。在该情况下，能够通过将漏极表达替换为集电极、将源极表达替换为发射极来沿用上述说明。

开关元件SWH的源极经由驱动器电路10的节点VsH而与驱动器电路14－1的监视电路12连接，漏极经由驱动器电路10的节点VdH而与驱动器电路14－1的监视电路12连接，栅极经由驱动器电路10的节点VgH而与驱动器电路14－1的驱动电路11连接。

开关元件SWL的源极经由驱动器电路10的节点VsH而与驱动器电路14－2的监视电路12连接，漏极经由驱动器电路10的节点VdH而与驱动器电路14－2的监视电路12连接，栅极经由驱动器电路10的节点VgH而与驱动器电路14－2的驱动电路11连接。

驱动电路11具有电流源111、开关112、开关113、电流源114。

电流源111的一端经由电源端子VDD而与外部的电源E连接，另一端与开关112的一端连接，控制端子与控制电路13连接。电源E供给直流电压E。

开关112的一端与电流源111连接，另一端经由节点115以及端子VgH而与开关元件SW的栅极连接。

开关113的一端与电流源114连接，另一端经由节点115以及端子VgH而与开关元件SW的栅极连接。

电流源114的一端与开关113的一端连接，另一端与基准电位(例如接地电位)连接，控制端子与控制电路13连接。电流源114的另一端也可以经由基准端子GND而与外部的基准电位(例如接地电位)连接。

在高侧的驱动器电路14－1的驱动电路11中，通过开关112被维持为导通(on)状态且开关113被维持为截止(off)状态，由此电流源111向开关元件SWH的栅极流出电流，对开关元件SWH的栅极进行电荷的充电。在驱动电路11中，通过开关112被维持为截止状态且开关113被维持为导通状态，由此用电流源114从开关元件SWH的栅极吸入电流，从开关元件SWH的栅极进行电荷的放电。即，驱动电路11将电流源111或者电流源114连接于开关元件SWH的栅极来对开关元件SWH进行驱动。

在低侧的驱动器电路14－2的驱动电路11中，通过开关112被维持为导通状态且开关113被维持为截止状态，由此电流源111向开关元件SWL的栅极流出电流，对开关元件SWL的栅极进行电荷的充电。在驱动电路11中，通过开关112被维持为截止状态且开关113被维持为导通状态，由此用电流源114从开关元件SWL的栅极吸入电流，从开关元件SWL的栅极进行电荷的放电。即，驱动电路11将电流源111或者电流源114连接于开关元件SWL的栅极来对开关元件SWL进行驱动。

监视电路12对开关元件SW的两端电压Vds从开始变化到结束变化为止的时间进行监视。监视电路12具有差分电路121、比较电路122、比较电路123、测定电路124。

差分电路121连接在开关电路20与比较电路122、比较电路123之间。差分电路121通过分别接受开关元件SW的源极电压和漏极电压，取源极电压与漏极电压的差分，从而求出开关元件SW的两端电压Vds。差分电路121分别对比较电路122、比较电路123供给开关元件SW的两端电压Vds。

差分电路121可以如图2所示那样构成。图2是表示差分电路121和两个比较电路122、123的结构的电路图。差分电路121具有差分放大器121a、121b以及电阻元件R1～R10。

差分放大器121a的反相输入端子经由电阻元件R3、端子VdH(或者VdL)而与开关元件SW的漏极连接，并且，经由电阻元件R2而与基准电位连接。非反相输入端子经由电阻元件R4、端子VsH(或者VsL)而与开关元件SW的源极连接，并且，经由电阻元件R5而与偏置电压VB连接，经由电阻元件R6而与基准电位连接。输出端子与比较电路122连接，并且，经由电阻元件R1而与反相输入端子连接。由此，差分放大器121a取开关元件SW的漏极电压与源极电压的差分，并作为两端电压Vds输出给比较电路122。

差分放大器121b的反相输入端子经由电阻元件R8、端子VsH(或者VsL)而与开关元件SW的源极连接，并且，经由电阻元件R8、R4、R5而与偏置电压VB连接，经由电阻元件R8、R4、R6而与基准电位连接。非反相输入端子经由电阻元件R9、端子VdH(或者VdL)而与开关元件SW的漏极连接，并且，经由电阻元件R10而与基准电位连接。输出端子与比较电路123连接，并且，经由电阻元件R7而与反相输入端子连接。由此，差分放大器121b取开关元件SW的漏极电压与源极电压的差分，并作为两端电压Vds输出给比较电路123。

此外，电阻元件R1～R10的电阻值也可以相互均等。

图1所示的比较电路122连接在差分电路121与测定电路124之间。比较电路122从差分电路121接受开关元件SW的两端电压Vds。在比较电路122预先设定有阈值Vth1。阈值Vth1与开关元件SW的两端电压Vds的H(高)电平对应。比较电路122将开关元件SW的两端电压Vds与阈值Vth1进行比较。由此，比较电路122在开关元件SW的两端电压Vds从H电平向L(低)电平的转变开始定时或者从L电平向H电平的转变结束定时使比较结果反转。

比较电路122可以如图2所示那样构成。比较电路122具有比较器122a和锁存电路122b。比较器122a的非反相输入端子与差分电路121连接，反相输入端子与阈值Vth1连接。比较器122a从差分电路121接受开关元件SW的两端电压Vds。比较器122a若开关元件SW的两端电压Vds比阈值Vth1高，则输出H电平，若开关元件SW的两端电压Vds比阈值Vth1低，则输出L电平。

图1所示的比较电路123连接在差分电路121与测定电路124之间。比较电路123从差分电路121接受开关元件SW的两端电压Vds。在比较电路123预先设定有阈值Vth2。阈值Vth2比阈值Vth1低。阈值Vth2与开关元件SW的两端电压Vds的L电平对应。比较电路123将开关元件SW的两端电压Vds与阈值Vth2进行比较。由此，比较电路123在开关元件SW的两端电压Vds从L电平向H电平的转变开始定时或者从H电平向L电平的转变结束定时使比较结果反转。

比较电路123可以如图2所示那样构成。比较电路123具有比较器123a和锁存电路123b。比较器123a的反相输入端子与差分电路121连接，非反相输入端子与阈值Vth2连接。比较器123a从差分电路121接受开关元件SW的两端电压Vds。比较器123a若开关元件SW的两端电压Vds比阈值Vth2高，则输出L电平，若开关元件SW的两端电压Vds比阈值Vth2低，则输出H电平。

图1所示的测定电路124根据比较电路122的比较结果和比较电路123的比较结果，测定开关元件SW的两端电压从开始变化到结束变化为止的时间。在开关元件SW的两端电压Vds应该从H电平向L电平转变的情况下，测定电路124测定从比较电路122的比较结果反转的定时到比较电路123的比较结果反转的定时为止的时间Tfall。在开关元件SW的两端电压Vds应该从L电平向H电平转变的情况下，测定电路124测定从比较电路123的比较结果反转的定时到比较电路122的比较结果反转的定时为止的时间Trise。测定电路124对控制电路13提供测定结果。

测定电路124可以如图3所示那样构成。图3是表示测定电路124的结构的电路图。测定电路124具有开关124e～124h、反相器124i、124j、触发器124a、触发器124b、触发器124c、计数器124d。

开关124e的一端与比较电路122连接，另一端与变换器124i连接。反相器124i的输入节点与开关124e、124g连接，输出节点与触发器124a的时钟端子CK连接。开关124f的一端与比较电路122连接，另一端与反相器124j连接。开关124g的一端与比较电路123连接，另一端与反相器124i连接。开关124h的一端与比较电路123连接，另一端与反相器124j连接。反相器124j的输入节点与开关124f、124h连接，输出节点与触发器124a的复位端子R连接。

触发器124a连接在开关124e～124h与触发器124b之间。触发器124a的数据输入端子D与电源电位VCC连接，输出端子Q与触发器124b连接。

在开关元件SW的两端电压Vds应该从H电平向L电平转变的情况下，开关124e、124h被维持为导通状态，开关124f、124g被维持为截止状态。由此，比较电路122的比较结果经由反相器124i而被提供至触发器124a的时钟端子CK，比较电路123的比较结果经由反相器124j而被提供至复位端子R。

例如，触发器124a在比较电路122的比较结果从H电平向L电平变化的定时，其输出从L电平转变为H电平。然后，触发器124a将其输出维持为H电平，但在比较电路123的比较结果从L电平向H电平变化的定时被复位，其输出从H电平转变为L电平。

在开关元件SW的两端电压Vds应该从L电平向H电平转变的情况下，开关124e、124h被维持为截止状态，开关124f、124g被维持为导通状态。由此，比较电路123的比较结果被提供至触发器124a的时钟端子CK，比较电路122的比较结果被提供至复位端子R。

例如，触发器124a在比较电路123的比较结果从H电平向L电平变化的定时，其输出从L电平转变为H电平。然后，触发器124a将其输出维持为H电平，但在比较电路122的比较结果从L电平向H电平变化的定时被复位，其输出从H电平转变为L电平。

触发器124b配置在触发器124a与触发器124c之间。触发器124b的数据输入端子D与触发器124a的输出端子Q连接，用时钟CK端子CK接受时钟信号CK，输出端子Q与触发器124c连接。

触发器124c配置在触发器124b与计数器124d之间。触发器124c的数据输入端子D与触发器124b的输出端子Q连接，用时钟端子CK接受时钟信号CK，输出端子Q与计数器124d连接。

计数器124d配置在触发器124c与控制电路13之间。计数器124d的使能端子EN与触发器124c的输出端子Q连接，用时钟端子CK接受时钟信号CK，用复位端子R接受复位信号RST，输出端子Q与控制电路13连接。

计数器124d在用使能端子EN接受的使能信号被维持为H电平的期间中对用时钟端子CK接受的时钟信号的脉冲数(时钟数)进行计数，将计数值作为所监视到的时间来从输出端子Q进行输出。

控制电路13从监视电路12接受所监视到的时间。控制电路13根据用监视电路12监视到的时间，对电流源111、114的电流值进行控制，以使得开关元件SW的两端电压的压摆率接近目标值。

例如，在开关元件SW的两端电压Vds应该从H电平向L电平转变的情况下，当将计数器124d的计数值设为CV1、将时钟信号CK的周期设为Tck时，控制电路13能够通过如下的式1来求出两端电压Vds的下降时间Tfall。

Tfall＝CV1×Tck···式1

此时，若将比较电路122的阈值设为Vth1、将比较电路123的阈值设为Vth2，则控制电路13能够通过如下的式2来求出开关元件SW的两端电压Vds的下降的压摆率SRfall。

SRfall＝(Vth1－Vth2)/Tfall

＝(Vth1－Vth2)/(CV1×Tck)···式2

控制电路13若压摆率SRfall比目标值SRt大，则根据偏差(SRfall－SRt)来减小电流源111的电流值，若压摆率SRfall比目标值SRt小，则根据偏差(SRfall－SRt)来增加电流源111的电流值。当将电流源111的当前的电流值设为I21、将修正量设为ΔI21时，控制电路13能够如由如下式3所示那样对电流源111的电流I₁₁₁的值进行控制。

I₁₁₁＝I21+ΔI21

＝I21+k1×(SRfall－SRt)···式3

在式3中，k1为修正量ΔI相对于偏差的比例系数，例如为负值。控制电路13生成用于将电流源111的电流I₁₁₁控制为由式3表示的值的控制信号，并提供给电流源111的控制节点。由此，电流源111的电流值能被进行控制，以使得压摆率SRfall接近目标值SRt。

或者，在开关元件SW的两端电压Vds应该从L电平向H电平转变的情况下，当将计数器124d的计数值设为CV2、将时钟信号CK的周期设为Tck时，控制电路13能够通过如下的式4来求出两端电压Vds的上升时间Trise。

Trise＝CV2×Tck···式4

此时，若将比较电路122的阈值设为Vth1、将比较电路123的阈值设为Vth2，则控制电路13能够通过如下的式5来求出开关元件SW的两端电压Vds的上升的压摆率SRrise。

SRrise＝(Vth1－Vth2)/Trise

＝(Vth1－Vth2)/(CV2×Tck)···数式5

控制电路13若压摆率SRrise比目标值SRt大，则根据偏差(SRrise－SRt)来减小电流源114的电流值，若压摆率SRrise比目标值SRt小，则根据偏差(SRrise－SRt)来增加电流源114的电流值。当将电流源114的当前的电流值设为I22、将修正量设为ΔI22时，控制电路13能够如由如下的式6所示那样对电流源114的电流I₁₁₄的值进行控制。

I₁₁₄＝I22+ΔI22

＝I22+k2×(SRrise－SRt)···式6

在式6中，k2为修正量相对于偏差的比例系数，例如为负值。控制电路13生成用于将电流源114的电流I₁₁₄控制为由式6表示的值的控制信号，并提供给电流源114的控制节点。由此，电流源114的电流值能被进行控制，以使得压摆率SRrise接近目标值SRt。

接着，使用图4～图6对包括驱动器电路10的电力变换系统1的动作进行说明。图4是表示包括驱动器电路10的电力变换系统1的动作的波形图。图5是在时间方向上将图4的由单点划线包围的A部分放大而得到的图。图6是在时间方向上将图4的由双点划线包围的B部分放大而得到的图。

驱动器电路10使开关电路20以周期的方式进行开关动作。驱动器电路10交替地反复进行图4所示的(High side ON(高侧导通))的动作和(Low side ON(低侧导通))的动作。在(High side ON)的动作中，驱动器电路10使低侧的开关元件SWL截止，使高侧的开关元件SWH导通来进行驱动。在(Low side ON)的动作中，驱动器电路10使高侧的开关元件SWH截止，使低侧的开关元件SWL导通来进行驱动。在以下中，以高侧的开关元件SWH的驱动为中心进行说明。

在图4所示的定时t1，信号PWM＿U从L电平向H电平转变。与此相应，(High sideON)的动作开始。此时，信号High＿side＿U、Low＿side＿U均被维持为L电平。与此相应，高侧的开关元件SWH、低侧的开关元件SWL均被维持为截止状态。

在定时t2，信号High＿side＿U从L电平向H电平转变。与此相应，高侧的驱动器电路14－1中的监视电路12和控制电路13被激活。此时，即将定时t2之前的期间被确保为死区时间。

在定时t3，高侧的驱动器电路14－1中的开关112导通，开关113截止。控制电路13将目标值作为I11来对电流源111进行控制。由此，如图5所示，电流源111的电流I₁₁₄从零增加到I11，并被维持为I11。与此相应，流入到开关元件SWH的栅极的电流Ig＿High＿side＿U从零增加到I11，开关元件SWH的栅极源极间电压Vgs逐渐增加。然后，电流Ig＿High＿side＿U被维持为I11，但开关元件SWH的栅极源极间电压Vgs持续增加。此外，电流Ig＿High＿side＿U将向栅极流入的方向作为正，将从栅极流出的方向作为负。I11是向栅极流入的方向的电流，为正电流。

在定时t4，控制电路13将目标值从I11变更为I21，将I21作为目标值来对电流源111进行控制。I21的振幅绝对值比I11的振幅绝对值小。I21是对前次的波形下降时的电流量I21’加上前次求出的修正量ΔI21’而得到的值。与此相应，流入到开关元件SWH的栅极的电流Ig＿High＿side＿U从I11减少为I21，开关元件SWH的栅极源极间电压Vgs更缓慢地增加。与此相应，开关元件SWH开始导通，开关元件SWH的两端电压Vds开始减少。然后，电流Ig＿High＿side＿U被维持为I12，但开关元件SWH的栅极源极间电压Vgs持续缓慢地增加，开关元件SWH的两端电压Vds持续减少。

此时，监视电路12对两端电压Vds的变化开始进行监视。差分电路121求出开关元件SWH的一端的电压与另一端的电压的差分电压。比较电路122对差分电压和阈值Vth1进行比较，输出H电平来作为比较结果Vds＿comp1。比较电路123对差分电压和阈值Vth2进行比较，输出L电平来作为比较结果Vds＿comp2。

在定时t5，开关元件SWH的两端电压Vds低于阈值Vth1，比较电路122的比较结果Vds＿comp1反转。与此相应，监视电路12对开关元件SWH的两端电压Vds的变化开始进行检测，开始时间Tfall的监视。即，测定电路124与在比较电路123的比较结果Vds＿comp2被维持为L电平的状态下比较电路122的比较结果Vds＿comp1从H电平转换为了L电平相应地，使计数器124d(参照图3)的使能信号为H电平。由此，测定电路124开始通过计数器124d进行的时间Tfall的计数动作。

在定时t6，开关元件SWH的两端电压Vds低于阈值Vth2，比较电路123的比较结果Vds＿comp2反转。与此相应，监视电路12对开关元件SWH的两端电压Vds的变化结束进行检测，结束时间Tfall的监视。即，测定电路124与在比较电路122的比较结果Vds＿comp1被维持为L电平的状态下比较电路123的比较结果Vds＿comp2从L电平转换为了H电平相应地，使计数器124d(参照图3)的使能信号为L电平。由此，测定电路124结束通过计数器124d进行的时间Tfall的计数动作，向控制电路13输出计数值。

控制电路13根据计数值求出时间Tfall，根据时间Tfall计算压摆率SRfall，从压摆率SRfall的目标值SRt求出偏差，根据偏差来求出修正量ΔI21。该修正量ΔI21被反映于下次的波形下降时的控制。

在定时t7，控制电路13将目标值从I21变更为I31，将I31作为目标值来对电流源111进行控制。I31的振幅绝对值比I21的振幅绝对值大。与此相应，流入到开关元件SWH的栅极的电流Ig＿High＿side＿U从I21增加到I31，开关元件SWH的栅极源极间电压Vgs更急剧地增加。与此相应，开关元件SWH被维持为导通状态，开关元件SWH的两端电压Vds被维持为零。然后，电流Ig＿High＿side＿U被维持为I31，但开关元件SWH的栅极源极间电压Vgs持续增加，被维持为预定值。此时，开关元件SWH的两端电压Vds被维持为零。

在定时t8，控制电路13将目标值从I31变更为零，使开关112截止。

如图5所示，控制电路13在定时t3～t4的期间TP11进行控制以使得电流源111的电流值成为I11，在定时t4～t7的期间TP21进行控制以使得电流源111的电流值成为更小、且反映了压摆率控制的修正量的I21，在定时t7～t8的期间TP31进行控制以使得电流源111的电流值成为更大的I31。由此，能够在使期间TP21中的压摆率控制适当化的同时，谋求确保期间TP11、TP31中的驱动能力。

在图4所示的定时t9，信号PWM＿U从H电平向L电平转变。与此相应，(Low side ON)的动作开始。

在定时t10，高侧的驱动器电路14－1中的开关112被维持为截止状态不变地开关113导通。控制电路13将目标值作为I12来对电流源114进行控制。由此，如图6所示，电流源114的电流I₁₁₄从零减少到I12，并被维持为I12。I12是从栅极流出的方向的电流，为负电流。与此相应，从开关元件SWH的栅极流出的电流Ig＿High＿side＿U从零减少到112的绝对值，开关元件SWH的栅极源极间电压Vgs逐渐减少。然后，电流Ig＿High＿side＿U被维持为I12，但开关元件SWH的栅极源极间电压Vgs持续减少。

在定时t11，控制电路13将目标值从I12变更为I22，将I22作为目标值来对电流源114进行控制。I22的振幅绝对值比I12的振幅绝对值小。I22是对前次的波形下降时的电流量I22’加上前次求出的修正量ΔI22’而得到的值。与此相应，从开关元件SWH的栅极流出的电流Ig＿High＿side＿U从I12的绝对值减少到I22的绝对值，开关元件SWH的栅极源极间电压Vgs更缓慢地减少。与此相应，开关元件SWH开始截止，开关元件SWH的两端电压Vds开始增加。然后，电流Ig＿High＿side＿U被维持为I22，但开关元件SWH的栅极源极间电压Vgs缓慢地持续减少，开关元件SWH的两端电压Vds持续增加。

此时，监视电路12对两端电压Vds的变化开始进行监视。差分电路121求出开关元件SWH的一端的电压与另一端的电压的差分电压。比较电路122对差分电压和阈值Vth1进行比较，输出L电平来作为比较结果Vds＿comp1。比较电路123对差分电压和阈值Vth2进行比较，输出H电平来作为比较结果Vds＿comp2。

在定时t12，开关元件SWH的两端电压Vds超过阈值Vth2，比较电路123的比较结果Vds＿comp2反转。与此相应，监视电路12对开关元件SWH的两端电压Vds的变化开始进行检测，开始时间Trise的监视。即，测定电路124与在比较电路122的比较结果Vds＿comp1被维持为L电平的状态下比较电路123的比较结果Vds＿comp2从H电平转变为了L电平相应地，使计数器124d(参照图3)的使能信号为H电平。由此，测定电路124开始通过计数器124d进行的时间Trise的计数动作。

在定时t13，开关元件SWH的两端电压Vds超过阈值Vth1，比较电路122的比较结果Vds＿comp1反转。与此相应，监视电路12对开关元件SWH的两端电压Vds的变化结束进行检测，结束时间Trise的监视。即，测定电路124与在比较电路123的比较结果Vds＿comp2被维持为L电平的状态下比较电路122的比较结果Vds＿comp1从L电平转变为了H电平相应地，使计数器124d(参照图3)的使能信号为L电平。由此，测定电路124结束通过计数器124d进行的时间Trise的计数动作，向控制电路13输出计数值。

控制电路13根据计数值求出时间Trise，根据时间Trise计算压摆率SRrise，从压摆率SRrise的目标值SRt求出偏差，根据偏差来求出修正量ΔI22。该修正量ΔI22被反映于下次的波形上升时的控制。

在定时t14，控制电路13将目标值从I22变更为I32，将I32作为目标值来对电流源114进行控制。I32的振幅绝对值比I22的振幅绝对值大。与此相应，从开关元件SWH的栅极流出的电流Ig＿High＿side＿U从I22的绝对值增加为I32的绝对值，开关元件SWH的栅极源极间电压Vgs更急剧地减少而成为零。与此相应，开关元件SWH被维持为截止状态，开关元件SWH的两端电压Vds被维持为电源电平。然后，电流Ig＿High＿side＿U被维持为I32，但开关元件SWH的栅极源极间电压Vgs被维持为零。此时，开关元件SWH的两端电压Vds被维持为电源电平。

在定时t15，控制电路13将目标值从I32变更为零，使开关113截止。

如图6所示，控制电路13在定时t10～t11的期间TP12进行控制以使得电流源114的电流值成为I12，在定时t11～t14的期间TP22进行控制以使得电流源114的电流值的绝对值成为更小、且反映了压摆率控制的修正量的I22，在定时t14～t15的期间TP32进行控制以使得电流源114的电流值成为绝对值更大的I32。由此，能够在使期间TP22中的压摆率控制适当化的同时，谋求确保期间TP12、TP32中的驱动能力。

在定时t16，与开关元件SWH的截止动作完成且开关元件SWH被维持为截止状态相应地，信号Low＿side＿U从L电平转变为H电平。与此相应，低侧的驱动器电路14－2中的监视电路12和控制电路13被激活。此时，即将定时t16之前的期间(例如t14～t16的期间)被确保为死区时间。

如上所述，在实施方式中，在驱动器电路10中，对开关元件SW的两端电压从开始变化到结束变化为止的时间进行监视，根据所监视到的时间来对电流源111、114的电流值进行控制，以使得开关元件SW的两端电压的压摆率接近目标值。由此，即使是电容值等特性根据开关元件的选定/偏差、电流/电压/温度依赖性而变化了的情况下，也能够将开关元件SW的两端电压转变时的压摆率控制为适当范围，能够适当地对开关元件进行驱动。因此，能够将EMI噪声控制在容许范围内，能够将电力损失抑制为要求水平以下。

以上对本发明的几个实施方式进行了说明，但这些实施方式是作为例子提示的，并不是意在限定发明的范围。这些新的实施方式能够以其他各种各样的方式来实施，能够在不脱离发明的宗旨的范围内进行各种省略、置换、变更。这些实施方式及其变形包含在发明的范围、宗旨内，并且，包含在权利要求书记载的发明及其等同的范围内。

Claims (9)

1.一种驱动器电路，具备：

驱动电路，其包括第1电流源，将所述第1电流源连接于开关元件的控制端子来对所述开关元件进行驱动；

监视电路，其对所述开关元件的两端电压从开始变化到结束变化为止的时间进行监视；以及

控制电路，其根据所述监视到的时间，对所述第1电流源的电流值进行控制，以使得所述开关元件的两端电压的压摆率接近目标值。

2.根据权利要求1所述的驱动器电路，

所述监视电路对所述两端电压从低于第1阈值到低于第2阈值为止的时间进行监视，

所述控制电路对所述第1电流源的电流值进行控制以使得所述两端电压的压摆率接近第1目标值。

3.根据权利要求2所述的驱动器电路，

所述监视电路对所述两端电压从超过所述第2阈值到超过所述第1阈值为止的时间进行监视，

所述控制电路对所述第1电流源的电流值进行控制以使得所述两端电压的压摆率接近第2目标值。

4.根据权利要求1所述的驱动器电路，

所述监视电路在第1期间对所述两端电压从开始变化到结束变化为止的时间进行监视，

所述控制电路在所述第1期间将所述第1电流源的电流值控制为第1电流值，在所述第1期间之后的第2期间将所述第1电流源的电流值控制为比所述第1电流值大的第3电流值。

5.根据权利要求1所述的驱动器电路，

所述监视电路在第1期间对所述两端电压从开始变化到结束变化为止的时间进行监视，

所述控制电路在所述第1期间将所述第1电流源的电流值控制为第1电流值，在所述第1期间之前的第3期间将所述第1电流源的电流值控制为比所述第1电流值大的第4电流值。

6.根据权利要求1所述的驱动器电路，

所述监视电路在第1期间对所述两端电压从开始变化到结束变化为止的时间进行监视，

所述控制电路在所述第1期间将所述第1电流源的电流值控制为第1电流值，在所述第1期间之前的第3期间将所述第1电流源的电流值控制为比所述第1电流值大的第4电流值，在所述第1期间之后的第2期间将所述第1电流源的电流值控制为比所述第1电流值大的第3电流值。

7.根据权利要求1所述的驱动器电路，

所述监视电路在第1期间对所述两端电压从开始变化到结束变化为止的时间进行监视，根据在所述第1期间所监视到的时间，对所述第1电流源的电流值进行控制以使得所述开关元件的两端电压的压摆率接近第1目标值，并且，将压摆率的目标值确定为第2目标值，在所述第1期间之后的第4期间对所述两端电压从开始变化到结束变化为止的时间进行监视，根据在所述第4期间所监视到的时间，对所述第1电流源的电流值进行控制以使得所述开关元件的两端电压的压摆率接近所述第2目标值。

8.根据权利要求1所述的驱动器电路，

所述监视电路具有：

差分电路，其求出所述开关元件的一端的电压与另一端的电压的差分电压；

第1比较电路，其将所述差分电压与第1阈值进行比较；

第2比较电路，其将所述差分电压与比所述第1阈值低的第2阈值进行比较；以及

测定电路，其根据所述第1比较电路的比较结果和所述第2比较电路的比较结果，测定所述开关元件的两端电压从开始变化到结束变化为止的时间。

9.一种电力变换系统，具备：

包括开关元件的开关电路；和

对所述开关元件进行驱动的权利要求1～8中任一项所述的驱动器电路。