CN116760675A - 一种共用信道gmsk信号相干解调方法 - Google Patents

Abstract

本发明涉及一种共用信道GMSK信号相干解调方法，属于信号解调领域。该方法对接收到的射频信号先进行下变频处理，得到零中频的基带信号。然后，对零中频基带信号进行低通滤波处理，最后，通过对GMSK信号的频偏和相偏进行估计与补偿，消除信号的频偏和相偏。结合对突发脉冲的联合相关捕获，确定信号的起始位置；从起始位置开始对基带信号进行解调处理，得到解调数据，恢复出发送端发送的原始信息。

Description

一种共用信道GMSK信号相干解调方法

技术领域

本发明属于信号解调领域，特别是涉及一种共用信道GMSK信号相干解调方法。

背景技术

GMSK信号采用高斯脉冲成型和连续相位频移键控(CPFSK)，具有包络恒定、带外辐射小、带宽利用率高且功放效率高等优点，被广泛应用于数字移动通信中。GMSK调制是一种有记忆的非线性调制，相比于线性调制，GMSK解调算法通常具有较高的复杂度，目前常用的解调算法主要有鉴频检测、差分检测和匹配滤波三种。

鉴频检测通过检测接收信号的瞬时频率是否大于或小于载波频率来解调数据，鉴频检测具有结构简单，但是由于鉴频检测没有利用传输比特间的连续相位造成其解调增益不高。鉴频检测不但容易受各种频移干扰，而且难以在数字电路中实现。

差分检测是一类较为常用的解调方式，如1bit差分解调、2bit差分解调等。差分检测是根据在一个比特周期内信号相位加π/2或减π/2的特性来判决接收的数据，但差分检测在一个时刻对相位的错判会造成2个bit的数据错误，额外的引入部分误码，造成误码率较高。

匹配滤波将GMSK调制看作多脉冲调制，然而GMSK是一种具有记忆特性的调制，这种解调方式势必会造成信息的损失且通常算法复杂度较高。

相干解调相比上述几种方式有较高的增益和低的误码，但需要对载波的频偏和相位进行估计和补偿，当工作频段较高时，很难通过数字电路对频偏和相位进行估计及补偿。

发明内容

本发明所解决的技术问题是：克服现有技术的不足，提供一种共用信道GMSK信号相干解调方法，不需要对载波频偏和相偏的估计与补偿的情况下，得到相干解调理论增益相当的解调增益。

本发明的技术方案是：一种共用信道GMSK信号相干解调方法，该方法包括如下步骤：

对接收的共用信道GMSK射频信号进行下变频及低通滤波处理，得到零中频的共用信道GMSK数字基带信号S_r(t)；

将共用信道GMSK数字基带信号S_r(t)实时序贯存储至信号接收存储器，同时，对共用信道GMSK数字基带信号S_r(t)进行捕获处理，找到信号接收存储器中共用信道GMSK数字基带信号S_r(t)完整帧的位置；

从帧起始数据位开始，从信号接收存储器中取出一帧完整的数字基带信号S_r(t)，计算共用信道GMSK数字基带信号S_r(t)每个脉冲的前导相位估计值和后导相位估计值；

根据共用信道GMSK数字基带信号S_r(t)每个脉冲前导相位估计值和后导相位估计值，进行共用信道GMSK数字基带信号S_r(t)的频偏估计，得到共用信道GMSK数字基带信号S_r(t)的频偏估计值；

根据共用信道GMSK数字基带信号S_r(t)的频偏估计值，对共用信道GMSK数字基带信号S_r(t)进行频偏补偿，得到无频偏GMSK数字基带信号；

根据频偏补偿后基带信号各脉冲前导频序列、后导频序列，对无频偏GMSK数字基带信号进行相偏估计并进行相偏补偿，得到无频偏无相偏的GMSK相干信号；

对无频偏无相偏的GMSK信号进行IQ分离，得到I路信号和Q路信号；

对I路信号和Q路信号进行解旋处理，得到I路数据和Q路数据；

对I路数据和Q路数据转换为串行数据，即得到解调数据，恢复出共用信道GMSK数字基带信号中的原始数据。

优选地，信号接收存储器宽度为1bit，长度大于一帧共用信道GMSK数字基带信号的数据位数，将共用信道GMSK数字基带信号S_r(t)实时序贯存储至信号接收存储器的方式为：

每收到1bit共用信道GMSK数字基带信号,信号接收存储器中存储的数据向前滑动一位，新收到的数据位存入信号接收存储器的最后。

优选地，对共用信道GMSK数字基带信号S_r(t)进行捕获处理，具体过程如下：

按照从后向前的顺序，从信号接收存储器中取出每个脉冲的前导频序列和后导频序列对应位置的数据；

将每个脉冲的前导频序列与本地对应脉冲的前导频序列作共轭复乘，将每个脉冲后导频序列与本地对应脉冲的后导频序列作共轭复乘；

将每个脉冲的前导频复乘结果累加，得到每个脉冲前导频信号相关值；将每个脉冲的后导频复乘结果累加，得到每个脉冲后导频信号相关值；

将一帧共用信道GMSK数字基带信号S_r(t)所有脉冲信号前导频信号相关值、后导频相关值进行相加求和作为整帧共用信道GMSK数字基带信号S_r(t)接收信号的相关值；

当整帧共用信道GMSK数字基带信号S_r(t)的相关值大于阈值时，认为捕获成功，此时，信号接收存储器中最后的数据位对应共用信道GMSK数字基带信号完整数据帧的帧尾，退出捕获处理；否则，认为捕获不成功，待信号接收存储器更新之后，重新执行步骤S3.2～步骤S3.5。

优选地，所述共用信道GMSK数字基带信号S_r(t)每个脉冲前导相位估计值和后导相位估计值计算方法为：

根据脉冲格式，从信号接收存储器中分别取出脉冲的前导频序列r_h(n)和后导频序列r_t(m)，将脉冲的前导频序列r_h(n)与对应脉冲本地前导频序列h(n)做复数相乘，将脉冲的后导频序列r_t(m)与对应脉冲的后导频序列t(m)做复数相乘；

P_h(n)＝r_h(n)*h(n)

P_t(m)＝r_t(m)*t(m)

其中，n为前导频序列对应的比特位索引，其取值范围为n∈[0,N-1]，N为前导频序列的长度；m为后导频序列对应的比特位索引，其取值范围为m∈[0,M-1]，M为后导频序列的长度；P_h(n)为前导频序列复乘结果，P_t(m)为后导频序列复乘结果；

分别将前导频序列复乘结果P_h(n)和后导频序列复乘结果P_t(m)累加求和；

其中，S_h为前导频序列复乘结果P_h(n)的累加和，S_t为后导频序列复乘结果P_t(m)的累加和；

根据前导频序列复乘累加和S_h求前导相位估计值，根据后导频序列复乘累加和S_t求后导相位估计值；

为共用信道GMSK信号脉冲的前导相位估计，/>为共用信道GMSK信号的后导相位估计，angle()为求取相位运算。

优选地，所述GMSK信号的频偏估计值通过如下方法计算：

根据共用信道GMSK信号每个脉冲前后导频间的时间长度及前后导频相位估计值和/>估计每个脉冲对应的频偏Δf_k：

其中，k为脉冲索引，其取值范围为k∈[0,K-1]，K为一帧数字基带信号所包含的脉冲个数；为第k个脉冲的后导相位估计；/>为第k个脉冲的前导相位估计；Δf_k为第k个脉冲对应的频偏估计值；Δt为前后导频间距的时间长度；

对所有脉冲的频偏估计值进行均值处理作为当前数据帧的频偏估计值，即：

Δf为整帧信号的频偏估计值，K为一帧信号所包含的脉冲个数。

优选地，频偏补偿的方法如下；

根据频偏估计值生成频偏补偿信号S_cf(t)：

S_cf(t)＝e^j2πΔft＝e^jΔωt

根据频偏补偿信号S_c(t)对共用信道GMSK数字基带信号S_r(t)

作频偏补偿：

其中，S_r′(t)即为频偏补偿后的信号。

优选地，相偏补偿的方法如下：

对频偏补偿后的信号S_r′(t)分别求取每个脉冲前导频序列的相位估计值θ_k ¹和后导频序列的相位估计值

将每个脉冲前导频序列的相位估计值和后导频序列的相位估计值θ_k ²进行平均处理，作为当前脉冲的相偏估计值Δθ_k：

对所有脉冲的相偏估计值进行均值处理，作为整帧信号S_r′(t)的相偏估计值

其中，k为脉冲索引，其取值范围为k∈[0,K-1]，K为一帧数据所包含的脉冲个数；

根据相偏估计值生成相偏补偿信号S_cp(t)：

根据相偏补偿信号S_cp(t)对接收信号S_r′(t)作相偏补偿，得到去相偏信号S_r″(t)：

优选地，IQ符号分离的方法为：

奇数位置的码元为I路符号，偶数位置的码元为Q路符号。

优选地，所述解旋处理的具体方法如下：

对于I路符号，奇数位置的符号通过乘以1，即保持不变进行解旋，偶数位置的符号乘以-1，即取反进行解旋；对于Q路符号，奇数位置的符号通过乘以-1，即取反进行解旋，偶数位置的符号乘以1，即保持不变进行解旋。

优选地，所述并串转换的具体方法如下：

将解旋后的IQ路并行数据转换为串行的解调数据，I路数据位于串行解调数据的奇数位置，Q路数据位于串行解调数据的偶数位置，即可恢复出发送端发送的原始数据。

本发明与现有技术相比的有益效果是：

(1)、本发明由于采用基于脉冲导频的频偏相偏估计与补偿方法，实现了共用信道中GMSK信号的相干解调，相比现有技术中的相干解调方法，不需要对载波频偏和相偏的估计与补偿，在满足相干解调理论增益的前提下，简化了GMSK信号相干解调过程。

(2)、本发明采用脉冲联合捕获的方法对共用信道GMSK信号进行捕获，相比于现有技术中通过同步字进行帧同步的方法，具有更低的捕获门限和更低的虚警概率，能更好地应用于低信噪比传输环境下。由于，脉冲联合捕获采用脉冲中的导频序列，充分利用脉冲中的导频序列，不引入新的开销。

(3)、本发明频偏估计通过对共用信道GMSK信号每个脉冲的频偏进行估计，然后将所有脉冲频偏估计值的均值作为共用信道GMSK信号的频偏估计值，由于脉冲的长度较短，脉冲频偏估计的精度更高、粒度更细、范围更宽，能很好的适用于时变频率选择性衰落信道。

(4)、本发明频偏补偿通过对共用信道GMSK信号的频偏进行补偿，保证了GMSK相干信号频偏的精度，降低了相干解调的误码率。

(5)、本发明解旋处理通过对GMSK的信号线性近似处理将有记忆非线性调制转换为线性调制，通过解旋的方式得到IQ路数据，在满足误码率的前提下，简化了GMSK信号解调处理的过程。

(6)、本发明由于对其频偏和相偏的估计补偿是根据脉冲中导频序列来进行估计补偿的，因此，对于不同频偏要求的应用只需要修改脉冲格式即可，具有较高的灵活性。

附图说明

图1为本发明实施例共用信道GMSK信号完整的信号帧格式；

图2为本发明实施例脉冲格式；

图3为本发明实施例的GMSK信号相干解调方法流程图。

具体实施方式

以下结合附图对本发明进行详细说明。

本发明提供了一种高增益的GMSK信号相干解调方法，能很好的工作在信噪比较低的环境中。

所述共用信道GMSK信号完整的信号帧由多个脉冲组成。信号帧格式如图1所示。脉冲格式如图2所示。

脉冲主要包括保护(PA)，前导频序列(PN0)、后导频序列(PN1)、数据(DATA)和脉冲时间保护(Tg)。保护主要用于脉冲跳变过程中的信号非平稳过度，前后导频用于频偏估计及脉冲捕获，数据为脉冲所携带的有效数据，脉冲时间保护主要用于跳频传输体制中的时间抖动，可以为0。

图3中描绘了比传统方法更直观的GMSK相干解调方法,该方法包括如下步骤：

S1、对接收的共用信道GMSK射频信号进行下变频及低通滤波处理，得到零中频的共用信道GMSK数字基带信号S_r(t)；

接收到射频信号后进行下变频处理。

S_IF(t)＝S_RF(t)×cos(ω₀t)

S_IF(t)为下变频处理后得到的中频信号，S_RF(t)为射频信号，其频率成分为ω₁，cos(ω₀t)为下变频的本征信号，经过混频器后S_RF(t)信号频谱被搬移到(ω₁+ω₀)和(ω₁-ω₀)处，经过低通滤波处理后，滤除(ω₁+ω₀)的高频成分，保留低频成分，即可将射频信号的频谱搬移到零中频处。

S_r(t)为经过下变频及低通滤波处理后的零中频共用信道GMSK数字基带信号，h₁(t)为低通滤波器的系数，ω为共用信道GMSK的数字频率，Δω为共用信道GMSK信号在传输过程中引入的频偏，Δφ为共用信道GMSK信号在传输过程中引入的相偏。

S2、将共用信道GMSK数字基带信号S_r(t)实时序贯存储至信号接收存储器，同时，对共用信道GMSK数字基带信号S_r(t)进行捕获处理，找到信号接收存储器中共用信道GMSK数字基带信号S_r(t)完整帧的位置；

对共用信道GMSK数字基带信号S_r(t)进行捕获处理，具体过程如下：

S2.1、按照从后向前的顺序，从信号接收存储器中取出每个脉冲的前导频序列和后导频序列对应位置的数据；

S2.2、将每个脉冲的前导频序列与本地对应脉冲的前导频序列作共轭复乘，将每个脉冲后导频序列与本地对应脉冲的后导频序列作共轭复乘；

即，第一个脉冲的前导频序列和第一个脉冲本地前导频序列作共轭复乘，第一个脉冲的后导频序列和第一个脉冲本地后导频序列作共轭复乘，第二个脉冲的前导频序列和第二个脉冲本地前导频序列作共轭复乘，第二个脉冲的后导频序列和第二个脉冲本地后导频序列作共轭复乘，以此类推，所有脉冲均通过同样的操作；

S2.3、将每个脉冲的前导频复乘结果累加，得到每个脉冲前导频信号相关值；将每个脉冲的后导频复乘结果累加，得到每个脉冲后导频信号相关值；

S2.4、将一帧共用信道GMSK数字基带信号S_r(t)所有脉冲信号前导频信号相关值、后导频相关值进行相加求和作为整帧共用信道GMSK数字基带信号S_r(t)接收信号的相关值；

S2.5、当整帧共用信道GMSK数字基带信号S_r(t)的相关值大于阈值时，认为捕获成功，此时，信号接收存储器中最后的数据位对应共用信道GMSK数字基带信号完整数据帧的帧尾，退出捕获处理；否则，认为捕获不成功，待信号接收存储器更新之后，重新执行步骤S3.2～步骤S3.5。

S3、从帧起始数据位开始，从信号接收存储器中取出一帧完整的数字基带信号S_r(t)，计算共用信道GMSK数字基带信号S_r(t)每个脉冲的前导相位估计值和后导相位估计值；

所述共用信道GMSK数字基带信号S_r(t)每个脉冲前导相位估计值和后导相位估计值计算方法为：

S3.1、根据脉冲格式，从信号接收存储器中分别取出脉冲的前导频序列r_h(n)和后导频序列r_t(m)，将脉冲的前导频序列r_h(n)与对应脉冲本地前导频序列h(n)做复数相乘，将脉冲的后导频序列r_t(m)与对应脉冲的后导频序列t(m)做复数相乘；

P_h(n)＝r_h(n)*h(n)

P_t(m)＝r_t(m)*t(m)

其中，n为前导频序列对应的比特位索引，其取值范围为n∈[0,N-1]，N为前导频序列的长度；m为后导频序列对应的比特位索引，其取值范围为m∈[0,M-1]，M为后导频序列的长度；P_h(n)为前导频序列复乘结果，P_t(m)为后导频序列复乘结果；

S3.2、分别将前导频序列复乘结果P_h(n)和后导频序列复乘结果P_t(m)累加求和；

其中，S_h为前导频序列复乘结果P_h(n)的累加和，S_t为后导频序列复乘结果P_t(m)的累加和；

S3.3、根据前导频序列复乘累加和S_h求前导相位估计值，根据后导频序列复乘累加和S_t求后导相位估计值；

为共用信道GMSK信号脉冲的前导相位估计，/>为共用信道GMSK信号的后导相位估计，angle()为求取相位运算。

S4、根据共用信道GMSK数字基带信号S_r(t)每个脉冲前导相位估计值和后导相位估计值，进行共用信道GMSK数字基带信号S_r(t)的频偏估计，得到共用信道GMSK数字基带信号S_r(t)的频偏估计值；

所述GMSK信号的频偏估计值通过如下方法计算：

S4.1、由于相位的积分便是瞬时频率，因此，根据共用信道GMSK信号每个脉冲前后导频间的时间长度及前后导频相位估计值和/>估计每个脉冲对应的频偏Δf_k：

其中，k为脉冲索引，其取值范围为k∈[0,K-1]，K为一帧数字基带信号所包含的脉冲个数；为第k个脉冲的后导相位估计；/>为第k个脉冲的前导相位估计；Δf_k为第k个脉冲对应的频偏估计值；Δt为前后导频间距的时间长度；

S4.2、对所有脉冲的频偏估计值进行均值处理作为当前数据帧的频偏估计值，即：

Δf为整帧信号的频偏估计值，K为一帧信号所包含的脉冲个数。

S5、根据共用信道GMSK数字基带信号S_r(t)的频偏估计值，对共用信道GMSK数字基带信号S_r(t)进行频偏补偿，得到无频偏GMSK数字基带信号；

频偏补偿的方法如下；

S6.1、根据频偏估计值生成频偏补偿信号S_cf(t)：

S6.2、根据频偏补偿信号S_c(t)对共用信道GMSK数字基带信号S_r(t)作频偏补偿：

其中，S_r′(t)即为频偏补偿后的信号。

S6、根据频偏补偿后基带信号各脉冲前导频序列、后导频序列，对无频偏GMSK数字基带信号进行相偏估计并进行相偏补偿，得到无频偏无相偏的GMSK相干信号；

相偏补偿的方法如下：

S6.1、对频偏补偿后的信号S_r′(t)分别求取每个脉冲前导频序列的相位估计值和后导频序列的相位估计值/>

S6.2、将每个脉冲前导频序列的相位估计值和后导频序列的相位估计值/>进行平均处理，作为当前脉冲的相偏估计值Δθ_k：

S6.3、对所有脉冲的相偏估计值进行均值处理，作为整帧信号S_r′(t)的相偏估计值

其中，k为脉冲索引，其取值范围为k∈[0,K-1]，K为一帧数据所包含的脉冲个数；

S6.4、根据相偏估计值生成相偏补偿信号S_cp(t)：

根据相偏补偿信号S_cp(t)对接收信号S_r′(t)作相偏补偿，得到去相偏信号S_r″(t)：

S7、对无频偏无相偏的GMSK信号进行IQ分离，得到I路信号和Q路信号；

GMSK信号可表示为：

θ(t)为GMSK信号的基带表达式，ω_c为GMSK信号的载波频率，real(·)表示求实部运算。

其中，基带信号θ(t)可表述为：

其中：

a为二进制码元，取值为±1，i为二进制码元比特索引，T_b为码元持续时间，q(t)为高斯滤波矩形脉冲成型函数，p为积分下标，C₀(t)为脉冲成型后的积分函数，C₀(t)≈1，即去除了上述表达式中的C₀(t-iT_b)成分，即：

GMSK信号的线性近似不仅与当前数据a_i有关，还与前面的码元有关，这种码元间的关联很难简单处理，因此发送前先进行预编码处理，即：

b_i为预编码处理后的码元，a_i为原始码元，为异或运算。

通过预编码处理即可消除码元间的关联，此时：

B_i＝b_i×jⁱ

根据码元出现的位置(即i的值)即可得到b_i的估计值：

b_i＝jⁱ

为了便于信号处理，对信号进行IQ路分离，奇数位置的信号为I路，偶数路的信号为Q路，jⁿ的结果为周期为4的循环，分离后的IQ路信号旋转因子为周期为2的循环，即I路信号旋转因子总是为+j和-j，Q路旋转因子总是为-1和+1。

IQ符号分离的方法为：

奇数位置的码元为I路符号，偶数位置的码元为Q路符号。

S8、对I路信号和Q路信号进行解旋处理，得到I路数据和Q路数据；

所述解旋处理的具体方法如下：

对于I路符号，奇数位置的符号通过乘以1，即保持不变进行解旋，偶数位置的符号乘以-1，即取反进行解旋；对于Q路符号，奇数位置的符号通过乘以-1，即取反进行解旋，偶数位置的符号乘以1，即保持不变进行解旋。

S9、对I路数据和Q路数据转换为串行数据，即得到解调数据，恢复出共用信道GMSK数字基带信号中的原始数据。

所述并串转换的具体方法如下：

将解旋后的IQ路并行数据转换为串行的解调数据，I路数据位于串行解调数据的奇数位置，Q路数据位于串行解调数据的偶数位置，即可恢复出发送端发送的原始数据。

本发明是一种算法复杂度低、解调增益高、易于数字集成电路实现的GMSK解调器，其解调器采用相干解调，且不需要对载波的频偏和相位进行估计，便能达到相干解调的解调增益。通过适当修改可以将本发明扩展到多个应用领域。

本发明虽然已以较佳实施例公开如上，但其并不是用来限定本发明，任何本领域技术人员在不脱离本发明的精神和范围内，都可以利用上述揭示的方法和技术内容对本发明技术方案做出可能的变动和修改，因此，凡是未脱离本发明技术方案的内容，依据本发明的技术实质对以上实施例所作的任何简单修改、等同变化及修饰，均属于本发明技术方案的保护范围。

Claims (10)

1.一种共用信道GMSK信号相干解调方法，其特征在于包括如下步骤：

对接收的共用信道GMSK射频信号进行下变频及低通滤波处理，得到零中频的共用信道GMSK数字基带信号S_r(t)并实时序贯存储至信号接收存储器；

对共用信道GMSK数字基带信号S_r(t)进行捕获处理，找到信号接收存储器中共用信道GMSK数字基带信号S_r(t)完整帧的位置；

从帧起始数据位开始，从信号接收存储器中取出一帧完整的数字基带信号S_r(t)，计算共用信道GMSK数字基带信号S_r(t)每个脉冲的前导相位估计值和后导相位估计值；

根据共用信道GMSK数字基带信号S_r(t)每个脉冲前导相位估计值和后导相位估计值，进行共用信道GMSK数字基带信号S_r(t)的频偏估计，得到共用信道GMSK数字基带信号S_r(t)的频偏估计值；

根据共用信道GMSK数字基带信号S_r(t)的频偏估计值，对共用信道GMSK数字基带信号S_r(t)进行频偏补偿，得到无频偏GMSK数字基带信号；

根据频偏补偿后基带信号各脉冲前导频序列、后导频序列，对无频偏GMSK数字基带信号进行相偏估计并进行相偏补偿，得到无频偏无相偏的GMSK相干信号；

对无频偏无相偏的GMSK信号进行IQ分离，得到I路信号和Q路信号；

对I路信号和Q路信号进行解旋处理，得到I路数据和Q路数据；

对I路数据和Q路数据转换为串行数据，即得到解调数据，恢复出共用信道GMSK数字基带信号中的原始数据。

2.根据权利要求1所述的一种共用信道GMSK信号相干解调方法，其特征在于信号接收存储器宽度为1bit，长度大于一帧共用信道GMSK数字基带信号的数据位数，将共用信道GMSK数字基带信号S_r(t)实时序贯存储至信号接收存储器的方式为：

每收到1bit共用信道GMSK数字基带信号,信号接收存储器中存储的数据向前滑动一位，新收到的数据位存入信号接收存储器的最后。

3.根据权利要求2所述的一种共用信道GMSK信号相干解调方法，其特征在于对共用信道GMSK数字基带信号S_r(t)进行捕获处理，具体过程如下：

按照从后向前的顺序，从信号接收存储器中取出每个脉冲的前导频序列和后导频序列对应位置的数据；

将每个脉冲的前导频序列与本地对应脉冲的前导频序列作共轭复乘，将每个脉冲后导频序列与本地对应脉冲的后导频序列作共轭复乘；

将每个脉冲的前导频复乘结果累加，得到每个脉冲前导频信号相关值；将每个脉冲的后导频复乘结果累加，得到每个脉冲后导频信号相关值；

将一帧共用信道GMSK数字基带信号S_r(t)所有脉冲信号前导频信号相关值、后导频相关值进行相加求和作为整帧共用信道GMSK数字基带信号S_r(t)接收信号的相关值；

当整帧共用信道GMSK数字基带信号S_r(t)的相关值大于阈值时，认为捕获成功，此时，信号接收存储器中最后的数据位对应共用信道GMSK数字基带信号完整数据帧的帧尾，退出捕获处理；否则，认为捕获不成功，待信号接收存储器更新之后，重新执行步骤S3.2～步骤S3.5。

4.根据权利要求1所述的一种共用信道GMSK信号相干解调方法，其特征在于所述共用信道GMSK数字基带信号S_r(t)每个脉冲前导相位估计值和后导相位估计值计算方法为：

根据脉冲格式，从信号接收存储器中分别取出脉冲的前导频序列r_h(n)和后导频序列r_t(m)，将脉冲的前导频序列r_h(n)与对应脉冲本地前导频序列h(n)做复数相乘，将脉冲的后导频序列r_t(m)与对应脉冲的后导频序列t(m)做复数相乘；

分别将前导频序列复乘结果P_h(n)和后导频序列复乘结果P_t(m)累加求和；

根据前导频序列复乘累加和S_h求前导相位估计值，根据后导频序列复乘累加和S_t求后导相位估计值；

为共用信道GMSK信号脉冲的前导相位估计，/>为共用信道GMSK信号的后导相位估计，angle()为求取相位运算。

5.根据权利要求1所述的一种共用信道GMSK信号相干解调方法，其特征在于所述GMSK信号的频偏估计值通过如下方法计算：

根据共用信道GMSK信号每个脉冲前后导频间的时间长度及前后导频相位估计值和估计每个脉冲对应的频偏Δf_k：

对所有脉冲的频偏估计值进行均值处理作为当前数据帧的频偏估计值。

6.根据权利要求1所述的一种共用信道GMSK信号相干解调方法，其特征在于频偏补偿的方法如下；

根据频偏估计值生成频偏补偿信号S_cf(t)；

根据频偏补偿信号S_c(t)对共用信道GMSK数字基带信号S_r(t)

作频偏补偿：

其中，S_r ^′(t)即为频偏补偿后的信号。

7.根据权利要求1所述的一种共用信道GMSK信号相干解调方法，其特征在于相偏补偿的方法如下：

对频偏补偿后的信号S_r ^′(t)分别求取每个脉冲前导频序列的相位估计值和后导频序列的相位估计值/>

将每个脉冲前导频序列的相位估计值和后导频序列的相位估计值/>进行平均处理，作为当前脉冲的相偏估计值Δθ_k：

对所有脉冲的相偏估计值进行均值处理，作为整帧信号S_r ^′(t)的相偏估计值

根据相偏估计值生成相偏补偿信号S_cp(t)：

根据相偏补偿信号S_cp(t)对接收信号S_r ^′(t)作相偏补偿，得到去相偏信号S_r ^″(t)：

S_r″(t)＝S_r′(t)×S_cp(t)。

8.根据权利要求1所述的一种共用信道GMSK信号相干解调方法，其特征在于IQ符号分离的方法为：

奇数位置的码元为I路符号，偶数位置的码元为Q路符号。

9.根据权利要求1所述的一种共用信道GMSK信号相干解调方法，其特征在于所述解旋处理的具体方法如下：

对于I路符号，奇数位置的符号通过乘以1，即保持不变进行解旋，偶数位置的符号乘以-1，即取反进行解旋；对于Q路符号，奇数位置的符号通过乘以-1，即取反进行解旋，偶数位置的符号乘以1，即保持不变进行解旋。

10.根据权利要求1所述的一种共用信道GMSK信号相干解调方法，其特征在于所述并串转换的具体方法如下：

将解旋后的IQ路并行数据转换为串行的解调数据，I路数据位于串行解调数据的奇数位置，Q路数据位于串行解调数据的偶数位置，即可恢复出发送端发送的原始数据。