CN1168204A - 通信系统中噪声抑制方法及装置 - Google Patents

Abstract

在通信系统(700)中实现一种噪声抑制系统(109)，在诸如背景噪声电平突增期间，它提供一种改进的更新判决。另外，此噪声抑制系统(109)通过连续监视频谱能量偏差以及，根据预定阈值标准强迫更新来产生一次更新。频谱能量偏差由包含频谱功率值的指数加权部分的先前值的单元决定。指数加权是当前输入能量的函数，意思是：输入信号能量越高，指数窗口越长。反过来，信号能量越低，指数窗口越短。此噪声抑制系统(109)还防止在连续的、非固定输入信号(诸如“连续的音乐”)期间产生一强迫更新。

Description

通信系统中噪声抑制方法及装置

本发明涉及一般的噪声抑制，尤其涉及通信系统中的噪声抑制。

通信系统中的噪声抑制技术广为人知。噪声抑制系统的目的是减少在语音编码中的背景噪声量，从而提高用户编码语音信号的总体性能。完成语音编码的通信系统包括：语音信箱系统、蜂窝无线电话系统、干线通信系统、航空通信系统等等，但也不局限于这些。

一种已被蜂窝无线电话系统采用的噪声抑制技术是频谱相减。在这种方法中，用一适当的分频器将音频输入分成单独的频带(信道)，此单独的频谱信道然后根据每个信道的噪声能量含量进行衰减。这种频谱相减方法利用背景噪声功率频谱密度估算值，为每个信道中的语音产生一信噪比(SNR)，反过来再利用它为每个单独的信道计算一增益系数。然后用该增益系数作为输入，去修正每个单独频谱信道的信道增益。这些信道然后再合并产生经过噪声抑制的输出波形。这种频谱相减方法在模拟蜂窝无线电话系统中实现的一个例子，可参阅美国专利号为4811404的专利，由Vilmur发明，遵照本发明应用指派人的意见，在此一并作为参考。

如前面提到的美国专利中所说一样，当有一突发的、背景噪声电平迅增时，原有的噪声抑制技术受到严重影响。为克服前述技术的这个缺陷，在前述的Vilmur的美国专利中采用的是：若经M帧后依旧没有更新任何一个背景噪声估算，将进行强制更新噪声估算值而不管音量和，此处Vilmur推荐M在50到300之间取值。由于Vilmur所说的一帧是10ms，并假定M取为100，则不管音量VMSUM(也就是不管是否需要进行一次更新)，每一秒至少进行一次更新。

不管音量而强制更新噪声估算会导致即使没有额外的背景噪声加入，用户的语音信号也会衰减。这又反过来导致终端用户接收到的声音质量下降。而且，输入信号不是用户语音信号(如“连续的音乐”)时会导致问题，因为噪声估算的强制更新会在连续的时间间隔内发生。这是由于音乐可能在几秒(或几分种)内没有足够的停顿允许进行正常的背景噪声估算更新。前述技术因此允许每M帧就进行一次强迫更新，因为它没有一种机制能将背景噪声从非稳态输入信号中区分出来。无效的强迫更新不仅减弱了输入信号，同时，由于频谱估算是根据时变非稳态输入来更新的，从而会导致它产生严重变形。

因此，在通信系统中，需要使用一种更为精确和可靠的噪声抑制系统。

图1概括性地描述了一用于通信系统的语音编码器的方框图。

图2概括性地描述了与本发明对应的噪声抑制系统的方框图。

图3概括性地描述了在与本发明对应的噪声抑制系统中所产生的帧对帧重叠。

图4概括性地描述了在与本发明对应的噪声抑制系统中所产生的预加重样值的梯形开窗。

图5概括性地描述了如图2所描述的频谱偏差估算器的方框图，它用于与本发明对应的噪声抑制系统中。

图6概括性地描述了如图2所描述的更新判决器的操作步骤流程图，用于与本发明对应的噪声抑制中。

图7概括性地描述了一采用与本发明对应的噪声抑制系统而从中受益的通信系统的方框图。

图8概括性地描述了采用以前技术实现时，与语音信号的噪声抑制有关的变量。

图9概括性地描述了采用与本发明对应的噪声抑制系统实现时，与语音信号的噪声抑制有关的变量。

图10概括性地描述了采用以前技术实现时，与音乐信号的噪声抑制有关的变量。

图11概括性地描述了采用与本发明对应的噪声抑制系统实现时，与音乐信号的噪声抑制有关的变量。

在通信系统中实现的噪声抑制系统，在背景噪声电平突增期间，它提供一种经改进的更新判决。该噪声抑制系统除了别的以外，通过持续地监视频谱能量偏差以及根据预定阈值标准进行的强迫更新来产生更新。此频谱能量偏差由对先前功率频谱成分的数值进行指数加权的单元来决定。指数加权是当前输入能量的函数，意思是说，输入信号能量越高，该指数窗口就越长。反过来，此信号能量越低，该指数窗口就越短。这样一来，该噪声抑制系统防止了在连续非稳态输入信号(诸如“连续的音乐”)期间进行强迫更新。

一般说来，语音编码器在通信系统中实现噪声抑制系统。该通信系统在信道中用信息帧传输语音样值，信道中的信息帧包含了信道上的噪声。语音编码器以语音样值作为输入，并包括根据偏差来抑制噪声从而生成噪声抑制语音样值的装置，用该装置来抑制语音样值帧中的噪声，此偏差是语音样值当前帧的频域能量与语音样值的大量先前帧的平均频谱能量之间的差值。然后，一种用于对噪声抑制语音样值进行编码的装置对该噪声抑制语音样值进行编码，由该通信系统来传输。在优选实施方式中，该语音编码器要么位于集中基站控制器(CBSC)，要么位于通信系统的移动台(MS)。然而，在其它实施方式中，该语音编码器可以位于移动交换中心(MSC)或基站收发信台(BTS)。还有，在优选实施方式中，该语音编码器是在码分多址(CDMA)通信系统中实现的，但本技术的有利之处是：与本发明对应的该语音编码器和噪声抑制系统可应用到许多不同类型的通信系统中。

在优选实施方式中，用于抑制语音样值的一帧中的噪声的装置包括：根据信道能量估算，用于估算在语音样值当前帧内总信道能量的装置；以及，根据信道能量估算，用于估算语音样值当前帧的频谱功率的装置。它还包括一种根据当前帧的频谱功率估算，对语音样值的大量先前帧的频谱功率进行估算的装置。借助这些信息，一用于判决偏差的装置来决定所述的频谱偏差，该偏差是当前帧的频谱估算与大量先前帧的频谱功率估算之间的差值；根据总的信道能量估算及此判决所得的偏差，一装置对该信道噪声估算进行更新。根据此噪声估算更新，用于修正信道增益的装置修正信道增益，产生噪声抑制语音样值。

在优选实施方式中，用于估算信息的大量先前帧的频谱功率的装置还包括：根据信息的大量先前帧的指数加权来估算这些先前帧的频谱功率的装置，此处对信息的这些先前帧的指数加权是当前信息帧内的总信道能量估算的函数。另外，在此发明优选实施方式中，根据总信道能量估算及判决所得的偏差来进行信道噪声估算更新的装置还包括：对信道噪声估算进行更新的装置，它是根据此总信道能量估算与第一阈值的比较结果，以及判决所得偏差与第二阈值的比较结果来进行的。更明确地说，根据总信道能量估算与第一阈值的比较结果，以及判决所得偏差与第二阈值的比较结果，来对信道噪声估算进行更新的装置还包括用于更新信道噪声估算的装置，它在总信道能量估算大于第一预定数量帧的第一阈值，同时又没有总信道能量估算小于或等于此第一阈值的第二预定数量的连续帧，并且判决所得偏差低于第二阈值时进行更新。在该发明优选实施方式中，此第一预定数量帧是50帧，而第二预定数量的连续帧是6帧。

图1概括性地描述了用于通信系统的语音编码器100的方框图。在该优选实施方式中，此语音编码器100是一率可变语音编码器100，它适于在码分多址(CDMA)通信系统中进行噪声抑制，此通信系统与过渡标准(IS)95兼容。有关IS-95的更多信息，参阅TIA/EIA/IS-95，1993年七月的“双模式宽带扩频蜂窝系统移动站-基站兼容性标准”，在此一并作为参考。另外，在该发明优选实施方式中，此率可变语音编码器100支持IS-95允许的四种比特率中的三种：全速率(速率1-每帧170比特)、1/2速率(速率1/2-每帧80比特)以及1/8速率(速率1/8-每帧16比特)。可喜的是，在后面所描述的实施方式只是个例子而已，此语音编码器100是和许多不同类型的通信系统兼容的。

参看图1，用于对噪声抑制后的语音样值进行编码的装置102采用的是冗余码激励线性预测(RCELP)算法，在本技术中广为人知。有关RCELP算法的更多信息，可参阅W.B.Kleijn，P.Kroon，和D.Nahumi的“RCELP语音编码算法”，发表在1994年9/10月的European Transactions onTelecommunications，第五卷，第5期，573-582页。有关适合率可变操作及CDMA环境中强壮要求的修正RCELP算法的更多信息，参阅D.Nahumi和W.B.Kleijn的“一种改进8kb/s RCELP编码器”，发表在Proc.ICASSP1995上。RCELP是码激励线性预测(CELP)算法的概括。有关CELP算法的更多信息，参阅B.S.Atal和M.R.Schroeder的“在极低比特速率下的随机语音编码”，发表在Proc Int.Conf.Comm.，Amsterdam，1984年，第1610-1613页。上述所有参考文献在此都作为参考。

虽然上述参考文献提供了CELP/RCELP算法的完整说明，但对RCELP算法作一简要描述还是有用的。与CELP编码器不同，RCELP不要求与信源用户的语音信号完全匹配。取而代之的是RCELP与信源残余的“时间回绕”语音信号匹配，此残余与用户语音信号的简化音调包络一致。此用户语音信号的音调包络通过估算每帧中一次的音调延迟得到，并从帧到帧来线性插入此音调。用这种简化音调表示法的一个好处是：在每帧中，可比采用传统的部分音调方法时获得更多的比特，用于随机激发与信道损害的保护。这样一来，在明确的信道条件下，不对确知语音的质量产生影响的同时，提高了帧的错误性能。

参看图1，语音编码器100的输入是一语音信号矢量，s(n)103，以及一外部速率指令信号106。此语音信号矢量103可由一模拟输入通过每秒8000次的采样速率产生，并对所得的语音样值进行线性(均匀)量化，动态范围至少为13比特。此语音信号矢量103也可以由8比特的μ律输入产生，参照ITU-T建议G.711中的表2格式，将其转换成统一的脉冲编码调制(PCM)格式。外部速率指令信号106可以指挥编码器，产生一空包或不仅仅是速率1的一个包。如果接收到了外部速率指令信号106，此信号将接管语音编码器100的内部速率选择机构。

输入语音矢量103被送到噪声抑制装置101中，此装置在本优选实施方式中是噪声抑制系统109。噪声抑制系统109执行与本发明对应的噪声抑制。然后，将经噪声抑制后的语音矢量s(n)112同时送到速率判决模块115以及模型参数估算模块118中。此速率判决模块115利用语音激活检测(VAD)算法和速率选择逻辑电路来确定要产生的包类型(速率1/8、1/2或1)。此模型参数估算模块118进行线性预测编码(LPC)分析，以产生模型参数121。这些模型参数包括一组线性预测系数(LPCs)和一最佳音调延迟(t)。模型参数估算模块118还将LPCs转换为线性频谱对(LSPs)，并计算长时及短时预测增益。

这些模型参数121输入到一可变速率编码模块124中，模块124用与所选速率对应的方法提取受激信号特征并量化这些模块参数121。速率信息是从速率判决信号139获得，该信号同时也输入到此可变速率编码模块124中。如果选择了速率1/8，此可变速率编码模块124将不对语音冗余中的任何周期进行特征提取，而会用简单提取它的能量轮廓特征来替代。对于速率1/2和速率1，此可变编程码块124会利用RCELP算法，去匹配信源用户的时间回绕语音信号残余。编码后，包格式化模块133接收所有这些参数，这些参数在可变速率编码模块124中计算和/或量化所得，包格式化模块133还将包136格式化为与所选速率对应的格式。然后将格式化以后的包136送入复用子层以作进一步处理，速率判决信号139也一样。有关语音编码器100全面操作的进一步细节，参看IS-127公文“EVRC草稿标准(IS-127)”第一版，发行号为TR4 5.5.1.1/95.10.17.06，1995年10月17日，在此一并作为参考。

图2概括性地描述了与本发明对应的改进噪声抑制系统109的方框图。在本优选实施方式中，此噪声抑制系统109用于提高信号质量，它用在语音编码器100的模型参数估算模块118及速率判决模块115中。不过，此噪声抑制系统109通常能和设计人员在特定通信系统中希望实现的任何类型的语音编码器一起工作。值得注意的是，在本应用的图2中描述的几个方框，与Vilmur的美国专利号为4,811,404的图1描述的对应方框功能相仿。遵照本应用指派人的意见，Vilmur的美国专利号为4,811,404的专利在此一并作为参考。

噪声抑制系统109包括一高通滤波器(HPF)200及残余噪声抑制器电路。HPF200的输出S_hp(n)作为残余噪声抑制器电路的输入。尽管该语音编码器的一帧大小是20ms(按IS-95定义)，但此残余噪声抑制器电路的一帧大小是10ms。结果，在此优选实施方式中，执行与本发明对应的噪声抑制步骤是在每20ms语音帧内执行两次。

在开始进行与本发明对应的噪声抑制时，输入信号s(n)经高通滤波器(HPF)200高通滤波后产生信号S_hp(n)。该HPF 200属四阶Chebyshev II型滤波器，截止频率为120Hz，这在本技术中十分熟悉。HPF 200的传递函数定义为： $H_{\mathrm{hp}}\left(z\right)=\frac{\underset{i=0}{\overset{4}{\mathrm{\Σ}}}b\left(i\right)z^{-i}}{\underset{i=0}{\overset{4}{\mathrm{\Σ}}}a\left(i\right)z^{-i}}$ 其中分子分母中的系数分别定义为：

b＝{0.898025036，-3.59010601，5.38416243，-3.59010601，0.898024917}，

a＝{1.0，-3.78284979，5.37379122，-3.39733505，0.806448996}。本技术的有利之处是，任何高通滤波器配置的数值都可采用。

接着，在预加重方框203中，用一平滑梯形窗对信号s_hp(n)开窗，在窗中输入帧(帧“m”)的最开始的D个样值d(m)与前一帧(帧“m-1”)的最末的D个样值重叠。此重叠在图3中看得很清楚。除非额外说明，所有变量的初值都为0，也就是说d(m)＝0；m＜＝0。这可描述如下：

d(m，n)＝d(m-1，L+n)；0＜＝n＜D，其中m是当前帧，n是缓冲区{d(m)}的样值下标，L＝80是帧长，D＝24是样值中的重叠(或延迟)。此输入缓冲区的剩余样值然后根据下式进行预加重：

d(m，D+n)＝S_hp(n)+ξpS_hp(n-1)；0＜＝n＜L，其中ξp＝-0.8是预加重系数。这样在输入缓冲区中有L+D＝104个样值，其中，最开始的D个样值是从前一帧经预加重重叠后得到的，剩下的L个样值是从当前帧输入得到的。

接着，在图2的开窗框204中，平滑梯形窗口400(图4)用于对样值进行处理，以产生离散付立叶变换(DFT)输入信号g(n)。在优选实施方式中，g(n)定义为：

其中M＝128，是DFT序列长度，其余项都已在前面定义。

在图2的信道分配器206中，g(n)在转换为频域信号时采用的离散付立叶变换(DFT)定义如下： $G\left(k\right)=\frac{2}{M}\underset{n=0}{\overset{M-1}{\mathrm{\&Sigma;}}}g\left(n\right)e^{-j2\mathrm{\&pi;nk}/M};0\&le;k<M,$ 其中e^jω是一单位幅度复相位，其瞬时径向位置为ω。它不是经典定义，但它利用了复数快速付立叶变换(FFT)的效率。比例系数2/M从预定的M点实序列得到，这些点用来产生M/2点复数序列，对它用M/2点复数FFT进行变换。在该优选实施方式中，信号G(k)包括65个单独信道。此技术的细节可在Proakis和Manolakis的“数字信号处理导论”(第二版，NewYork，Macmillan，1988年)的721-722页找到。

信号G(k)然后输入到信道能量估算器109中，在那，当前帧m的信道能量估算E_ch(m)由下式决定： $E_{\mathrm{ch}}(m,i)=\max \{E_{\min },{\mathrm{\&alpha;}}_{\mathrm{ch}}\left(m\right)E_{\mathrm{cp}}(m-1,j)+(1-{\mathrm{\&alpha;}}_{\mathrm{ch}}\left(m\right))\frac{1}{f_H\left(i\right)-f_L\left(i\right)+1}\underset{k=f_L\left(i\right)}{\overset{f_H\left(i\right)}{\mathrm{\&Sigma;}}}|G\left(k\right){|}^2\};$

0≤i＜N_c，其中E_min＝0.0625 是信道能量最小允许值，α_ch(m)是信道能量平滑系数(在下定义)，N_c＝16是结合信道数，f_L(i)和f_H(i)分别是低信道结合表f_L和高信道结合表f_H中的第i个元素。在此优选实施方式中，f_L和f_H定义如下：

f_L＝{2，4，6，8，10，12，14，17，20，23，27，31，36，42，49，56}，

f_H＝{3，5，7，9，11，13，16，19，22，26，30，35，41，48，55，63}，信道能量平滑系数α_ch(m)可定义如下：

它的意思是α_ch(m)假定第一帧的值为0(m＝1)，并且所有后续帧的值为0.45。这允许信道能量估算可初始化为第一帧的未经滤波的信道能量。另外，信道噪声能量估算(在下定义)需初始化为第一帧的信道能量，也就是：

E_n(m，i)＝max{E_imt，E_ch(m，i)}m＝1.0＜＝i＜N_c其中E_imt＝16是信道噪声初始能量最小允许值。

然后用当前帧的信道能量估算E_ch(m)来估算量化后的信道信噪比(SNR)索引，这在图2的信道SNR估算器218中进行，定义如下： ${\mathrm{\&sigma;}}_q\left(i\right)=\max \{0,\min \{89,\mathrm{round}\&CenterDot;10\mathrm{lo}{g}_{10}\left(\frac{E_{\mathrm{ch}}(m,i)}{E_n(m,i)}\right)/0.375\left\}\right\}\};0\&le;i<N_c,$ 其中E_n(m)是当前信道噪声能量估算(如后定义)，{σ_q}的取值在0与89之间，包括0与89。

用此信道SNR估算{σ_q}，音量总和在音量计算器215中用下式确定： $V\left(m\right)=\underset{i=0}{\overset{N_c-1}{\mathrm{\&Sigma;}}}V\left({\mathrm{\&sigma;}}_q\left(i\right)\right)$ 其中V(k)是音量表V中90个元素的第k个元素的值，音量表定义如下：V＝{2，2，2，2，2，2，2，2，2，2，2，3，3，3，3，3，4，4，4，5，5，5，6，6，7，7，7，8，8，9，9，10，10，11，12，12，13，13，14，15，15，16，17，17，18，19，20，20，21，22，23，24，24，25，26，27，28，28，29，30，31，32，33，34，35，36，37，37，38，39，40，41，42，43，44，45，46，47，48，49，50，50，50，50，50，50，50，50，50，50}。

当前帧的信道能量估算E_ch(m)同时也用作频谱偏差估算器210的输入，它估算频谱偏差Δ_E(m)。参看图5，此信道能量估算E_ch(m)输入到一对数功率频谱估算器500中，在此，对数功率频谱估算如下：

E_dB(m，i)＝10log₁₀(E_ch(m，i))；0＜＝i＜N_c当前帧的信道能量估算E_ch(m)还输入到总信道能量估算器503中，根据下式，决定当前帧的总信道能量估算E_tot(m)： $E_{\mathrm{tot}}\left(m\right)=10\mathrm{lo}{g}_{10}\left(\underset{i=0}{\overset{N_c-1}{\mathrm{\&Sigma;}}}{E}_{\mathrm{ch}}(m,i)\right).$ 接着，由下式在指数开窗系数判决器506中，决定指数开窗系数α(m)(它是总信道能量E_tot(m)的函数)： $\mathrm{\&alpha;}\left(m\right)={\mathrm{\&alpha;}}_H-\left(\frac{{\mathrm{\&alpha;}}_H-{\mathrm{\&alpha;}}_L}{E_H-E_L}\right)(E_H-E_{\mathrm{tot}}\left(m\right)),$ 它限制在α_H和α_L之间：

           α(m)＝max{α_L，min{α_H，α(m)}}，其中E_H和E是E_tot(m)的线性插入的能量端点(以分贝表示，或dB)，它被转换为α(m)，其范围是α_L≤α(m)≤α_H。这些常数值定义为：E_H＝50，E_L＝30，α_H＝0.99，α_L＝0.50。这些给定后，例如相对能量为40dB的信号，根据上述的计算，用α(m)＝0.745的指数开窗系数。

然后在频谱偏差估算器509中估算频谱偏差Δ_E(m)。频谱偏差A_E(m)是当前功率频谱与平均长时功率频谱估算之间的差值： ${\mathrm{\&Delta;}}_E\left(m\right)=\underset{i=0}{\overset{N_c-1}{\mathrm{\&Sigma;}}}|E_{\mathrm{dB}}(m,i)-{\stackrel{\&OverBar;}{E}}_{\mathrm{dB}}(m,i)|,$ 其中 E_dB(m)是平均长时功率频谱估算，它在长时频谱能量估算器512中用下式决定：

         E_dB(m+1，i)＝α(m) E_dB(m，i)+(1-α(m))E_dB(m，i)  0≤i＜Nc，其中所有的变量已在前面定义。 E_dB(m)的初值定义为帧1的估算所得的对数功率频谱，或为：

E_dB(m)＝E_B(m)；m＝1

在该处，音量和v(m)、当前帧的总信道能量估算E_tot(m)以及频谱偏差Δ_E(m)均输入到更新决定判决器212中，简化了与本发明对应的噪声抑制。判决逻辑电路的伪代码如下所示，并在图6中的流程图中有说明，示范了噪声估算更新判决的进行过程。整个过程从步骤600开始，接着是步骤603清更新标志(update_flag)。然后，步骤604通过检查音量和v(m)是否小于更新阈值(UPDATE_THLD)，完成Vilmur的更新逻辑电路(仅是VMSUM)。如果音量和小于更新阈值，在步骤605清更新计数器(update_cnt)，并在步骤606设置更新标志。步骤603到606的伪代码如下所示：

update_flag＝FALSE；

    if(v(m)＜＝UPDATE_THLD){

         update_flag＝TRUE

         update_cnt＝0

    }

如果在步骤604中，音量和大于更新阈值，则完成与本发明相应的噪声抑制。首先，在步骤607，在频谱偏差Δ_E(m)与偏差阈值(DEV_THLD)相比较的同时，当前帧m的总信道能量估算E_tot(m)与dB表示的噪声下限(NOISE_FLOOR_DB)相比较。如果总信道能量估算大于噪声下限并且频谱偏差小于偏差阈值，则在步骤608更新计数器加1。更新计数器加1以后，在步骤609执行一测试，以判决更新计数器是否大于或等于更新计数器阈值(UPDATE_CNT_THLD)。如果步骤609的测试结果为真，则在步骤606中设置更新标志。步骤607到609及606的伪代码如下：

else if((Etot(m)＞NOISE_FLOOR_DB)and(ΔE(m)＜DEV_THLD)){

           update_cnt＝update_cnt+1

    if(update_cnt＞+UPDATE_CNT_THLD)

          update_flag＝TRUE

    }

从图6可看出，如果步骤607和609的测试为假，或经步骤606设置了更新标志后，就可实现防止更新计数器长时“爬升”的逻辑电路。此磁滞逻辑电路避免了最小频谱偏差的长期累积以及无效强制更新的产生。该过程从步骤610开始执行测试，以判决更新计数器是否已经等于最后六帧(HYSTER_CNT_THLD)的最后更新计数器值(last_update_cnt)。在该优选实施方式中，用六帧作为阈值，但也可以用其它任何数目的帧数。如果步骤610的测试为真，则在步骤611中清除更新计数器，并在步骤612退出而进入下一帧的处理。如果步骤610的测试为假，则直接转到步骤612退出以进入下一帧的处理。步骤610到612的伪代码如下：

if(update_cnt＝＝last_update_cnt)

        hyster_cnt+1

    else

        hyster_cnt＝0

    last_update_cnt＝update_cnt

    if(hyster_cnt＞HYSTER_CNT_THLD)

        update_cnt＝0

在该优选实施方式中，前面用到的常量值如下：

UPDATE_THLD＝35，

NOISE_FLOOR_DB＝10log₁₀(1)，

DEV_THLD＝28，

UPDATE_CNT_THLD＝50，

TYSTER_CNT_THLD＝6。

无论何时，根据一给定帧在步骤606中设置更新标志时，对下一帧的信道噪声估算进行与本发明相应的更新。此信道噪声估算根据下式在平滑滤波器224中进行：

E_n(m+l，i)＝max{E_min，α_nE_n(m，i)+(1-α_n)E_ch(m，i)}，0＜＝i＜N_c其中E_min＝0.0625是信道能量最小允许值，α_n＝0.9是信道噪声平滑系数，它存储在平滑滤波器224本地中。更新后的信道噪声估算保存在能量估算存储器225中，能量估算存储器225的输出是更新后的信道噪声估算E_n(m)。此更新后的信道噪声估算E_n(m)作为前述的信道SNR估算器218的输入，还作为增益计算器233的输入，增益计算器233将在下面描述。

接着，噪声抑制系统109判断是否需进行信道SNR修正。此判决在信道SNR修正器227中进行，它统计信道SNR索引超过索引阈值的信道数目。在修正过程本身期间，信道SNR修正器227降低那些SNR索引低于退化阈值(SETBACK_THLD)信道的SNR值，或在音量和小于音量阈值(METRIC_THLD)时降低所有信道的SNR值。在信道SNR修正器227中进行的信道SNR修正过程的伪代码如下：

index_cnt＝0

    for(i＝NM to Nc-1step1){

         if(σq(i)≥INDEX_THLD)

                 index_cnt＝index_cnt+1

    }

    if(index_cnt＜INDEX_CNT_THLD)

           modify_flag＝TRUE

    else

           modify_flag＝FALSE
				<dp n="d12"/>
    if(modify_flag＝＝TRUE)

         for(i＝O to Nc-1 step1)

              if((υ(m)≤METRIC_THLD)or(σq(i)≤SETBACK_THLD))

                     σ′q(j)＝1

              else

                     σ′q(j)＝σq(i)

    else

         {σ′q}＝{σq}

在该处，信道SNR索引{σ_q}受SNR阈值块230中的SNR阈值限制。常数σ_th存储在SNR阈值块230本地中。在此SNR阈值块230中执行的处理的伪代码如下：

for(i＝O to Nc-1step1)

         if(σ′q(i)＜σth)

                   σ″q(j)＝σth

         else

                   σ″q(j)＝σ′q(i)

在本优选实施方式中，前述常数与阈值为：

      N_M＝5，

      INDEX_THLD＝12，

      INDEX_CNT_THLD＝5，

      METRIC_THLD＝45，

      SETBACK_THLD＝12，

      σ_th＝6。

在该处，受限的SNR索引{σ″_q}输入到增益计算器233中，在那决定信道增益。首先，用下式决定总增益系数： ${\mathrm{\&gamma;}}_n=\max \{{\mathrm{\&gamma;}}_{\min },-10\mathrm{lo}{g}_{10}\left(\frac{1}{E_{\mathrm{floor}}}\underset{i=0}{\overset{N_c-1}{\mathrm{\&Sigma;}}}{E}_n(m,i)\right)\},$ 其中，γ_min＝-13是最小总增益，E_floor＝1是噪声下限能量，E_n(m)是在前帧期间算得的估算噪声频谱。在本优选实施方式中，常数γ_min和E_floor存储在增益计算器233本地中。接着，信道增益(以dB表式)用下式决定：

    γ_dB(i)＝μ_g(σ″_q(i)-σ_rh)+γ_n；  0≤i＜N_c，其中μ_g＝0.39是增益斜率(也存储在增益计算器233本地上)。然后用下式进行线性信道增益转换： ${\mathrm{\&gamma;}}_{\mathrm{ch}}\left(i\right)=\min \{1,{10}^{{\mathrm{\&gamma;}}_{\mathrm{dB}{\left(i\right)}^{\&prime;}20}}\};0\&le;i<N_c,$

在此，变换后的输入信号G(k)利用由上决定的信道增益，根据下述标准在信道增益修正器239生成输出信号H(k)：

上式中的“其它”条件假定k的间隔为0＜＝k＜＝M/2。进一步假定H(k)是偶对称的，这样就还可利用下述条件：

H(M-k)＝H(k)；0＜k＜M/2.然后，信号H(k)用下式的反DFT，在信道组合器242中被转换(还原)到时域： $h(m,n)=\frac{1}{2}\underset{k=0}{\overset{M-1}{\mathrm{\&Sigma;}}}H\left(k\right)e^{j2\mathrm{\&pi;nk}/M};0\&le;n<M,$ 并且，根据下式标准，利用重叠及累加完成频域滤波处理，生成输出信号h′(n)：

利用解加重方框245对信号h′(n)进行信号解加重，生成与本发明对应的噪声抑制信号s(n)：

S(n)＝h(n)+ξ_dS(n-1)；0＜＝n＜L其中ξ_d＝0.8是解加重系数，存储在解加重方框245本地中。

图7概括性地描述了通信系统700的方框图，它利用与本发明对应的噪声抑制系统实现。在优选实施方式中，此通信系统是一码分多址(CDMA)蜂窝无线电话系统。然而，利用本技术可在任何通信系统中实现与本发明对应的噪声抑制系统，可从中获益。这些系统包括：语音信箱系统、蜂窝无线电话系统、干线通信系统、航空通信系统等等，但又不局限于这些。值得注意的一点是：在那些不包括语音编码的通信系统，如模拟蜂窝无线电话系统中，采用与本发明对应的噪声抑制系统也会带来好处。

参看图7，为方便起见采用了缩写。下面是图7中用到的缩写定义列表：

   BTS   基站收发信台

   CBSC  中央基站控制器

   EC    波消除器

   VLR   访问用户位置寄存器

   HLR   本地位置寄存器

   ISDN  综合业务数字网

   MS    移动站

   MSC   移动交换中心

   MM    移动性管理

   OMCR  操作维护中心-无线

   OMCS  操作维护中心-交换

   PSTN  公用交换电话网

   TC    代码转换机

如图7所示，一BTS701-703耦合到一CBCS704中。每个BTS701-703向MS705-706提供射频(RF)通信。在该优选实施方式中，支持RF通信的发射机/接收机(收发信机)硬件在BTSs701-703以及MSs705-706中实现，这在TIA/EIA/IS-95的文献“双模式宽带扩展频谱蜂窝系统的移动台-基站兼容标准”(1993年7月)中有定义，这可从电信工业协会(TIA)获得。CBSC704除了其它事之外，还利用TC710负责呼叫处理，并利用MM709完成移动管理。在此优选实施方式中，图2中描述的语音编码器100的机能位于TC704。CBSC704的其它工作包括特性控制和传输/网络接口技术。有关CBSC704机能的更多信息，参看Bach等人的美国专利，应用序列号为07/997,997，遵照本发明应用指派人的意见，在此一并作为参考。

在图7中还描述了耦合到CBSC704的MM709上的OMCR712。OMCR712负责通信系统700中无线部分(CBSC704和BTS701-703相结合)的操作与一般维护。CBSC704耦合到MSC715中，MSC715提供在PSTN720/ISDN722和CBSC704之间的交换能力。OMCS724负责通信系统700交换部分(MSC715)的操作与一般维护。HLR716和VLR717向通信系统700提供用户信息，主要用于计费目的。ECs711与719用于提高通过此通信系统700传输的语音信号的质量。

CBSC704、MSC715、HLR716和VLR717的机能如图7所示，然而有利的是，本技术中的某个一般技术同样可将这些机能集中到单个单元中。而且，对不同的配置，TC710同样可位于MSC715或BTS701-703中。既然此噪声抑制系统109的机能具有一般性，本发明拟采用在一个单元(如MSC715)中执行与本发明对应的噪声抑制，同时在不同的单元(如CBSC704)中实现语音编码功能。在此实施方式中，经噪声抑制后的信号s′(n)(或代表经噪声抑制后的信号s′(n)的数据)通过链路726，从MSC715传送到CBSC704。

在此优选实施方式中，TC710利用如图2所示的噪声抑制系统109，进行与本发明对应的噪声抑制。将MSC715与CBSC704耦合到一起的链路726是一T1/E1链路，本技术人员对此十分熟悉。将TC710放到CBSC中后，由于TC710对输入信号(从T1/E1链路726输入)进行了压缩，链路预算可提高4倍。压缩后的信号传送到某特定的BTS701-703中，由它传输给某特定的MS705-706。要注意的是，传送给特定BTS701-703的是压缩信号，在进行传输前还要在BTS701-703中作进一步的处理。也就是说，最终发射给MS705-706的信号与TC710输的压缩信号相比，形式不同但本质一样。在任何情形下，用噪声抑制系统109(如图2)对TC710输出的压缩信号进行与本发明对应的噪声抑制。

当MS705-706接收到由BTS701-703发射的的信号时，MS705-706会“还原”(通常是指“解码”)在BTS701-703中所作的所有操作以及由TC710所作的语音编码。当MS705-706发射回信号给BTS701-703时，它同样完成语音编码。因此，图1中的语音编码器在MS705-706中同样也有，这样一来，MS705-706也执行与本发明对应的噪声抑制。信号经噪声抑制后，由MS705-706发射(MS还对信号作进一步的处理以改变信号格式，但不改变其本质)给BTS701-703，BTS701-703对信号进行“还原”，将所得信号发送给TC710以进行语音解码。经TC710的语音解码后，信号通过T1/E1链路726发送给一终端用户。由于终端用户与MS705-706的用户最终接收的都是经过了与本发明对应的噪声抑制，因此每个用户可获得语音编码器100的噪声抑制系统109带来的好处。

图8概括性地描述了采用以前技术时，与语音信号的噪声抑制有关的变量；而图9则概括性地描述了采用与本发明对应的噪声抑制系统时，与语音信号的噪声抑制有关的变量。在此，不同的曲线代表不同状态变量的值，它们是帧序号m的函数，如水平轴所示。图8和图9的第一条曲线(曲线1)显示的总信道能量E_tot(m)，接着是音量和v(m)、更新计数器(update_cnt或Vilmur中的TIMER)、更新标志(update_flag)、信道噪声估算和(∑E_n(m，i)以及估算信号衰减10log₁₀(E_input/E_output)，其中输入是S_hp(n)，输出是s′(n)。

参看图8和图9，在曲线1中可观察到，背景噪声的增加就在帧600之前。在帧600以前的输入是一“干净的”(低背景噪声)语音信号801。当背景噪声803突然增加时，曲线2中描述的音量和v(m)也相应增加，并且以前的噪声抑制方法较差。从该状态还原的能力如曲线3所示，其中更新计数器(update_cnt)只要不执行更新，就允许一直增加。在本例中显示，大约在帧900的有效语音期间更新计数器达到更新阈值(UPDATE_CNT_THLD)300(对Vilmur)。大约在帧900设置更新标志(update_glag)，如曲线4所示，利用曲线5所示的有效语音信号可完成背景噪声估算的更新。这可通过曲线6所示的有效语音的衰减观察到。着重注意的是：噪声估算的更新发生在语音信号期间(曲线1的帧900是在语音期间)，通过语音信号不必要的更新产生的“掩蔽”效应来完成的。同样，由于更新计算阈值可能在正常语音期间终止，为防止这样的更新需要一相对较高的阈值(300)。

参看图9，更新计数器只在背景噪声增加期间但在语音信号开始之前增加。同样，更新阈值可下降到50而依旧保持可靠的更新。在此，更新计数器直到帧650方达到更新计数器阈值(UPDATE_CNT_THLD)50，这使噪声抑制系统109有足够的时间，在语音信号帧800返回之前集中于新噪声状态。在这段时间中，可看到衰减只在非语音帧期间发生，从而不产生语音信号的“掩蔽”效应。结果，终端用户听到的是经过改进的语音信号。

语音信号得到改进是由于：更新判决是基于当前帧能量与先前帧平均能量之间的频谱偏差，而不是简单地让定时器在没有正常音量更新时中止工作。在后一种情形下(就象Vilmur所提到的)，系统察觉到语音信号增加的同时，若噪声突然增加，它就无法从真实语音信号中将增加的背景噪声电平区分出来。而利用频谱偏差可将背景噪声从真实语音信号中区分出来，从而提高了更新判决。

图10概括性地描述了采用以前的技术时，与音乐信号的噪声抑制有关的变量，而图11概括性地描述了采用与本发明对应的技术实现噪声抑制时，与音乐信号的噪声抑制有关的变量。为了说明，图10和图11中，直到帧600的信号与图8和图9中的干净信号800是一样的。参看图10，以前的技术方法的作用与图8中描述的背景噪声的例子几乎一样。在帧600，音乐信号805产生如曲线2所示的实际连续音量和v(m)，它最后被更新计数器(如曲线3所示)在帧900处丢弃。当音乐信号805的特性随时间变化时，曲线6所示的衰减降低，但更新计数器继续丢弃音量，如在帧1800处所示。相反地，如图11所示，更新计数器(曲线3所示)从未达到阈值(UPDATE_CNT_THLD)50，因此不进行更新。参看图11的曲线6，事实上没有产生更新，在曲线6中，音乐信号805的衰减是常数0dB(也就是没有衰减产生)。因此，用户听音乐(例如，“连续的音乐”)时，采用以前的技术实现噪声抑制时会听到不想要的音乐电平的变化；而采用与本发明对应的技术实现噪声抑制时，音乐是维持在所希望的恒定电平上。

尽管本发明是在特定实施方式中进行演示与描述的，本技术的熟练技术人员能够理解那些不脱离本发明实质及范围的形式与具体细节的各种改变。在接下来的权利要求书中包括：相应的结构、材料、行为以及所有装置或步骤的等价装置或步骤加上功能单元，以及与其它任何结构、材料或功能执行行为及其它特别声明的单元的结合。

我的权利要求如下：

Claims (31)

1.一种用于通信系统中的噪声抑制方法，此通信系统用信道内的信息帧实现信息发送，信道内的信息帧有噪声，需要进行信道的噪声估算，该方法包括以下步骤：

估算信息当前帧内信道能量；

根据估算所得的信道能量，在信息当前帧内估算总信道能量；

根据估算所得的信道能量，在信息当前帧内估算频谱功率；

根据估算所得的当前帧的频谱功率，估算大量信息先前帧的频谱功率；

确定当前帧频谱估算与这些先前帧的频谱功率估算之间的偏差；以及，

根据总信道能量估算及确定所得的偏差，更新信道的噪声估算。

2.权利要求1的方法，还包括：根据噪声估算的更新来修正信道增益以产生噪声抑制信号的步骤。

3.权利要求1的方法，其中，估算大量信息先前帧的频谱功率的步骤还包括：根据这些信息先前帧的指数加权来估算大量先前帧的频谱功率的步骤。

4.权利要求3的方法，其中，信息先前帧的指数加权是信息当前帧内的总信道能量估算的函数。

5.权利要求1的方法，其中，根据总信道能量估算和确定所得的偏差来更新信道噪声估算的步骤还包括：根据总信道能量估算与第一阈值的比较结果，以及确定所得的偏差与第二阈值的比较结果来更新信道噪声估算的步骤。

6.权利要求5的方法，其中，根据总信道能量估算与第一阈值的比较结果，以及确定所得的偏差与第二阈值的比较结果来更新信道噪声估算的步骤还包括：当总信道能量估算大于第一阈值，并且确定所得的偏差低于第二阈值时，更新信道噪声估算的步骤。

7.权利要求6的方法，其中，当总信道能量估算大于第一阈值，并且确定所得的偏差低于第二阈值时，更新信道噪声估算的步骤还包括：当第一给定数量帧的总信道能量估算大于第一阈值，同时没有第二给定数量的后续帧的总信道能量估算小于等于第一阈值时，更新信道噪声估算的步骤。

8.权利要求7的方法，其中，第一预定数量帧还包括50帧。

9.权利要求7的方法，其中，第二预定数量的后续帧还包括6帧。

10.权利要求1的方法，其中，此方法可在移动交换中心(MSC)、集中式基站控制器(CBSC)、基站收发信台(BTS)或移动台(MS)之中的任何一个内实现。

11.一种用于在通信系统抑制噪声的装置，此通信系统利用信道内的信息帧实现信息传送，信道内的信息帧含有噪声，因此要进行信道噪声估算，该装置包括：

用于估算信息当前帧内信道能量的装置；

根据信道能量估算，估算信息当前帧内总信道能量的装置；

根据信道能量估算，估算信息当前帧内的频谱功率的装置；

根据当前帧的频谱功率估算，估算大量信息先前帧的频谱功率的装置；

用于确定当前帧的频谱估算与大量先前帧的频谱功率估算之间偏差的装置；以及，

根据总信道能量估算与确定所得的偏差，用于更新信道噪声估算的装置。

12.权利要求11的装置，还包括根据噪声估算的更新来修正信道增益的装置，以产生噪声抑制信号。

13.权利要求11的装置，其中，此装置耦合到一语音编码器中，此语音编码器的输入是噪声抑制信号。

14.权利要求11的装置，其中，此装置可位于通信系统中的移动交换中心(MSC)、集中基站控制器(CBSC)、基站收发信台(BTS)或移动台(MS)任何一个之中。

15.权利要求14的装置，其中，通信系统还包括码分多址(CDMA)通信系统。

16.权利要求11的装置，其中，用于估算大量信息先前帧的频谱功率的装置还包括：根据信息先前帧的指数加权，用于估算大量先前帧的频谱功率的装置。

17.权利要求16的装置，其中，信息先前帧的指数加权是信息当前帧内的总信道能量估算的函数。

18.权利要求11的装置，其中，根据总信道能量估算以及判决所得的偏差，来更新信道噪声估算的装置还包括：根据总信道能量估算与第一阈值的比较结果，以及判决所得偏差与第二阈值比较结果，来进行信道噪声估算更新的装置。

19.权利要求18的装置，其中，根据总信道能量估算与第一阈值的比较结果，以及判决所得偏差与第二阈值比较结果，来进行信道噪声估算更新的装置还包括：当总信道能量估算大于第一阈值，并且判决所得的偏差低于第二阈值时，用于更新信道噪声估算的装置。

20.权利要求19的装置，其中，当总信道能量估算大于第一阈值，并且判决所得的偏差低于第二阈值时，用于更新信道噪声估算的装置还包括：当第一预定数量帧的总信道能量估算大于第一阈值，同时没有第二预定数量的后续帧的总信道能量估算小于或等于此第一阈值时，用于更新信道噪声估算的装置。

21.权利要求20的装置，其中，第一预定数量的帧还包括50帧。

22.权利要求20的装置，其中，第二预定数量的后续帧还包括6帧。

23.一种在通信系统中用于语音编码的语音编码器，此通信系统利用信道内的信息帧传送语音样值，信道内的这些信息帧含有信道噪声，此语音编码器以语音样值作为输入，此语音编码器包括：

根据语音样值当前帧频谱能量与大量语音样值先前帧的平均频谱能量之间的偏差，来抑制语音样值一帧内的噪声的装置，以生成噪声抑制语音样值；以及，

对通信系统传送的噪声抑制语音样值进行编码的装置。

24.权利要求23的语音编码器，其中，此语音编码器可位于通信系统的移动交换中心(MSC)、集中基站控制器(CBSC)、基站收发信台(BTS)或移动台(MS)任何一个之中。

25.权利要求24的语音编码器，其中，通信系统还包括码分多址(CDMA)通信系统。

26.权利要求23的语音编码器，其中，在一帧语音样值内进行噪声抑制的装置还包括：

根据信道能量估算，估算语音样值当前帧内的总信道能量的装置；

根据信道能量估算，估算语音样值当前帧的频谱功率的装置；

根据当前帧的频谱功率估算，估算大量语音样值先前帧的频谱功率的装置；

用于确定当前帧的频谱估算大量先前帧的频谱功率估算之间的偏差的装置；以及

根据总信道能量估算和确定的偏差，用于更新信道噪声估算的装置；以及

根据噪声估算的更新，用于修正信道增益以产生噪声抑制语音样值的装置。

27.一种用于通信系统中语音编码的语音编码器，通信系统利用信道内的信息帧传送语音信号，信道内的这些信息帧含有信道噪声，此语音编码器以语音信号作为输入，此语音编码器包括：

根据语音信号当前帧内的频谱能量与语音信号的大量先前帧内的平均频谱能量之间的偏差，来抑制包含此语音信号的帧的噪声，以产生噪声抑制语音信号的装置；以及

用于编码此噪声抑制语音信号以供此通信系统传送的装置。

28.权利要求27的语音编码器，其中，此语音编码器可位于通信系统的移动交换中心(MSC)、集中基站控制器(CBSC)、基站收发信台(BTS)或移动台(MS)任何一个之中。

29.权利要求28的语音编码器，其中，通信系统还包括码分多址(CDMA)通信系统。

30.权利要求27的语音编码器，其中，用于抑制包括语音信号的一帧内的噪声的装置还包括：

根据信道能量估算，估算此语音信号的当前帧内的总信道能量的装置；

根据信道能量估算，估算此语音信号的当前帧内的频谱功率的装置；

根据当前帧的频谱功率估算，估算语音信号的大量先前帧内的频谱功率的装置；

确定当前帧的频谱估算与大量先前帧的频谱的功率估算之间偏差的装置；以及，

根据总信道能量与确定所得的偏差，更新信道噪声估算的装置；以及，

根据噪声估算的更新，来修正信道增益，以产生噪声抑制语音信号的装置。

31.权利要求30的语音编码器，其中，语音信号既可以是模拟语音信号，也可以是数字语音信号。

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