CN116707313B - 一种单相ac-dc变换器综合协调控制方法 - Google Patents
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Abstract
本发明公开了一种单相AC‑DC变换器综合协调控制方法，在单相AC‑DC的前端单相整流器提出特征次电流谐波抑制与直流侧二次纹波抑制协调控制策略，通过单相整流器第二桥臂与直流侧滤波电容、滤波电感组成对称半桥型功率解耦电路，基于此电路提出二次纹波抑制控制策略，通过陷波器进一步抑制控制环路的直流电压的二次分量，建立单相整流器网侧电流谐波分量与d轴调制电压表达式之间的关系式，抑制直流电压二次分量通过端口电压对单相网侧电流的影响，前端整流器采用SVPWM调制策略，利用冗余矢量使上下电容电压均衡，该控制策略可以消除直流侧的二次纹波且保证上下电容电压均衡，同时保证单相输入电流和输出电压波形良好。
Description
技术领域
本发明涉及电能质量技术领域，特别是涉及一种单相AC-DC变换器综合协调控制方法。
背景技术
单相AC-DC变换器输入为单相整流器，单相变换器无论在整流或逆变状态，交流侧的电流均可以控制成为与电压同频率的正弦电流，从而使得变换系统具有非常高的功率因数。然而正弦波动的电流和电压会产生两倍频于电网电压频率的脉动功率，该脉动功率会在直流侧产生二次电压纹波，直流侧电压的二次纹波通过电压控制环向单相输入电流注入三次谐波，向输出电压注入二次谐波。现有抑制直流侧二次电压波动抑制方法主要有两类，一类是通过改进控制算法，防止二次纹波进入控制环路，抑制网侧低次谐波的产生，一类是通过增加硬件滤波电路，消除直流侧二次纹波，抑制网侧低次谐波的产生，而控制算法只能阻止直流侧产生的二次纹波进入控制环路，向前端交流输入侧引入其他谐波，并不能直接抑制直流侧的二次电压波动，直流侧的二次波动电压依然存在。
目前主要通过有源功率解耦(APD)在滤除二次纹波的同时可以减少电感、电容和系统体积，降低成本并提高功率密度。而现有的APD电路都应用在两电平电路中，在多电平电路中，存在上下电压失衡的问题，需要加入电压均衡电路。
发明内容
针对现有技术中的上述不足，本发明提供的一种单相AC-DC变换器综合协调控制方法解决了传统单相AC-DC多电平变换器存在直流侧电压失衡和二次纹波，以及单相输入电流存在谐波和输出电压存在纹波的问题。
为了达到上述发明目的，本发明采用的技术方案为：一种单相AC-DC变换器综合协调控制方法，包括以下步骤：
S1：利用二次纹波抑制环路对直流电压udc进行采样，与给定直流电压进行比较，得到输出直流电压偏差值Δudc，经二倍频的带通滤波器获得直流侧的二次纹波电压udc2；
S2：采集输入电压us，经单相锁相环获得输出侧相位ωst，并利用变换矩阵Ttrans调节直流侧的二次纹波电压udc2，使控制变量成为静止坐标系中的基本分量；
S3：将静止坐标系中的基本分量乘以系数kp得到电感参考电流将采集的电感电流与电感参考电流进行比较，得到电感电流的偏差值，并采用PR控制器对电感电流的偏差值进行控制；
S4：将PR控制器与单相整流器控制器第二桥臂调制信号相加作为单相整流器第二桥臂的调制波，将调制波与三角波进行比较，在单相整流器第二桥臂的开关管中生成PWM波，用于控制单相整流器第二桥臂开关管的关断，实现二次纹波的抑制；
S5：基于二次纹波的抑制，利用单相整流器采用DQ解耦的特征次电流谐波抑制策略，基于单相整流器的基础DQ解耦控制，补偿因为端口电压的畸变造成输入电流的畸变；
S6：基于二次纹波的抑制，利用单相整流器采用DQ解耦的特征次电压谐波抑制策略，基于单相整流器的基础DQ解耦控制，补偿因为端口电压的畸变造成单相电流谐波的畸变，实现单相整流器的谐波抑制；
S7：基于单相整流器的谐波抑制，利用单相整流器采用SVPWM调制策略，判断单相整流器的功率流向，并通过开关状态转换改变直流侧上下两电容的充放电情况，实现两电容电压均衡。
上述方案的有益效果是：本发明通过采集直流侧电压二次波动量和电感电流，控制单相整流器第二桥臂开关管的关断，使两个电容电压交流分量互补，使直流侧无电压波动，实现二次纹波抑制；电压均衡是通过单相整流器采用SVPWM调制策略，控制两个电容电压直流分量使其相等，达到直流侧两电容电压均衡的效果，解决了传统单相AC-DC多电平变换器存在直流侧电压失衡和二次纹波，以及单相输入电流存在谐波和输出电压存在纹波的问题。
进一步地，S2中变换矩阵Ttrans公式为
其中，ω为频率，θ为相位，t为时间；
变换矩阵Ttrans的第二个输入量为通过虚构正交纹波电压获得的虚拟控制变量，所述虚拟控制变量通过将直流侧的二次纹波电压udc2移项四分之一周期，延迟时间2.5ms获得。
上述进一步方案的有益效果是：通过上述技术方案，提供变换矩阵计算公式，用于调节提取的纹波电压，转变为静止坐标系中的基本分量。
进一步地，S5中包括以下分步骤：
S5-1：基于单相整流器的基础DQ解耦控制，提取输入电流在d轴的二次谐波分量，包括以下公式：
设定d轴与q轴的调制信号为
其中，ud(t)和uq(t)分别为d轴与q轴的调制信号，ud0为d轴电流分量，uq0为q轴电流分量，ud2为d轴二次电流分量，β为二次电流分量相角；
则d轴二次谐波分量为
其中，Us为输入电压，Is为输入电流，m为整流器调制度，C为直流侧支撑电容，为直流侧电压，φs为输入电压电流相角差；
S5-2：分析d轴的二次分量与输入电流谐波分量的函数关系，经变换后注入到d轴调制信号中，补偿因为端口电压的畸变造成输入电流的畸变。
上述进一步方案的有益效果是：通过上述技术方案，补偿因为端口电压的畸变造成输入电流的畸变，进一步抑制直流侧电压纹波对单相输入电流的影响。
进一步地，S6中包括以下分步骤：
S6-1：基于单相整流器的基础DQ解耦控制，提取单相电流在d轴的二次谐波分量；
S6-2：分析d轴的二次谐波分量与单相输入电流谐波分量的函数关系，经变换后注入到d轴调制信号中，补偿因为端口电压的畸变造成单相电流谐波的畸变。
上述进一步方案的有益效果是：通过上述技术方案，补偿因为端口电压的畸变造成单相电流谐波的畸变，实现单相整流器的谐波抑制。
进一步地，S7中开关状态转换公式为
T＝(uc1-uc2)iouo
其中，T为开关状态转换信号，uc1和uc2分别为直流侧上下电容两侧的电压，io为后端DC-DC变换器的输出电流，uo为后端DC-DC变换器的输出电压；
通过转换过程完成开关状态转换，公式为
其中，(Sa,Sb)为第一桥臂开关状态和第二桥臂开关状态。
上述进一步方案的有益效果是：通过上述开关状态转换来改变直流侧上下两个电容的充放电情况，实现中点电位的平衡。
进一步地，S7中采用SVPWM调制策略为：通过选择适应的冗余矢量抵消中点电流，控制中点电位，同时利用软件均压方法代替电感辅助均压电路，利用整流器第二桥臂的开关管代替对称半桥型解耦电路开关管。
上述进一步方案的有益效果是：通过上述调制策略，消除直流侧的二次纹波，保证上下电容电压均衡，同时保证单相输入电流和输出电压波形良好。
附图说明
图1为一种单相AC-DC变换器综合协调控制方法流程图。
图2为三电平DC-DC变换器单移相控制框图。
图3为现有有源功率解耦电路和电感均压电路的单相AC-DC三电平变换器结构示意图。
图4为基于对称半桥型APD电路的单相AC-DC三电平变换器结构示意图。
图5为基于对称半桥型APD电路的改进型单相AC-DC三电平变换器结构示意图。
图6为单相AC-DC变换器综合协调控制策略框图。
图7为单相整流器的特征次谐波抑制与二次纹波抑制协调控制策略框图。
图8为单相整流器加入均压控制后的控制策略框图。
图9为典型的单相AC-DC五电平变换器结构示意图。
图10为基于对称半桥型APD电路的单相AC-DC五电平变换器结构示意图。
具体实施方式
下面结合附图和具体实施例对本发明做进一步说明。
如图1所示，一种单相AC-DC变换器综合协调控制方法，其特征在于，包括以下步骤：
S1：利用二次纹波抑制环路对直流电压udc进行采样，与给定直流电压进行比较，得到输出直流电压偏差值Δudc，经二倍频的带通滤波器获得直流侧的二次纹波电压udc2；
S2：采集输入电压us，经单相锁相环获得输出侧相位ωst，并利用变换矩阵Ttrans调节直流侧的二次纹波电压udc2，使控制变量成为静止坐标系中的基本分量；
S3：将静止坐标系中的基本分量乘以系数kp得到电感参考电流将采集的电感电流与电感参考电流进行比较，得到电感电流的偏差值，并采用PR控制器对电感电流的偏差值进行控制；
S4：将PR控制器与单相整流器控制器第二桥臂调制信号相加作为单相整流器第二桥臂的调制波，将调制波与三角波进行比较，在单相整流器第二桥臂的开关管中生成PWM波，用于控制单相整流器第二桥臂开关管的关断，实现二次纹波的抑制；
S5：基于二次纹波的抑制，利用单相整流器采用DQ解耦的特征次电流谐波抑制策略，基于单相整流器的基础DQ解耦控制，补偿因为端口电压的畸变造成输入电流的畸变；
S6：基于二次纹波的抑制，利用单相整流器采用DQ解耦的特征次电压谐波抑制策略，基于单相整流器的基础DQ解耦控制，补偿因为端口电压的畸变造成单相电流谐波的畸变，实现单相整流器的谐波抑制；
S7：基于单相整流器的谐波抑制，利用单相整流器采用SVPWM调制策略，判断单相整流器的功率流向，并通过开关状态转换改变直流侧上下两电容的充放电情况，实现两电容电压均衡。
S2中变换矩阵Ttrans公式为
其中，ω为频率，θ为相位，t为时间；
变换矩阵Ttrans的第二个输入量为通过虚构正交纹波电压获得的虚拟控制变量，所述虚拟控制变量通过将直流侧的二次纹波电压udc2移项四分之一周期，延迟时间2.5ms获得。
S5中包括以下分步骤：
S5-1：基于单相整流器的基础DQ解耦控制，提取输入电流在d轴的二次谐波分量，包括以下公式：
在基础DQ解耦控制中的d轴和q轴的调制信号需要含二次分量才能抑制直流侧电压二次谐波对单相网侧电流的影响，设定d轴与q轴的调制信号为
其中，ud(t)和uq(t)分别为d轴与q轴的调制信号，ud0为d轴电流分量，uq0为q轴电流分量，ud2为d轴二次电流分量，β为二次电流分量相角；
则d轴二次谐波分量为
其中，Us为输入电压，Is为输入电流，m为整流器调制度，C为直流侧支撑电容，为直流侧电压，φs为输入电压电流相角差；
S5-2：分析d轴的二次分量与输入电流谐波分量的函数关系，经变换后注入到d轴调制信号中，补偿因为端口电压的畸变造成输入电流的畸变。
S6中包括以下分步骤：
S6-1：基于单相整流器的基础DQ解耦控制，提取单相电流在d轴的二次谐波分量；
S6-2：分析d轴的二次谐波分量与单相输入电流谐波分量的函数关系，经变换后注入到d轴调制信号中，补偿因为端口电压的畸变造成单相电流谐波的畸变。
S7中开关状态转换公式为
T＝(uc1-uc2)iouo
其中，T为开关状态转换信号，uc1和uc2分别为直流侧上下电容两侧的电压，io为后端DC-DC变换器的输出电流，uo为后端DC-DC变换器的输出电压；
通过转换过程完成开关状态转换，公式为
其中，(Sa,Sb)为第一桥臂开关状态和第二桥臂开关状态。
S7中采用SVPWM调制策略为：通过选择适应的冗余矢量抵消中点电流，控制中点电位，同时利用软件均压方法代替电感辅助均压电路，利用整流器第二桥臂的开关管代替对称半桥型解耦电路开关管。
对于典型单相-DC-DC三电平变换器电路中的双有源桥式隔离型DC-DC变换器的控制，本发明采用经典的单移相控制方式，保持开关管50％的占空比不变，通过改变高频隔离变压器两边全桥开关管导通的移相角度实现功率传输方向和大小的变换，SPS控制动态响应速度快，易于实现软开关。控制原理框图如图2所示。
图3为现有有源功率解耦电路和电感均压电路的单相AC-DC三电平变换器结构，有源功率解耦电路和电感均压电路均为对称半桥型电路，该电路在两个支撑电容基础上附加了四个全控开关管，两个电容，两个电感。所用器件过多，增加了系统的体积和成本。
本发明整流器采用SVPWM调制技术，通过选择合理的冗余矢量实现抵消中点电流，控制中点电位，通过软件均压的方法来替代电感辅助均压电路，采用软件均压后的主电路如图4所示，利用整流器第二桥臂的开关管来替代对称半桥型解耦电路开关管的作用，主电路如图5所示，本发明在单相AC-DC变换器电路上提出综合协调控制策略，仅需在现有的单相AC-DC三电平变换器两个支撑电容的基础上加入滤波电感，综合协调控制框图如图6所示。
直流侧通过对称半桥解耦电路实现二次功率的有功功率解耦功能，对半桥支路进行调制，使两个电容电压的直流分量相同等于直流链路电压的一半，即Udc/2，但同时，在每个电容电压中叠加了一个基本交流分量，相移180°，使两个交流分量分量互补。
两个电容电压uc1(t)和uc2(t)分别为：
通过微分，上电容电流和下电容电流可以表示为：
在上下电容电压均衡情况下，由于单相整流与单相逆变开关频率为1kHz，中点电流在短时间内均值为零，在不考虑单相整流器中点输入和单相逆变中点输出电流情况下，电感上电流if(t)为：
对称半桥型APD电路上两个电容和滤波电感的功率pf(t)为：
通过控制使输出侧二次功率与APD电容电感上功率相互抵消，可以推导出两电容电压交流分量的有效值和相位角：
将上式计算得到的Uc和θ理论计算值用于计算电感电流参考值
在本发明的一个实施例中，以单相AC-DC三电平变换器为例对本方案进行分析。将二次纹波抑制环路中的PR控制器输出作为调制波，与单相整流器控制策略输出第二桥臂的调制波相加，最终生成PWM波到单相整流器的第二桥臂，控制控制两电容电压交流分量互补，补偿二次功率，抑制直流侧二次纹波，最终使单相网侧电流和输出电压电能质量良好。
为了进一步抑制二次纹波对网侧单相电流的影响，可在电压外环中加入二倍频的陷波器，将二次纹波在控制环路中滤除。但是无法解决二次纹波和中点电压波动通过端口电压对单相网侧的影响。如果能将单相电流谐波分分量提取出来，通过控制整流器生成相反的电流谐波，那么单相电流中的谐波成分将可以得到抑制。
由于直流侧二次纹波通过端口电压不仅向单相网侧整流器注入三次谐波分量，而且还包含有单次谐波分量，仅通过滤波器无法将其提取出来，将三次谐波变换到d轴后可得：
其中，i3d(t)和i3q(t)分别是单相输入电流三次谐波在dq坐标系上d轴和q轴上的电流分量；
从上式可以看出三次谐波变换到dq坐标系后向d轴和q轴电流分量注入二次纹波。
网侧单次负序谐波分量进行DQ变换后可以得到：
从上式可以看出单相输入电流的单次负序谐波经过DQ变换后向d轴和q轴电流分量注入二次纹波，两式相加得到
其中，id-(t)和iq-(t)分别是单相输入电流单次负序电流在dq同步旋转坐标系上d轴和q轴上的电流分量；
可以看出，相同幅值的三次正序谐波和单次负序谐波相加后，经过DQ解耦变换后，得到了只与d轴电流分量有关的二次波动量，同理，d轴的二次电流分量经过反变换，可以得到相同幅值的三次正序谐波和单次负序谐波。在单相整流器DQ解耦变换中通过特定次纹波提取，可以将d轴二次纹波提取出来，然后根据二次纹波电流与单相网侧电流，直流电压的关系，将一定的谐波注入到单相整流器控制的调制波中，进一步抑制直流侧电压纹波对单相输入电流的影响。
根据分析，在DQ解耦控制中的d轴与q轴的调制信号需要含有一定的二次分量才能抑制直流侧电压二次谐波对单相网侧电流的影响，假定d轴与q轴的调制信号为
根据分析，在DQ解耦控制中的d轴与q轴的调制信号需要含有一定的二次分量才能抑制直流侧电压二次谐波对单相网侧电流的影响，假定d轴与q轴的调制信号为
第一项ud0为DQ坐标系下的直流量，在单位功率因数控制下，q轴电流分量uq0＝0，第二项ud2cos(2ωt+β)为二次波动量。
用直流母线电压的直流分量与单次谐波和三次谐波调制波产生的端口电压分量抵消对应的谐波分量，由于直流母线电压的交流分量和d轴注入的调制波均为小信号，乘积后可忽略不计，由此，可以得到d轴二次谐波幅值与相位的表达式：
将上式d轴电流的二次分量经过相移和幅值变化，可以得到需要注入的d轴电压调制信号。综上，结合前端单相整流器基础DQ解耦控制策略，可以得到具有特定次电流谐波抑制的DQ解耦控制策略框图如图7所示。
通过在整流器采用开关状态转换方法来解决中点电位不平衡的问题。其核心思想为：先判断单相整流器的功率流向，再在适当的时候通过进行开关状态转换来改变直流侧上下两个电容的充放电情况。
由具体开关状态分析可知，(Sa,Sb)为(1,0)、(0,1)时，电容C1被正向电流充电或通过反向电流放电。(Sa,Sb)为(-1,0)、(0,-1)时，电容C2被正向电流充电或通过反向电流放电。因此，这4种开关模式是造成中点电位偏移的主要原因。
软件均压的原理如图8所示，将其代入转换公式得到开关状态转换信号T，再通过转换过程完成开关状态转换。基于空间矢量脉宽调制均压算法，先通过空间矢量脉宽调制后产生开关状态。判断当时的功率流向，对已有开关状态进行转换，来削弱中性点的偏移。
例如，当uc1>uc2，us>0，is>0时，T>0为了中点电位的平衡，需要对上侧电容C1放电或对下侧电容C2放电。所以，T>0时，如果出现(Sa,Sb)为(1,0)的情况，应将其转换为(0,-1)，即上侧电容充电调整为对下侧电容充电的工作状态。从而使中点电位趋近于平衡状态。其它三种情况的转换过程可同理分析。经上述开关状态转换后，可以实现中点电位的平衡，直流侧输出电压依然会稳定在给定值附近，网侧电流与电压的相位相同，网侧电压Uab也依然是五个电平信号等效的正弦波。除了电容电压得到均衡之外其它的波形均不会收到影响。为了防止开关状态转换太过频繁而造成的开关频率过高甚至于不稳定，可以使uc1-uc2的值大于一个正常数时才进行转换。
单相AC-DC变换器综合协调控制策略同样也适用于五、七等多电平电路，图9为典型的单相AC-DC五电平PWM变换器电路，对称半桥型APD应用于五电平电路如图10所示，两个对称半桥型APD的工作原理与控制三电平变换器的相同，同理，更多电平变换器的工作原理与控制也是如此。
本发明提出的电压均衡和二次纹波抑制协调控制策略，能够有效抑制二次纹波和实现两电容电压均衡，保证单相网侧输出电流和单相输出电压的电能质量良好；本发明仅在变换器直流侧两个支撑电容的基础上，增加了一个滤波电感和两个功率开关器件，与传统有源滤波器和均压电路相比结构简单，器件数少，体积小，易于工程化应用。
本领域的普通技术人员将会意识到，这里所述的实施例是为了帮助读者理解本发明的原理，应被理解为本发明的保护范围并不局限于这样的特别陈述和实施例。本领域的普通技术人员可以根据本发明公开的这些技术启示做出各种不脱离本发明实质的其它各种具体变形和组合，这些变形和组合仍然在发明的保护范围内。
Claims (6)
1.一种单相AC-DC变换器综合协调控制方法，其特征在于，用于控制对称半桥型APD电路的改进型单相AC-DC三电平变换器；
所述对称半桥型APD电路的改进型单相AC-DC三电平变换器中电感Ls的一端为电压第一输入端，其另一端分别与绝缘栅双极晶体管Q2的发射极和绝缘栅双极晶体管Q3的集电极连接，所述绝缘栅双极晶体管Q2的集电极分别与绝缘栅双极晶体管Q1的发射极和二极管S1的负极连接，所述绝缘栅双极晶体管Q1的集电极分别与绝缘栅双极晶体管Q5的集电极、电容Cd1的一端、绝缘栅双极晶体管Q9的集电极和绝缘栅双极晶体管Q13的集电极连接，所述绝缘栅双极晶体管Q3的发射极分别与绝缘栅双极晶体管Q4的集电极和二极管S2的正极连接，所述二极管S2的负极与二极管S1的正极连接，所述绝缘栅双极晶体管Q4的发射极分别与绝缘栅双极晶体管Q8的发射极、电容Cd2的一端、绝缘栅双极晶体管Q12的发射极和绝缘栅双极晶体管Q16的发射极连接，所述绝缘栅双极晶体管Q5的发射极分别与绝缘栅双极晶体管Q6的集电极和二极管S3的负极连接，所述绝缘栅双极晶体管Q6的发射极与绝缘栅双极晶体管Q7的集电极连接，所述绝缘栅双极晶体管Q7的发射极分别与二极管S4的正极和绝缘栅双极晶体管Q8的集电极连接，所述二极管S4的负极与二极管S3的正极连接，所述电容Cd1的另一端和电容Cd2的另一端均与电感Lf的一端连接，所述电感Lf的另一端分别与绝缘栅双极晶体管Q6的发射极和绝缘栅双极晶体管Q7的集电极连接，所述绝缘栅双极晶体管Q6的发射极和绝缘栅双极晶体管Q7的集电极还与电压第二输入端连接，所述绝缘栅双极晶体管Q9的发射极分别与绝缘栅双极晶体管Q10的集电极和二极管S5的负极连接，所述绝缘栅双极晶体管Q10的发射极与绝缘栅双极晶体管Q11的集电极连接，所述绝缘栅双极晶体管Q11的发射极分别与绝缘栅双极晶体管Q12的集电极和二极管S6的正极连接，所述二极管S6的负极与二极管S5的正极连接，所述绝缘栅双极晶体管Q13的发射极分别与绝缘栅双极晶体管Q14的集电极和二极管S7的负极连接，所述绝缘栅双极晶体管Q14的发射极与绝缘栅双极晶体管Q15的集电极连接，所述绝缘栅双极晶体管Q15的发射极分别与绝缘栅双极晶体管Q16的集电极和二极管S8的正极连接，所述二极管S8的负极与二极管S7的正极连接，所述二极管S8的负极与二极管S7的正极的共同连接处还分别与二极管S5和二极管S6的共同连接处、二极管S3和二极管S4的共同连接处以及二极管S1和二极管S2的共同连接处连接，单相隔离变压器T的原边侧的上端分别与电感Lm的一端、绝缘栅双极晶体管Q10和绝缘栅双极晶体管Q11的共同连接处连接，其原边侧的下端分别与电感Lm的另一端、绝缘栅双极晶体管Q14和绝缘栅双极晶体管Q15的共同连接处连接，其副边侧的上端分别与绝缘栅双极晶体管Q18的发射极和绝缘栅双极晶体管Q19的集电极连接，其副边侧的下端分别与绝缘栅双极晶体管Q22的发射极和绝缘栅双极晶体管Q23的集电极连接，所述绝缘栅双极晶体管Q18的集电极分别与绝缘栅双极晶体管Q17的发射极和二极管S9的负极连接，所述绝缘栅双极晶体管Q17的集电极分别与绝缘栅双极晶体管Q21的集电极、电容Cd3的一端和负载R的一端连接，所述绝缘栅双极晶体管Q19的发射极分别与绝缘栅双极晶体管Q20的集电极和二极管S10的正极连接，所述二极管S10的负极与二极管S9的正极连接，所述绝缘栅双极晶体管Q20的发射极分别与绝缘栅双极晶体管Q24的发射极、电容Cd4的一端和负载R的另一端连接，所述绝缘栅双极晶体管Q24的集电极分别与绝缘栅双极晶体管Q23的发射极和二极管S12的正极连接，所述绝缘栅双极晶体管Q23的集电极与绝缘栅双极晶体管Q22的发射极连接，所述绝缘栅双极晶体管Q22的集电极分别与绝缘栅双极晶体管Q21的发射极和二极管S11的负极连接，所述二极管S11的正极与二极管S12的负极连接，所述电容Cd3的另一端与电容Cd4的另一端连接，所述电容Cd3的另一端与电容Cd4的另一端的共同连接处还分别与二极管S11和二极管S12的共同连接处以及二极管S9和二极管S10的共同连接处连接；
所述电感Ls、绝缘栅双极晶体管Q1、绝缘栅双极晶体管Q2、绝缘栅双极晶体管Q3、绝缘栅双极晶体管Q4、绝缘栅双极晶体管Q5、绝缘栅双极晶体管Q6、绝缘栅双极晶体管Q7、绝缘栅双极晶体管Q8、二极管S1、二极管S2、二极管S3和二极管S4，构成单相三电平二极管钳位整流器；
所述绝缘栅双极晶体管Q9、绝缘栅双极晶体管Q10、绝缘栅双极晶体管Q11、绝缘栅双极晶体管Q12、绝缘栅双极晶体管Q13、绝缘栅双极晶体管Q14、绝缘栅双极晶体管Q15、绝缘栅双极晶体管Q16、绝缘栅双极晶体管Q17、绝缘栅双极晶体管Q18、绝缘栅双极晶体管Q19、绝缘栅双极晶体管Q20、绝缘栅双极晶体管Q21、绝缘栅双极晶体管Q22、绝缘栅双极晶体管Q23、绝缘栅双极晶体管Q24、二极管S5、二极管S6、二极管S7、二极管S8、二极管S9、二极管S10、二极管S11、二极管S12、电感Lm、单相隔离变压器T、电容Cd3和电容Cd4，构成双有源桥式隔离型DC-DC变换器；
所述单相三电平二极管钳位整流器包括第一桥臂和第二桥臂，所述第一桥臂包括绝缘栅双极晶体管Q1、绝缘栅双极晶体管Q2、绝缘栅双极晶体管Q3、绝缘栅双极晶体管Q4、二极管S1和二极管S2；所述第二桥臂包括绝缘栅双极晶体管Q5、绝缘栅双极晶体管Q6、绝缘栅双极晶体管Q7、绝缘栅双极晶体管Q8、二极管S3和二极管S4；
包括以下步骤：
S1：利用二次纹波抑制环路对直流电压进行采样，与给定直流电压进行比较，得到直流电压偏差值，经二倍频的带通滤波器获得直流侧的二次纹波电压；
所述直流电压为电容Cd1和电容Cd2两端的电压，直流侧的二次纹波电压为电容Cd1和电容Cd2两端的二次纹波电压，直流电压偏差值为直流电压与给定直流电压参考值的偏差值；
S2：采集输入电压，经单相锁相环获得输出侧相位，并利用变换矩阵调节直流侧的二次纹波电压，使控制变量成为静止坐标系中的基本分量；
S3：将静止坐标系中的基本分量乘以系数得到电感Lf参考电流，将采集的电感Lf电流与电感Lf参考电流进行比较，得到电感Lf电流的偏差值，并采用PR控制器对电感Lf电流的偏差值进行控制；
S4：将PR控制器与单相三电平二极管钳位整流器控制器第二桥臂调制信号相加作为单相三电平二极管钳位整流器第二桥臂的调制波，将调制波与三角波进行比较，在单相三电平二极管钳位整流器第二桥臂的开关管中生成PWM波，用于控制单相三电平二极管钳位整流器第二桥臂开关管的关断，实现二次纹波的抑制；
S5：基于二次纹波的抑制，利用单相三电平二极管钳位整流器采用DQ解耦的特征次电流谐波抑制策略，基于单相三电平二极管钳位整流器的基础DQ解耦控制，补偿因为端口电压的畸变造成输入电流的畸变；
S6：基于二次纹波的抑制，利用单相三电平二极管钳位整流器采用DQ解耦的特征次电压谐波抑制策略，基于单相三电平二极管钳位整流器的基础DQ解耦控制，补偿因为端口电压的畸变造成输入电流谐波的畸变，实现单相三电平二极管钳位整流器的谐波抑制；
所述端口电压为绝缘栅双极晶体管Q2与绝缘栅双极晶体管Q3连接点与绝缘栅双极晶体管Q6和绝缘栅双极晶体管Q7连接点之间的电压；
S7：基于单相三电平二极管钳位整流器的谐波抑制，利用单相三电平二极管钳位整流器采用SVPWM调制策略，判断单相三电平二极管钳位整流器的功率流向，并通过开关状态转换改变直流侧上下两电容的充放电情况，实现两电容电压均衡。
2.根据权利要求1所述的单相AC-DC变换器综合协调控制方法，其特征在于，所述S2中变换矩阵公式为
其中，为频率，为相位，为时间；
变换矩阵的第二个输入量为通过虚构正交纹波电压获得的虚拟控制变量，所述虚拟控制变量通过将直流侧的二次纹波电压移项四分之一周期，延迟时间2.5ms获得。
3.根据权利要求2所述的单相AC-DC变换器综合协调控制方法，其特征在于，所述S5中包括以下分步骤：
S5-1：基于单相三电平二极管钳位整流器的基础DQ解耦控制，提取输入电流在d轴的二次谐波分量，包括以下公式：
设定d轴与q轴的调制信号为
其中，和分别为d轴与q轴的调制信号，为d轴电流分量，为q轴电流分量，为d轴二次电流分量，为二次电流分量相角；
则d轴二次谐波分量为
其中，为输入电压，为输入电流，为整流器调制度，为直流侧支撑电容，为直流侧电压，为输入电压电流相角差；
S5-2：分析d轴的二次分量与输入电流谐波分量的函数关系，经变换后注入到d轴调制信号中，补偿因为端口电压的畸变造成输入电流的畸变。
4.根据权利要求3所述的单相AC-DC变换器综合协调控制方法，其特征在于，所述S6中包括以下分步骤：
S6-1：基于单相三电平二极管钳位整流器的基础DQ解耦控制，提取单相电流在d轴的二次谐波分量；
S6-2：分析d轴的二次谐波分量与单相输入电流谐波分量的函数关系，经变换后注入到d轴调制信号中，补偿因为端口电压的畸变造成输入电流谐波的畸变。
5.根据权利要求4所述的单相AC-DC变换器综合协调控制方法，其特征在于，所述S7中开关状态转换公式为
其中，为开关状态转换信号，和分别为直流侧上下电容两侧的电压，为双有源桥式隔离型DC-DC变换器的输出电流，为双有源桥式隔离型DC-DC变换器的输出电压；
通过转换过程完成开关状态转换，公式为
其中，为第一桥臂开关状态和第二桥臂开关状态。
6.根据权利要求5所述的单相AC-DC变换器综合协调控制方法，其特征在于，所述S7中采用SVPWM调制策略为：通过选择适应的冗余矢量抵消中点电流，控制中点电位，同时利用软件均压方法代替电感辅助均压电路，利用单相三电平二极管钳位整流器第二桥臂的开关管代替对称半桥型解耦电路开关管。
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