CN116683910B - 一种多adc动态范围扩展的数字校正方法 - Google Patents
一种多adc动态范围扩展的数字校正方法 Download PDFInfo
- Publication number
- CN116683910B CN116683910B CN202310577720.3A CN202310577720A CN116683910B CN 116683910 B CN116683910 B CN 116683910B CN 202310577720 A CN202310577720 A CN 202310577720A CN 116683910 B CN116683910 B CN 116683910B
- Authority
- CN
- China
- Prior art keywords
- channel
- correction value
- delay
- gain
- value
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Active
Links
- 238000012937 correction Methods 0.000 title claims abstract description 112
- 238000000034 method Methods 0.000 title claims abstract description 24
- 238000005070 sampling Methods 0.000 claims abstract description 23
- 238000004364 calculation method Methods 0.000 claims description 5
- 238000013461 design Methods 0.000 claims description 5
- 238000001914 filtration Methods 0.000 claims description 5
- 230000010354 integration Effects 0.000 claims description 5
- 238000000605 extraction Methods 0.000 claims description 4
- 230000003111 delayed effect Effects 0.000 claims description 3
- 238000004458 analytical method Methods 0.000 description 3
- 238000010586 diagram Methods 0.000 description 3
- 238000005516 engineering process Methods 0.000 description 2
- 238000013480 data collection Methods 0.000 description 1
- 238000013075 data extraction Methods 0.000 description 1
- 230000007547 defect Effects 0.000 description 1
- 230000001934 delay Effects 0.000 description 1
- 238000011161 development Methods 0.000 description 1
- 238000012804 iterative process Methods 0.000 description 1
- 238000012545 processing Methods 0.000 description 1
- 238000013139 quantization Methods 0.000 description 1
- 238000001228 spectrum Methods 0.000 description 1
- 238000010183 spectrum analysis Methods 0.000 description 1
- 230000001629 suppression Effects 0.000 description 1
- 238000012360 testing method Methods 0.000 description 1
Classifications
-
- Y—GENERAL TAGGING OF NEW TECHNOLOGICAL DEVELOPMENTS; GENERAL TAGGING OF CROSS-SECTIONAL TECHNOLOGIES SPANNING OVER SEVERAL SECTIONS OF THE IPC; TECHNICAL SUBJECTS COVERED BY FORMER USPC CROSS-REFERENCE ART COLLECTIONS [XRACs] AND DIGESTS
- Y02—TECHNOLOGIES OR APPLICATIONS FOR MITIGATION OR ADAPTATION AGAINST CLIMATE CHANGE
- Y02D—CLIMATE CHANGE MITIGATION TECHNOLOGIES IN INFORMATION AND COMMUNICATION TECHNOLOGIES [ICT], I.E. INFORMATION AND COMMUNICATION TECHNOLOGIES AIMING AT THE REDUCTION OF THEIR OWN ENERGY USE
- Y02D30/00—Reducing energy consumption in communication networks
- Y02D30/70—Reducing energy consumption in communication networks in wireless communication networks
Landscapes
- Analogue/Digital Conversion (AREA)
Abstract
本发明公开了一种多ADC动态范围扩展的数字校正方法,首先,通过正负幅度辅助值以及正基值、负基值,以迭代方式求出其他通道相对于作为标准的通道CH1的增益与偏置校正值,以此对其他通道的增益偏置误差进行校正,然后,通过计算其他通道相对于作为标准的通道CH1的相位差,并以此构建其他通道的Farrow结构的分数延时滤波器,对增益偏置误差校正后的采样数据X2、……、XM分别进行校正,在确保多通道输出不同增益的数据各自动态范围不损失的同时,完成多ADC系统的多路采集数据的数字校正。
Description
技术领域
本发明属于动态信号分析领域,更为具体地讲,涉及一种多ADC动态范围扩展的数字校正方法。
背景技术
仪器最大量程与可测的最小信号决定了动态测试性能的好坏,仪器可测的最小信号由通道的模拟器件的噪声抑制性能与ADC的分辨率决定。纵观动态信号分析仪的动态范围指标的发展历程,ADC分辨率与模拟器件工艺的提升会导致动态范围大幅度的提升。但是现如今的ADC分辨率越来越高,工艺的提升变得缓慢且困难。在通道噪声理想的情况下使用单片ADC采集信号,系统的动态范围取决于ADC的信噪比指标,超出单片ADC测量范围的信号无法被系统测试,使用多片ADC完成数据采集可以突破单片ADC对应动态范围的限制。
多片ADC扩展技术的关键如何将多路采集数据整合为一路,该技术面临2大难题:1)如何对多路数据的增益与偏置进行校正使各个ADC统一在同一量化精度下;2)多路数据间的不同延时的校正。
发明内容
本发明的目的在于克服现有技术不足,提供一种多ADC动态范围扩展的数字校正方法,在确保多通道输出不同增益的数据各自动态范围不损失的同时,完成多ADC系统的多路采集数据的数字校正,便于将多ADC数据整合为一路数据流。
为实现上述发明目的,本发明多ADC动态范围扩展的数字校正方法,其特征在于,包括以下步骤:
(1)、迭代计算增益校正值Am以及偏置校正值Bm,并进行多通道增益偏置误差校正
对于M个具有不同增益以及微小偏置误差的通道记为CH1、CH2、CH3……CHM,其采样数据记为X1、X2、……、XM,以其中通道CH1作为标准,根据通道CH2、CH3……CHM与通道CH1的增益校正值A1、A2、……、AM-1与偏置校正值B1、B2、……、BM-1,对通道CH2、CH3……CHM的增益偏置误差进行校正:
其中,通道CH2、CH3……CHM与通道CH1间增益校正值A1、A2、……、AM-1以及偏置校正值B1、B2、……、BM-1使用两个通道间采样数据的双极性信号进行迭代运算得到,对于第m个增益校正值Am以及偏置校正值Bm,依据以下方式得到:
1.1)、对于通道CH1、CHm+1,分别选取长度为L的一段采样数据,分别记为X1(0),X1(1),…,X1(L-1)以及Xm+1(0),Xm+1(1),…,Xm+1(L-1),初始化迭代次数i=1,初始化正幅度辅助值P(0)=X1(0),负幅度辅助值N(0)=X1(0),增益校正值Am(0)=1,偏置校正值Bm(0)=0;
1.2)、计算第i次迭代的正幅度辅助值P(i)、负幅度辅助值N(i):
P(i)=P(i-1)+[X1(i-1)+(XPMax-Xm+1(i-1))×Am(i-1)+Bm(i-1)-P(i-1)]×D′
N(i)=N(i-1)+[X1(i-1)+(XNMax-Xm+1(i-1))×Am(i-1)+Bm(i-1)-N(i-1)]×D′
其中,正基值XPMax为通道CH1、CHm+1中高增益通道的正向最大值、负基值XNMax通道CH1、CHm+1中高增益通道的负向最大值,Am(i-1)为第i-1次迭代的增益校正值,Bm(i-1)为第i-1次迭代的偏置校正值,D′为迭代速度;
1.3)、计算第i次迭代的增益校正值Am(i)、偏置校正值Bm(i):
1.4)、计算第i次迭代的误差Δm(i):
Δm(i)=X1(i)-[Am(i)×Xm+1(i)+Bm(i)]
1.5)、判断误差Δm(i)是否小于设定的迭代精度,如果小于,则第i次迭代的增益校正值Am(i)、偏置校正值Bm(i)作为第m个增益校正值Am以及偏置校正值Bm,如果不小于,则i=i+1,返回步骤1.2);
(2)、获取延时,构建Farrow结构的分数延时滤波器并进行多通道延时校正
2.1)、多通道延时的获取
对通道CH1、CH2、CH3……CHM输入相同频率、相同相位的标准信号,然后对采样数据做FFT运算,得到的结果分别取实部REm和虚部IMm,m=1,2,…M,得到通道CH1、CH2、CH3……CHM的相位
以通道CH1为标准通道,通道CH2、CH3……CHM与通道CH1在标准信号下的相位差其中,相位差/>为:
计算通道CH2、CH3……CHM与通道CH1的延时τm,m=1,2,…M-1:
其中,f0为标准信号的频率,k′为ADC的采样率;
2.2)、设计Farrow结构的滤波器
使用通带内具有最大平坦特性的拉格朗日插值设计分数延时滤波器,分数延时滤波器系数为:
其中,P为分数延时滤波器的阶数;
使用Farrow结构的滤波器对拉格朗日插值设计分数延时滤波器的系数进行逼近,通过滤波器组来近似求得一定延时范围内即0≤d≤1的最佳分数延时滤波器,令D=P-2+d,得到分数延时滤波器系数h(n)的多项式:
其中,cp(n)为Farrow结构的分数延时滤波器系数;
对于通道CH2、CH3……CHM,将延时τm,m=1,2,…M-1作为d,则得到各自对应的Farrow结构的分数延时滤波器分别为:
通道CH1,设置万分之一个采样点的小数延时τ0作为d,得到通道CH1的Farrow结构的滤波器:
2.3)、多通道延时的校正
对通道CH1的采集数据X1以及经过步骤(1)增益偏置误差校正后的采样数据X2、……、XM分别进行半带插值,然后分别送入各自对应的Farrow结构的分数延时滤波器h0(n)、h1(n)、……hM-1(n)中进行延时滤波,然后再分别进行半带抽取,得到延时校正后的采样数据X1、X2、……、XM,完成多通道延时校正;
(3)、数据整合
将延时校正后的采样数据X1、X2、……、XM进行整合,得到多ADC采集信号。
本发明的发明目的是这样实现的:
本发明多ADC动态范围扩展的数字校正方法,首先,通过正负幅度辅助值以及正基值、负基值,以迭代方式求出其他通道相对于作为标准的通道CH1的增益与偏置校正值,以此对其他通道的增益偏置误差进行校正,然后,通过计算其他通道相对于作为标准的通道CH1的相位差,并以此构建其他通道的Farrow结构的分数延时滤波器,对增益偏置误差校正后的采样数据X2、……、XM分别进行校正,在确保多通道输出不同增益的数据各自动态范围不损失的同时,完成多ADC系统的多路采集数据的数字校正。
附图说明
图1是本发明多ADC动态范围扩展的数字校正方法一种具体实施方式流程示意图;
图2是图1所示步骤S1中增益校正值Am以及偏置校正值Bm获取的流程图;
图3是本发明多ADC动态范围扩展的数字校正方法一种具体实施方式的原理示意图;
图4是相位差的获取示意图;
图5是数字校正前后的对比图。
具体实施方式
下面结合附图对本发明的具体实施方式进行描述,以便本领域的技术人员更好地理解本发明。需要特别提醒注意的是,在以下的描述中,当已知功能和设计的详细描述也许会淡化本发明的主要内容时,这些描述在这里将被忽略。
图1是本发明多ADC动态范围扩展的数字校正方法一种具体实施方式流程示意图。
在本实施例中,如图1所示,本发明多ADC动态范围扩展的数字校正方法包括以下步骤:
步骤S1:迭代计算增益校正值Am以及偏置校正值Bm,并进行多通道增益偏置误差校正
对于M个具有不同增益以及微小偏置误差的通道记为CH1、CH2、CH3……CHM,其采样数据记为X1、X2、……、XM,以其中通道CH1作为标准。在本实施例中,选取增益最小的通道作为通道CH1,避免校正过程中造成动态范围的损失。
根据通道CH2、CH3……CHM与通道CH1的增益校正值A1、A2、……、AM-1与偏置校正值B1、B2、……、BM-1,对通道CH2、CH3……CHM的增益偏置误差进行校正:
其中,通道CH2、CH3……CHM与通道CH1间增益校正值A1、A2、……、AM-1以及偏置校正值B1、B2、……、BM-1使用两个通道间采样数据的双极性信号进行迭代运算得到。由于双极性信号有正负之分。迭代计算过程引入了几个额外的辅助计算的值。高增益通道的正向最大值作为正基值XPMax,高增益通道的负向最大值作负基值XNMax、正幅度辅助值P(i)、负幅度辅助值N(i)。P(i)与N(i)为迭代过程中两个辅助值用来迭代收敛时计算出增益校正值A1、A2、……、AM-1以及偏置校正值B1、B2、……、BM-1。
具体来讲对于第m个增益校正值Am以及偏置校正值Bm,如图2所示,依据以下方式得到:
步骤S1.1:初始化
对于通道CH1、CHm+1,分别选取长度为L的一段采样数据,分别记为X1(0),X1(1),…,X1(L-1)以及Xm+1(0),Xm+1(1),…,Xm+1(L-1),初始化迭代次数i=1,初始化正幅度辅助值P(0)=X1(0),负幅度辅助值N(0)=X1(0),增益校正值Am(0)=1,偏置校正值Bm(0)=0;
步骤S1.2:计算第i次迭代的正幅度辅助值P(i)、负幅度辅助值N(i):
P(i)=P(i-1)+[X1(i-1)+(XPMax-Xm+1(i-1))×Am(i-1)+Bm(i-1)-P(i-1)]×D′
N(i)=N(i-1)+[X1(i-1)+(XNMax-Xm+1(i-1))×Am(i-1)+Bm(i-1)-N(i-1)]×D′
其中,正基值XPMax为通道CH1、CHm+1中高增益通道的正向最大值、负基值XNMax通道CH1、CHm+1中高增益通道的负向最大值,Am(i-1)为第i-1次迭代的增益校正值,Bm(i-1)为第i-1次迭代的偏置校正值,D′为迭代速度。
步骤S1.3:计算第i次迭代的增益校正值Am(i)、偏置校正值Bm(i):
步骤S1.4:计算第i次迭代的误差Δm(i):
Δm(i)=X1(i)-[Am(i)×Xm+1(i)+Bm(i)]
步骤S1.5:判断误差Δm(i)是否小于设定的迭代精度,如果小于,则第i次迭代的增益校正值Am(i)、偏置校正值Bm(i)作为第m个增益校正值Am以及偏置校正值Bm,如果不小于,则i=i+1,返回步骤S1.2。
由于多片ADC是类似的,在本实施例中,如图3所示,以两片ADC为例进行说明,本实施例只需要计算出通道CH2的增益校正值A1以及偏置校正值B1,并按照公式X2=A1X2+B1对通道CH2进行校正即可。
步骤S2:获取延时,构建Farrow结构的分数延时滤波器并进行多通道延时校正
步骤S2.1:多通道延时的获取
结合频谱分析,根据FFT的实部虚部数据得到相应的相位谱,便于测量信号在某一频点的相位差。在测量单频点延时的时候通过信号源输入相应的标准频点的信号,在各个通道输入相同频率,相同相位的信号,以CH1为标准通道,通过FFT计算各个通道标准频点的相位特性,求差得到各个通道与CH1在同一频点的相位差,就可以根据单一频点的相位差来对两通道时延进行估计。具体来讲,获取多通道延时的步骤为:
对通道CH1、CH2、CH3……CHM输入相同频率、相同相位的标准信号,然后对采样数据做FFT运算,得到的结果分别取实部REm和虚部IMm,m=1,2,…M,得到通道CH1、CH2、CH3……CHM的相位
以通道CH1为标准通道,通道CH2、CH3……CHM与通道CH1在标准信号下的相位差其中,相位差/>为:
计算通道CH2、CH3……CHM与通道CH1的延时τm,m=1,2,…M-1:
其中,f0为标准信号的频率,k′为ADC的采样率。
在本实施例中,采样率为262.144kHz,系统分析带宽102.4kHz。如图4所示,上位机根据FFT的实部RE1和虚部IM1得到相应在某一频率的相位差。在测量单频点延时的时候通过信号源在各个通道输入相应的标准频率1.024kHz的信号,采样率262.144kHz,做8192点的FFT分析,则标准频点1.024kHz的信号位于第32个FFT的点,其虚部与实部为IM1与RE1,计算两条通道FFT的实部RE1和虚部IM1的反正切值即可得相位与/>则两通道相位差若计算得到两通道数据在同一频点的相位差/>为0.08°,根据单一频点的相位差来对两通道时延τ1进行估计如下式:
步骤S2.2:设计Farrow结构的滤波器
使用通带内具有最大平坦特性的拉格朗日插值设计分数延时滤波器,分数延时滤波器系数为:
其中,P为分数延时滤波器的阶数。
在本实施例中,以分数延时滤波器阶数P=3为例,分数延时滤波器系数为:
表1
使用Farrow结构的滤波器对拉格朗日插值设计分数延时滤波器的系数进行逼近,通过滤波器组来近似求得一定延时范围内即0≤d≤1的最佳分数延时滤波器,令D=P-2+d,得到分数延时滤波器系数h(n)的多项式:
其中,cp(n)为Farrow结构的分数延时滤波器系数。
在本实施例中,以分数延时滤波器阶数P=3为例,分数延时滤波器系数得到三阶Farrow结构的分数延时滤波器系数表达式如下
得到拉格朗日插值设计Farrow结构的分数延时滤波器三阶滤波器cp(n)系数为:
对于通道CH2、CH3……CHM,将延时τm,m=1,2,…M-1作为d,则得到各自对应的Farrow结构的滤波器分别为:
通道CH1,设置万分之一个采样点的小数延时τ0作为d,得到通道CH1的Farrow结构的滤波器:
步骤S2.3:多通道延时的校正
延时校正使用Farrow结构的分数延时滤波器来消除各通道数据的延时不一致。同时,由于使用最大平坦度准则设计Farrow结构的分数延时滤波器带宽较低,可以采用插值提高数据速率,在Farrow滤波器完成校正后进行数据抽取。
具体为:
对通道CH1的采集数据X1以及经过步骤(1)增益偏置误差校正后的采样数据X2、……、XM分别进行半带插值,然后分别送入各自对应的Farrow结构的分数延时滤波器h0(n)、h1(n)、……hM-1(n)中进行延时滤波,然后再分别进行半带抽取,得到延时校正后的采样数据X1、X2、……、XM,完成多通道延时校正。
在本实施例中,如图3所示,通道CH1的采集数据X1以及经过步骤(1)增益偏置误差校正后的采样数据X2,分别进行半带插值,然后分别送入各自对应的Farrow结构的分数延时滤波器h0(n)、h1(n)hM-1(n)中进行延时滤波,然后再分别进行半带抽取,得到延时校正后的采样数据X2、……、XM,完成多通道延时校正。
在本实施例中,使用七阶Farrow滤波器进行线性相位特性通道固定延时校正,七阶Farrow滤波器归一化通带在262.144kHz采样率下仅为52kHz,首先使用半带插值提升采样率至524.288kHz,此时Farrow滤波器通带为105kHz满足通带需求。
使用Farrow滤波器进行校正,两路数据间各自使用Farrow滤波器进行校正,其中,通道CH1数据的Farrow滤波器设置0.0001微小延时进行一定的幅值与数据整周期延时补偿。
步骤S3:数据整合
将延时校正后的采样数据X1、X2、……、XM进行整合,得到多ADC采集信号。
根据动态范围扩展的实际应用场景,需要更具各个通道的不同增益来选取不同幅值的数据进行整合。在本实施例中,输入信号为正弦波,如图5所示,左图圈中标明了由于延时误差导致数据整合后产生垂直非线性的发生点,可以看出由于延时误差的存在,输出信号时域波形产生了明显的失真。右图可以看出,经过校正,两者重合,表示校正滤波将延时误差进行了良好的修正,使得波形畸变得以改善。
尽管上面对本发明说明性的具体实施方式进行了描述,以便于本技术领域的技术人员理解本发明,但应该清楚,本发明不限于具体实施方式的范围,对本技术领域的普通技术人员来讲,只要各种变化在所附的权利要求限定和确定的本发明的精神和范围内,这些变化是显而易见的,一切利用本发明构思的发明创造均在保护之列。
Claims (2)
1.一种多ADC动态范围扩展的数字校正方法,其特征在于,包括以下步骤:
(1)、迭代计算增益校正值Am以及偏置校正值Bm,并进行多通道增益偏置误差校正
对于M个具有不同增益以及微小偏置误差的通道记为CH1、CH2、CH3......CHM,其采样数据记为X1、X2、......、XM,以其中通道CH1作为标准,根据通道CH2、CH3......CHM与通道CH1的增益校正值A1、A2、......、AM-1与偏置校正值B1、B2、......、BM-1,对通道CH2、CH3......CHM的增益偏置误差进行校正:
其中,通道CH2、CH3......CHM与通道CH1间增益校正值A1、A2、......、AM-1以及偏置校正值B1、B2、......、BM-1使用两个通道间采样数据的双极性信号进行迭代运算得到,对于第m个增益校正值Am以及偏置校正值Bm,依据以下方式得到:
1.1)、对于通道CH1、CHn+1,分别选取长度为L的一段采样数据,分别记为X1(0),X1(1),...,X1(L-1)以及Xm+1(0),Xm+1(1),...,Xm+1(L-1),初始化迭代次数i=1,初始化正幅度辅助值P(0)=X1(0),负幅度辅助值N(0)=X1(0),增益校正值Am(0)=1,偏置校正值Bm(0)=0;
1.2)、计算第i次迭代的正幅度辅助值P(i)、负幅度辅助值N(i):
P(i)=P(i-1)+[X1(i-1)+(XPMax-Xm+1(i-1))×Am(i-1)+Bm(i-1)-P(i-1)]×D′
N(i)=N(i-1)+[X1(i-1)+(XNMax-Xm+1(i-1))×An(i-1)+Bm(i-1)-N(i-1)]×D′
其中,正基值XPMax为通道CHl、CHm+1中高增益通道的正向最大值、负基值XNMax通道CHl、CHm+1中高增益通道的负向最大值,Am(i-1)为第i-1次迭代的增益校正值,Bm(i-1)为第i-1次迭代的偏置校正值,D′为迭代速度;
1.3)、计算第i次迭代的增益校正值Am(i)、偏置校正值Bm(i):
1.4)、计算第i次迭代的误差Δm(i):
Δm(i)=X1(i)-[Am(i)×Xm+1(i)+Bm(i)]
1.5)、判断误差Δm(i)是否小于设定的迭代精度,如果小于,则第i次迭代的增益校正值Am(i)、偏置校正值Bm(i)作为第m个增益校正值Am以及偏置校正值Bm,如果不小于,则i=i+1,返回步骤1.2);
(2)、获取延时,构建Farrow结构的分数延时滤波器并进行多通道延时校正
2.1)、多通道延时的获取
对通道CH1、CH2、CH3......CHM输入相同频率、相同相位的标准信号,然后对采样数据做FFT运算,得到的结果分别取实部REm和虚部IMm,m=1,2,...M,得到通道CH1、CH2、CH3......CHM的相位
以通道CH1为标准通道,通道CH2、CH3......CHM与通道CH1在标准信号下的相位差其中,相位差/>为:
计算通道CH2、CH3......CHM与通道CH1的延时τm,m=1,2,...M-1:
其中,f0为标准信号的频率,k′为ADC的采样率;
2.2)、设计Farrow结构的滤波器
使用通带内具有最大平坦特性的拉格朗日插值设计分数延时滤波器,分数延时滤波器系数为:
其中,P为分数延时滤波器的阶数;
使用Farrow结构的滤波器对拉格朗日插值设计分数延时滤波器的系数进行逼近,通过滤波器组来近似求得一定延时范围内即0≤d≤1的最佳分数延时滤波器,令D=P-2+d,得到分数延时滤波器系数h(n)的多项式:
其中,cp(n)为Farrow结构的分数延时滤波器系数;
对于通道CH2、CH3......CHM,将延时τm,m=1,2,...M-1作为d,则得到各自对应的Farrow结构的分数延时滤波器分别为:
通道CH1,设置万分之一个采样点的小数延时τ0作为d,得到通道CH1的Farrow结构的滤波器:
2.3)、多通道延时的校正
对通道CH1的采集数据X1以及经过步骤(1)增益偏置误差校正后的采样数据X2、......、XM分别进行半带插值,然后分别送入各自对应的Farrow结构的分数延时滤波器h0(n)、h1(n)、......hM-1(n)中进行延时滤波,然后再分别进行半带抽取,得到延时校正后的采样数据X1、X2、......、XM,完成多通道延时校正;
(3)、数据整合
将延时校正后的采样数据X1、X2、......、XM进行整合,得到多ADC采集信号。
2.根据权利要求1所述的多ADC动态范围扩展的数字校正方法,其特征在于,选取增益最小的通道作为通道CH1。
Priority Applications (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
CN202310577720.3A CN116683910B (zh) | 2023-05-22 | 2023-05-22 | 一种多adc动态范围扩展的数字校正方法 |
Applications Claiming Priority (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
CN202310577720.3A CN116683910B (zh) | 2023-05-22 | 2023-05-22 | 一种多adc动态范围扩展的数字校正方法 |
Publications (2)
Publication Number | Publication Date |
---|---|
CN116683910A CN116683910A (zh) | 2023-09-01 |
CN116683910B true CN116683910B (zh) | 2024-04-16 |
Family
ID=87782842
Family Applications (1)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
---|---|---|---|
CN202310577720.3A Active CN116683910B (zh) | 2023-05-22 | 2023-05-22 | 一种多adc动态范围扩展的数字校正方法 |
Country Status (1)
Country | Link |
---|---|
CN (1) | CN116683910B (zh) |
Citations (3)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
CN102075464A (zh) * | 2011-01-18 | 2011-05-25 | 电子科技大学 | Tiadc系统通道误差的联合估计及实时校正方法 |
CN102857225A (zh) * | 2012-09-13 | 2013-01-02 | 电子科技大学 | 一种多通道高速并行交替采样系统的失配误差校准方法 |
CN113872599A (zh) * | 2021-09-06 | 2021-12-31 | 南通大学 | 基于ga优化的tiadc系统失配误差校准系统及方法 |
Family Cites Families (2)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
WO2010124523A1 (en) * | 2009-04-29 | 2010-11-04 | The University Of Hong Kong | Methods or structures for reconstruction of substantially uniform samples from substantially nonuniform samples |
US20170117914A1 (en) * | 2015-10-23 | 2017-04-27 | Industry-Academic Cooperation Foundation, Chosun University | Method and apparatus for providing digital background calibration for mismatches in m-channel time-interleved adcs (ti-adcs) |
-
2023
- 2023-05-22 CN CN202310577720.3A patent/CN116683910B/zh active Active
Patent Citations (3)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
CN102075464A (zh) * | 2011-01-18 | 2011-05-25 | 电子科技大学 | Tiadc系统通道误差的联合估计及实时校正方法 |
CN102857225A (zh) * | 2012-09-13 | 2013-01-02 | 电子科技大学 | 一种多通道高速并行交替采样系统的失配误差校准方法 |
CN113872599A (zh) * | 2021-09-06 | 2021-12-31 | 南通大学 | 基于ga优化的tiadc系统失配误差校准系统及方法 |
Non-Patent Citations (4)
Title |
---|
Complex CNN-Based Equalization for Communication Signal;Zexuan Chang et al;《2019 IEEE 4th International Conference on Signal and Image Processing (ICSIP)》;20191017;第513-517页 * |
一种基于Farrow滤波器的并行采样时间误差校正;刘艳茹 等;《电子测量与仪器学报》;20100131;第24卷(第1期);第50-54页 * |
基于TIADC的信号频谱分析系统设计;沈毅斌;徐晋;;自动化与仪器仪表;20171025(第10期);第55-57页 * |
多通道数据采集系统的研究与设计;朱子翰;《中国优秀硕士学位论文全文数据库 信息科技辑》;20130615(第6期);第I135-327页 * |
Also Published As
Publication number | Publication date |
---|---|
CN116683910A (zh) | 2023-09-01 |
Similar Documents
Publication | Publication Date | Title |
---|---|---|
CN108494402B (zh) | 一种基于正弦拟合的tiadc系统误差估计和补偿方法 | |
US20170117914A1 (en) | Method and apparatus for providing digital background calibration for mismatches in m-channel time-interleved adcs (ti-adcs) | |
JP4300253B2 (ja) | ベクトル・ネットワーク・アナライザの校正方法 | |
CN102075464A (zh) | Tiadc系统通道误差的联合估计及实时校正方法 | |
CN110244116B (zh) | 直流瞬时功率的计量电路及其准同步计算方法 | |
CN104467843A (zh) | 一种用于高速数据采集系统的综合误差校正方法 | |
CN108111169B (zh) | 一种四通道tiadc线性失配和非线性失配的联合校正方法 | |
CN113037283A (zh) | 时间交织逐次逼近型模数转换器及其校准方法 | |
CN115801009B (zh) | 一种补偿tiadc并行采集系统时间偏移误差的方法 | |
CN115776299A (zh) | 一种低复杂度的tiadc时间失配误差校准方法 | |
Li et al. | A background correlation-based timing skew estimation method for time-interleaved ADCs | |
US20240178856A1 (en) | Propagation delay compensation and interpolation filter | |
CN111856401A (zh) | 一种基于互谱相位拟合的时延估计方法 | |
CN116683910B (zh) | 一种多adc动态范围扩展的数字校正方法 | |
CN113114243B (zh) | 一种tiadc系统失配误差校正方法及系统 | |
CN203057112U (zh) | 一种针对时间交替模数转换系统时间误差的实时校正装置 | |
CN113346902B (zh) | 基于tiadc复合输出的全数字校准结构及其校准方法 | |
Qin et al. | Correction of sample-time error for time-interleaved sampling system using cubic spline interpolation | |
CN115001494A (zh) | 一种交织采样的后台自适应自校准方法 | |
CN107124183B (zh) | 双通道tiadc系统失配误差盲校正方法 | |
CN110855259A (zh) | 一种数字补偿的差分信号采集系统电路及补偿方法 | |
Aksenenko et al. | Digital angle sensor self-calibration: Two approaches to accuracy increasing | |
Liu et al. | A calibration method for frequency response mismatches in M-channel time-interleaved analog-to-digital converters | |
CN113965278B (zh) | 一种基于时间交织的多相数字接收系统及其数字校正方法 | |
Fateeva et al. | Adaptive Calibration Method for Time-Interleaved ADCs |
Legal Events
Date | Code | Title | Description |
---|---|---|---|
PB01 | Publication | ||
PB01 | Publication | ||
SE01 | Entry into force of request for substantive examination | ||
SE01 | Entry into force of request for substantive examination | ||
GR01 | Patent grant | ||
GR01 | Patent grant |