CN110855259A - 一种数字补偿的差分信号采集系统电路及补偿方法 - Google Patents

一种数字补偿的差分信号采集系统电路及补偿方法 Download PDF

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CN110855259A
CN110855259A CN201911316703.4A CN201911316703A CN110855259A CN 110855259 A CN110855259 A CN 110855259A CN 201911316703 A CN201911316703 A CN 201911316703A CN 110855259 A CN110855259 A CN 110855259A
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张勇
谷双全
刘宇
曾志槐
李章俊
戴振华
叶有利
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Abstract

本发明涉及信号处理技术领域，具体地说是一种数字补偿的差分信号采集系统电路及补偿方法，包括高频电磁干扰滤波器、差动放大器、模数转换器件、处理器、控制器，高频电磁干扰滤波器的输出端与差动放大器的输入端连接，差动放大器的输出端与模数转换器件的模拟输入端连接，模数转换器件的数字输出端与处理器的数字输入端连接，模数转换器件的控制输入端与控制器的控制输出端连接，控制器的时序控制输出端与模数转换器件的时序控制输入端连接，本发明同现有技术相比，克服由模拟器件精度失配和漂移带来的通道间不匹配、降低共模抑制比的技术问题，同时降低了器件成本，减低了设备运行的功率和温度，提高了设备的稳定性。

Description

一种数字补偿的差分信号采集系统电路及补偿方法
技术领域
本发明涉及信号处理技术领域，具体地说是一种数字补偿的差分信号采集系统电路及补偿方法。
背景技术
在信号采集系统中，尤其是涉及医用诊断信息的采集系统中，经常会将单端信号转换为差分信号，以增强在信号传递链路中的抗干扰性。一对差分信号可由以下公式来描述：
Figure 409772DEST_PATH_IMAGE002
，其中，为共模信号，在
Figure 404272DEST_PATH_IMAGE004
、
Figure DEST_PATH_IMAGE005
两极为幅度和相位均相等；
Figure 184884DEST_PATH_IMAGE006
为差模信号，在
Figure 89386DEST_PATH_IMAGE004
、
Figure 861033DEST_PATH_IMAGE005
两极为幅度相等，相位相差180°。
在电生理系统中，来自人体的单端电信号被体表和体内的电极拾取后，经由单端转差分处理后，进入差动放大器被放大，如图1所示的差动放大器电路。理想条件下，放大器的输出电压由以下公式给出：
Figure 749355DEST_PATH_IMAGE008
。
进一步地，当满足
Figure 163019DEST_PATH_IMAGE010
的条件，并将
Figure 249923DEST_PATH_IMAGE002
代入，
Figure 395734DEST_PATH_IMAGE008
可进一步简化为
Figure 568089DEST_PATH_IMAGE012
。即在理想情况下，共模信号
Figure 893766DEST_PATH_IMAGE003
被差动放大器完全抑制，而仅有差模信号被放大。
上述讨论所基于的条件是：1）放大器为理想放大器，即对有完全抑制的能力；2）
Figure DEST_PATH_IMAGE013
的条件被完全满足。在实际情况中，由于放大器内部电路不可能做到完全对称，因此无法做到对
Figure 948627DEST_PATH_IMAGE003
的完全抑制。所描述的实际电阻阻值不可能做到完全相等，电阻比例也不可能完全适配。同时，电阻阻值在温度变化的环境中，会以的规律发生变化，其中，
Figure 770269DEST_PATH_IMAGE016
为电阻在温度时的阻值，
Figure 35029DEST_PATH_IMAGE018
为电阻在温度
Figure DEST_PATH_IMAGE019
时的阻值，
Figure 427702DEST_PATH_IMAGE020
为温度变化引起的电阻变化值，为温度相对于温度的变化量，通常在机箱内部，
Figure 71490DEST_PATH_IMAGE021
最大可达50-60℃，
Figure 987493DEST_PATH_IMAGE022
为电阻在
Figure 114849DEST_PATH_IMAGE021
的范围内电阻阻值随温度的平均变化率，对于常用的厚膜贴片电阻，
Figure 545830DEST_PATH_IMAGE022
一般为±200-400PPM/℃。假设电阻为厚膜贴片电阻，在25℃时的零功率电阻为1000Ω，则在散热良好的机箱中，其阻值会变化为1000±6Ω，变化量达到了0.6%的原始阻值。
以上讨论的电阻漂移，会导致一部分
Figure 846362DEST_PATH_IMAGE003
向
Figure 793370DEST_PATH_IMAGE006
变化，导致基于模拟电路的放大器性能指标的下降。工程上将放大器对共模信号的抑制能力称为共模抑制比CMRR，
Figure 950682DEST_PATH_IMAGE024
给出其数学定义，其中，
Figure DEST_PATH_IMAGE025
表示放大器对差模信号的增益，表示放大器对共模信号的增益。
下面以图1为例，讨论外围电阻失配对放大器共模抑制比的影响。假设电阻采用的精度是相同的，其允差为
Figure DEST_PATH_IMAGE027
，，则式
Figure 473564DEST_PATH_IMAGE024
中，与
Figure 82717DEST_PATH_IMAGE026
可由
Figure 161269DEST_PATH_IMAGE030
表示。
由电阻导致的共模抑制比记为
Figure DEST_PATH_IMAGE031
，由放大器器件导致的共模抑制比记为
Figure 109634DEST_PATH_IMAGE032
，两者整体的共模抑制比R记为
Figure DEST_PATH_IMAGE033
，则：
Figure DEST_PATH_IMAGE035
，。即电阻导致的共模抑制比与差模增益和电阻精度有关，整体的共模抑制比由
Figure 546431DEST_PATH_IMAGE031
和中更小的值确定。
在，
Figure 891459DEST_PATH_IMAGE038
的基础上，假设差模增益
Figure DEST_PATH_IMAGE039
，，，则计算得到
Figure 456487DEST_PATH_IMAGE042
。若其他条件不变，，则计算得到。若需完全利用放大器的共模抑制比，则对应的电阻精度
Figure DEST_PATH_IMAGE045
，从技术和经济的角度来说显然是不现实的。
由于半导体技术的不断发展，目前放大器器件本身的共模抑制比最高可达到120~140dB，即在放大器输出端的共模信号幅度，最小可达到输入共模信号幅度的10-6至10-7倍，为了达到如此优异的共模抑制性能，所需电阻适配的要求会更严苛，加之电路板布线的微小差异和通道切换器件之间的导通电阻差异，在模拟域中几乎是不可能实现的。
图2是现有多通道医用电信号采集处理系统的整体电路结构。其中，BUF1到BUFN为模拟缓冲放大器，起到阻抗变换的作用，用于从高信号源内阻的人体中取得微弱的电信号。AMP1到AMPN为差动放大器，其具有图1所示的电路结构，一般理论增益为20-100V/V。AAF1到AAFN为抗混叠滤波网络，通常由一个低通RC滤波器组成，用于将所需频谱之外的信号滤除，从而不至在后续的处理中出现频谱混叠失真。MUX为通道选择网络，通常由多路模拟开关组成，其通道导通阻抗约为数十到数百欧姆，且各通道之间的导通阻抗一致性比较差，更加剧了通道间的增益失配。ADC为模数转换器件，一般在医疗领域采用至少14bit，采样速率至少100kSa/s，以满足采集微弱信号的需求。PROC为处理器，与模数转换器件直接连接，用于接收从模数转换器件发来的已数字化的电生理信号，同时与控制器CTRL之间通信，控制通道选择网络MUX进行通道切换。由此可发现，现有多通道医用电信号采集处理系统中，由于存在较多的模拟器件，如电阻和电容等，按照
Figure 832422DEST_PATH_IMAGE030
的讨论，会对放大器的共模抑制比产生较大影响，其直接结果就是不同通道之间的增益不相同，因此，无法将每一个通道直接作差形成所谓双极信号，大大降低了采集系统的灵活性和可靠性。
由上述分析，目前信号处理领域，特别是医用电生理信号处理领域，需要设计一种数字补偿的差分信号采集系统电路及补偿方法，放宽模拟器件的精度要求，降低系统复杂度和制造成本，提升系统稳定性，解决由模拟器件精度和漂移带来的上述技术问题。
发明内容
本发明的目的是克服现有技术的不足，提供了一种数字补偿的差分信号采集系统电路及补偿方法，放宽模拟器件的精度要求，降低系统复杂度和制造成本，提升系统稳定性。
为了达到上述目的，本发明是一种数字补偿的差分信号采集系统电路，包括高频电磁干扰滤波器、差动放大器、模数转换器件、处理器、控制器，其特征在于：高频电磁干扰滤波器的输出端与差动放大器的输入端连接，差动放大器的输出端与模数转换器件的模拟输入端连接，模数转换器件的数字输出端与处理器的数字输入端连接，模数转换器件的控制输入端与控制器的控制输出端连接，控制器的时序控制输出端与模数转换器件的时序控制输入端连接，差动放大器包括基准电压源、参考数模转换器一、参考数模转换器二、放大器，基准电压源的输出端与参考数模转换器一的电源端连接，参考数模转换器一的输入端与数字参考源连接，参考数模转换器一的输出端与放大器的同相输入端连接，放大器的反相输入端与高频电磁干扰滤波器的输出端连接，参考数模转换器二的输入端与数字增益信号连接，参考数模转换器二的输出端与放大器的增益控制输入端连接，放大器的输出端与模数转换器件的模拟输入端连接。
所述的高频电磁干扰滤波器为电感和电容组成的LC网络，所述的LC网络-3dB频率小于20MHz。
所述的模数转换器件的最大采样频率大于500KSa/S，有效转换位数大于等于12，所述的处理器的时钟频率大于24MHz，所述的控制器为32位或64位控制器。
所述的基准电压源的输出初始准确度小于±0.2%，输出噪声幅度小于100μVpp，所述的参考数模转换器一、参考数模转换器二的有效转换位数大于等于12。
所述的放大器为可变增益放大器或固定增益放大器，所述可变增益放大器的增益可在3dB至40dB范围内连续可调，所述固定增益放大器的增益范围为10-200 V/V。
一种数字补偿的差分信号采集系统电路的补偿方法，其特征在于：获取通道的增益幅频响应曲线的步骤如下：步骤1 ，确定理论增益；步骤2，确定起始频率
Figure 876601DEST_PATH_IMAGE046
，将频率为
Figure 478484DEST_PATH_IMAGE046
、幅度为
Figure DEST_PATH_IMAGE047
的正弦信号加载到放大器的输入端；步骤3，测量放大器的输出正弦信号幅度为；步骤4，计算放大器在
Figure 807889DEST_PATH_IMAGE046
频点处的增益
Figure DEST_PATH_IMAGE049
；步骤5，将幅度为
Figure 491811DEST_PATH_IMAGE047
的正弦信号频率增大到
Figure 518673DEST_PATH_IMAGE050
，加载到放大器输入端；步骤6，测量放大器的输出正弦信号幅度为
Figure DEST_PATH_IMAGE051
；步骤7，计算放大器在频点处的增益
Figure 679844DEST_PATH_IMAGE053
；步骤8，重复步骤1~步骤7，其中，
Figure 100002_DEST_PATH_IMAGE054
频点处的正弦信号频率为
Figure 596985DEST_PATH_IMAGE055
，测得的正弦信号幅度为
Figure 100002_DEST_PATH_IMAGE056
，计算的增益
Figure 338239DEST_PATH_IMAGE057
；步骤9，设采样频率为
Figure 100002_DEST_PATH_IMAGE058
，则当
Figure 874394DEST_PATH_IMAGE059
时，将有序数对
Figure 100002_DEST_PATH_IMAGE060
按照顺序描绘在直角坐标系中，即为通道的增益幅频响应曲线。
所述的
Figure DEST_PATH_IMAGE062
中，i为大于等于1的自然数。
在获取通道的增益幅频响应曲线后，计算针对不同频点
Figure 360870DEST_PATH_IMAGE063
的增益校正因子
Figure DEST_PATH_IMAGE064
，
Figure DEST_PATH_IMAGE066
；计算针对不同频点
Figure 183332DEST_PATH_IMAGE063
的校准后增益
Figure DEST_PATH_IMAGE068
，
Figure DEST_PATH_IMAGE070
；将不同频点
Figure 89846DEST_PATH_IMAGE063
校准后的增益
Figure 554326DEST_PATH_IMAGE071
保存到处理器中，供数字补偿使用。
在获取通道的增益幅频响应曲线后，按如下步骤进行，步骤a，应用拉普拉斯变换法建立电路的数学模型；步骤b，根据不同频点
Figure 895308DEST_PATH_IMAGE063
计算的增益，反推出实际模拟器件的取值
Figure 419830DEST_PATH_IMAGE073
；步骤c，在数字域中，计算频点
Figure 315105DEST_PATH_IMAGE063
理论增益
Figure DEST_PATH_IMAGE074
所对应的模拟器件的理论取值；步骤e，计算针对不同频点
Figure 778765DEST_PATH_IMAGE063
的不同电阻和电容
Figure 474188DEST_PATH_IMAGE075
的校正因子，
Figure 355294DEST_PATH_IMAGE077
；步骤f，计算针对不同频点
Figure 630418DEST_PATH_IMAGE063
的不同电阻和电容
Figure 680413DEST_PATH_IMAGE075
的应用数值校准，；步骤g，将不同频点
Figure 218842DEST_PATH_IMAGE063
的不同电阻和电容
Figure 213343DEST_PATH_IMAGE075
的数值全部保存到处理器中，供数字补偿使用。
本发明同现有技术相比，设计了数字补偿的差分信号采集系统电路及补偿方法，克服由模拟器件精度失配和漂移带来的通道间不匹配、降低共模抑制比的技术问题，同时降低了器件成本，减低了设备运行的功率和温度，提高了设备的稳定性。
附图说明
图1为现有技术的差动放大器的电原理图。
图2为现有技术的多通道医用电信号采集处理系统的整体电路图。
图3为本发明的整体电路结构。
图4是本发明中，差动放大器的电路结构。
图5是本发明中，未进行数字补偿的两个模拟通道的频率响应示意图。
图6是本发明中，数字补偿方法1的示意图。
图7是本发明中，数字补偿方法2的示意图。
具体实施方式
现结合附图对本发明做进一步描述。
参见图3-4，本发明是一种数字补偿的差分信号采集系统电路，包括高频电磁干扰滤波器、差动放大器、模数转换器件、处理器、控制器，高频电磁干扰滤波器的输出端与差动放大器的输入端连接，差动放大器的输出端与模数转换器件的模拟输入端连接，模数转换器件的数字输出端与处理器的数字输入端连接，模数转换器件的控制输入端与控制器的控制输出端连接，控制器的时序控制输出端与模数转换器件的时序控制输入端连接，差动放大器包括基准电压源、参考数模转换器一、参考数模转换器二、放大器，基准电压源的输出端与参考数模转换器一的电源端连接，参考数模转换器一的输入端与数字参考源连接，参考数模转换器一的输出端与放大器的同相输入端连接，放大器的反相输入端与高频电磁干扰滤波器的输出端连接，参考数模转换器二的输入端与数字增益信号连接，参考数模转换器二的输出端与放大器的增益控制输入端连接，放大器的输出端与模数转换器件的模拟输入端连接。
本发明中，高频电磁干扰滤波器为电感和电容组成的LC网络， LC网络-3dB频率小于20MHz，型号为NFW31SP106X1E4K、NFW31SP206X1E4L，或由分立电感或电容组成的LC网络组成，更不易受温度的影响，且能通过更大的电流。模数转换器件的最大采样频率大于500KSa/S，有效转换位数大于等于12，型号为AD7720、AD9874、ADS1675、ADS1672等。处理器的时钟频率大于24MHz，型号为TMS320C6748。控制器为32位或64位控制器，型号为XC6SLX4。基准电压源的输出初始准确度小于±0.2%，输出噪声幅度小于100μVpp，型号为REF2041、REF6250、LTC6652AHLS8-5、LTC6655BHLS8-4.096等。参考数模转换器一、参考数模转换器二的有效转换位数大于等于12，型号为DAC80501、DAC8551、DAC8311等。放大器为型号为AD8338、AD8330、AD8336、VCA810 等的可变增益放大器或型号为INA141、INA2141、INA106、LT1101、AD621等的固定增益放大器，可变增益放大器的增益可在3dB至40dB范围内连续可调，所述固定增益放大器的增益范围为10-200 V/V。
图3是本发明的整体电路结构。其中，EMIF1到EMIFN为高频电磁干扰滤波器。AMP1到AMPN为差动放大器，可由固定增益的放大器组成，或由数字控制的可变增益放大器组成，这一级的目的有如下几点：1）进行阻抗变换，从高信号源内阻的人体取得微弱的电信号；2）对微弱的电信号进行放大；3）驱动后续的模数转换器件，如将单端信号转换为差分信号，驱动差分输入的模数转换器件。其中，固定增益的放大器的增益由封装在集成电路内部的电阻设置，由于集成电路制造过程中会对这些电阻进行修整操作，所以封装在固定增益放大器内部的电阻匹配度非常高，使得同一型号不同固定增益放大器之间的增益误差小于0.3%，规避了外部增益电阻不适配导致的增益失配问题。另一种实现方法是采用数字控制的可变增益放大器，此种放大器的增益由数字信号驱动一个数模转换器，控制的增益绝对精度可达±0.25dB。经过放大器的信号被模数转换器件ADC1到ADCN采集。其中，模数转换器件优选采用Sigma-Delta调制的多通道同步采样模数转换器，因其转换精度可达24bit，采样速率可达500-600kSa/S，远远高于一般电生理信号的频率范围，一般为DC-2KHz，故可以大大放宽现有医用电信号采集处理系统中抗混叠滤波网络的设计需求，甚至可以省略相应的模拟抗混叠滤波网络，转而在数字域中加以处理；同时因各通道同步采样，避免了因外部的通道切换网络MUX带来的通道间串扰的问题，但由于这一类器件的价格比较昂贵，为了节约成本方面的考量，可以转而采用内部带有通道切换器件的模数转换器件ADC，并使用适当的通道采集时序，以保持较好的通道一致性和减少通道间的串扰。转换完成的数字信号传递到处理器PROC中，进行数字滤波、数字补偿等操作，处理器PROC与控制器CTRL之间通信，控制读取模数转换器件ADC采集数据的时序。图3中各通道单端信号
Figure 292157DEST_PATH_IMAGE004
到
Figure 960774DEST_PATH_IMAGE081
进行了上述放大、模数转换和数字补偿后，由于各通道之间的增益误差
Figure DEST_PATH_IMAGE082
，可在数字域中对任意两个单端信号进行组合而组成相应的差分信号，大大提升了放大器的性能。
图4是本发明的差动放大器的电路结构。其中，DAC1、DAC2为参考数模转换器，REF为基准电压源，为参考数模转换器一DAC1提供数模转换的基准电压。参考数模转换器一DAC1的输出
Figure 404525DEST_PATH_IMAGE083
接数字控制可变增益放大器VGA的同相输入端，模拟信号接VGA的反相输入端。参考数模转换器二DAC2为数字增益控制，其输出的模拟电压
Figure 558425DEST_PATH_IMAGE085
接可变增益放大器VGA的增益控制输入端，则可变增益放大器VGA的输出电压可由
Figure DEST_PATH_IMAGE088
给出。其中，
Figure 378614DEST_PATH_IMAGE047
为可变增益放大器VGA的增益，
Figure 465519DEST_PATH_IMAGE089
为可变增益放大器VGA同相输入端的电位，
Figure DEST_PATH_IMAGE090
为可变增益放大器VGA反相输入端的电位，
Figure 850145DEST_PATH_IMAGE091
为增益控制系数，与具体的可变增益放大器VGA器件选型有关。可变增益放大器VGA的输出电压随后被模数转换器件ADC转换为数字信号。
图5是为未进行数字补偿的两个模拟通道的幅频响应。图中所示+20dB处的水平虚线为A、B两通道的理论增益为
Figure DEST_PATH_IMAGE092
。A所指的实线为A通道的增益幅频响应曲线，B所指的点线为B通道的增益幅频响应曲线。观察
Figure 553658DEST_PATH_IMAGE046
-
Figure 911958DEST_PATH_IMAGE093
频点处的粗实线圆圈内部，可见A、B通道在这些频点处都偏离了理论增益；对于同一个通道的不同频点处，其增益也存在波动，而不是平坦的水平线；并且，通道A、B的-3dB通频带的截止频率
Figure DEST_PATH_IMAGE094
。假设A通道在
Figure 384528DEST_PATH_IMAGE063
，i=1,2,…，频点处的增益
Figure 170081DEST_PATH_IMAGE095
与理论增益
Figure 829733DEST_PATH_IMAGE074
之间的差值为
Figure DEST_PATH_IMAGE096
，B通通道在
Figure 257303DEST_PATH_IMAGE063
频点处的增益
Figure 115538DEST_PATH_IMAGE097
与理论增益之间的差值为
Figure DEST_PATH_IMAGE098
,则上述处理器PROC内的数字补偿即为使得在电信号的频带范围内，通过某种方法，使得
Figure 717475DEST_PATH_IMAGE096
、
Figure 417578DEST_PATH_IMAGE098
皆趋近于0，从而提高通道之间的增益匹配度。
参见图6，实线所绘制的曲线为某一个通道的增益幅频响应。该方法涉及的数字补偿具体如下：首先，获取通道的增益幅频响应曲线，步骤如下：步骤1 ，确定理论增益；步骤2，确定起始频率
Figure 130319DEST_PATH_IMAGE046
，将频率为
Figure 319992DEST_PATH_IMAGE046
、幅度为
Figure 626339DEST_PATH_IMAGE047
的正弦信号加载到放大器的输入端；步骤3，测量放大器的输出正弦信号幅度为；步骤4，计算放大器在
Figure 759698DEST_PATH_IMAGE046
频点处的增益
Figure 792376DEST_PATH_IMAGE049
；步骤5，将幅度为
Figure 710653DEST_PATH_IMAGE047
的正弦信号频率增大到，加载到放大器输入端；步骤6，测量放大器的输出正弦信号幅度为
Figure 876110DEST_PATH_IMAGE051
；步骤7，计算放大器在
Figure 469902DEST_PATH_IMAGE052
频点处的增益
Figure 813159DEST_PATH_IMAGE053
；步骤8，重复步骤1~步骤7，其中，
Figure 127597DEST_PATH_IMAGE054
频点处的正弦信号频率为，测得的正弦信号幅度为
Figure 309497DEST_PATH_IMAGE056
，计算的增益
Figure 936787DEST_PATH_IMAGE057
；步骤9，设采样频率为，则当时，将有序数对
Figure 855698DEST_PATH_IMAGE060
按照顺序描绘在直角坐标系中，即为通道的增益幅频响应曲线，其中，i为大于等于1的自然数。
在获取通道的增益幅频响应曲线后，计算针对不同频点
Figure 907968DEST_PATH_IMAGE063
的增益校正因子
Figure 328323DEST_PATH_IMAGE064
，
Figure 110334DEST_PATH_IMAGE066
；计算针对不同频点的校准后增益
Figure 366183DEST_PATH_IMAGE068
，
Figure 950748DEST_PATH_IMAGE070
；将不同频点
Figure 462632DEST_PATH_IMAGE063
校准后的增益保存到处理器中，供数字补偿使用。
最后，更换不同的通道，重复上述步骤。
经过上述数字增益补偿校准处理的各通道增益的精确度仅由处理器PROC中浮点数的存储位数决定，现有的处理器PROC中常用32位存储浮点数，去掉一个符号位后，得到的通道增益的匹配度，即通道增益之间的误差可达
Figure 766892DEST_PATH_IMAGE099
，远远大于现有基于模拟的放大器通道增益匹配度。从理论上说，也可采用数字均衡滤波器完成上述操作，但由于其频带宽度
Figure DEST_PATH_IMAGE100
较大，会对通道增益的平坦度造成一定影响。
参见图7，实线所绘制的曲线为某一个通道的增益幅频响应。该方法涉及的数字补偿具体如下：获取通道的增益幅频响应曲线的方法与前述相同。
在获取通道的增益幅频响应曲线后，按如下步骤进行，步骤a，应用拉普拉斯变换法建立电路的数学模型；步骤b，根据不同频点
Figure 561672DEST_PATH_IMAGE063
计算的增益
Figure 255959DEST_PATH_IMAGE072
，反推出实际模拟器件的取值
Figure 830158DEST_PATH_IMAGE073
；步骤c，在数字域中，计算频点
Figure 406633DEST_PATH_IMAGE063
理论增益
Figure 208367DEST_PATH_IMAGE074
所对应的模拟器件的理论取值
Figure 553897DEST_PATH_IMAGE075
；步骤e，计算针对不同频点
Figure 110781DEST_PATH_IMAGE063
的不同电阻和电容
Figure 784339DEST_PATH_IMAGE075
的校正因子
Figure 779976DEST_PATH_IMAGE076
，；步骤f，计算针对不同频点
Figure 379902DEST_PATH_IMAGE063
的不同电阻和电容
Figure 868652DEST_PATH_IMAGE075
的应用数值校准
Figure 776303DEST_PATH_IMAGE078
，
Figure 96426DEST_PATH_IMAGE080
；步骤g，将不同频点
Figure 667216DEST_PATH_IMAGE063
的不同电阻和电容的数值全部保存到处理器中，供数字补偿使用。具体的数字补偿，使用在不同频点
Figure DEST_PATH_IMAGE102
中，能够使得电阻、电容最为适配的一组数据对在数字域中所建立的电路模型进行补偿。
最后，更换不同的通道，重复上述步骤。
经过上述数字增益补偿校准处理的各通道增益的精确度仅由处理器PROC中浮点数的存储位数决定，现有的处理器PROC中常用32位存储浮点数，去掉一个符号位后，得到的通道增益的匹配度，即通道增益之间的误差可达
Figure 387227DEST_PATH_IMAGE099
，远远大于现有基于模拟的放大器通道增益匹配度。从理论上说，也可采用数字均衡滤波器完成上述操作，但由于其频带宽度
Figure 30698DEST_PATH_IMAGE100
较大，会对通道增益的平坦度造成一定影响。
经过上述数字电阻、电容数值补偿后，电阻、电容的值在数字域中的失配程度仅由处理器PROC中浮点数的存储位数决定。若采用现有32位浮点数的处理器PROC器件，得到的电阻、电容之间的失配可达
Figure 303548DEST_PATH_IMAGE099
，按照
Figure DEST_PATH_IMAGE104
，
Figure DEST_PATH_IMAGE106
计算，假设差模增益为
Figure 734267DEST_PATH_IMAGE039
，由电阻导致的共模抑制比
Figure 485185DEST_PATH_IMAGE031
可达208.7dB，远远高于目前基于模拟放大器的共模抑制比CMRR。
除了图6、图7所描述的数字补偿方法外，还可对模数转换器件ADC输出的时域数字信号进行FFT，然后在频域中对不同频点
Figure 248742DEST_PATH_IMAGE063
的增益进行补偿后，再使用IFFT将频域的信号变换到时域中。

Claims (9)

1.一种数字补偿的差分信号采集系统电路，包括高频电磁干扰滤波器、差动放大器、模数转换器件、处理器、控制器，其特征在于：高频电磁干扰滤波器的输出端与差动放大器的输入端连接，差动放大器的输出端与模数转换器件的模拟输入端连接，模数转换器件的数字输出端与处理器的数字输入端连接，模数转换器件的控制输入端与控制器的控制输出端连接，控制器的时序控制输出端与模数转换器件的时序控制输入端连接，差动放大器包括基准电压源、参考数模转换器一、参考数模转换器二、放大器，基准电压源的输出端与参考数模转换器一的电源端连接，参考数模转换器一的输入端与数字参考源连接，参考数模转换器一的输出端与放大器的同相输入端连接，放大器的反相输入端与高频电磁干扰滤波器的输出端连接，参考数模转换器二的输入端与数字增益信号连接，参考数模转换器二的输出端与放大器的增益控制输入端连接，放大器的输出端与模数转换器件的模拟输入端连接。
2.根据权利要求1所述的一种数字补偿的差分信号采集系统电路，其特征在于：所述的高频电磁干扰滤波器为电感和电容组成的LC网络，所述的LC网络-3dB频率小于20MHz。
3.根据权利要求1所述的一种数字补偿的差分信号采集系统电路，其特征在于：所述的模数转换器件的最大采样频率大于500KSa/S，有效转换位数大于等于12，所述的处理器的时钟频率大于24MHz，所述的控制器为32位或64位控制器。
4.根据权利要求1所述的一种数字补偿的差分信号采集系统电路，其特征在于：所述的基准电压源的输出初始准确度小于±0.2%，输出噪声幅度小于100μVpp，所述的参考数模转换器一、参考数模转换器二的有效转换位数大于等于12。
5.根据权利要求1所述的一种数字补偿的差分信号采集系统电路，其特征在于：所述的放大器为可变增益放大器或固定增益放大器，所述可变增益放大器的增益可在3dB至40dB范围内连续可调，所述固定增益放大器的增益范围为10-200 V/V。
6.一种如权利要求1所述的数字补偿的差分信号采集系统电路的补偿方法，其特征在于：获取通道的增益幅频响应曲线的步骤如下：步骤1 ，确定理论增益；步骤2，确定起始频率
Figure DEST_PATH_IMAGE002
，将频率为
Figure 74130DEST_PATH_IMAGE002
、幅度为
Figure DEST_PATH_IMAGE004
的正弦信号加载到放大器的输入端；步骤3，测量放大器的输出正弦信号幅度为
Figure DEST_PATH_IMAGE006
；步骤4，计算放大器在
Figure 696872DEST_PATH_IMAGE002
频点处的增益
Figure DEST_PATH_IMAGE008
；步骤5，将幅度为
Figure 15596DEST_PATH_IMAGE004
的正弦信号频率增大到
Figure DEST_PATH_IMAGE010
，加载到放大器输入端；步骤6，测量放大器的输出正弦信号幅度为；步骤7，计算放大器在
Figure DEST_PATH_IMAGE014
频点处的增益
Figure DEST_PATH_IMAGE016
；步骤8，重复步骤1~步骤7，其中，
Figure DEST_PATH_IMAGE018
频点处的正弦信号频率为
Figure DEST_PATH_IMAGE020
，测得的正弦信号幅度为
Figure DEST_PATH_IMAGE022
，计算的增益
Figure DEST_PATH_IMAGE024
；步骤9，设采样频率为
Figure DEST_PATH_IMAGE026
，则当
Figure DEST_PATH_IMAGE028
时，将有序数对按照顺序描绘在直角坐标系中，即为通道的增益幅频响应曲线。
7.根据权利要求6所述的一种数字补偿的差分信号采集系统电路的补偿方法，其特征在于：所述的
Figure DEST_PATH_IMAGE032
中，i为大于等于1的自然数。
8.根据权利要求6所述的一种数字补偿的差分信号采集系统电路的补偿方法，其特征在于：在获取通道的增益幅频响应曲线后，计算针对不同频点
Figure DEST_PATH_IMAGE034
的增益校正因子
Figure DEST_PATH_IMAGE036
，
Figure DEST_PATH_IMAGE038
；计算针对不同频点
Figure 902168DEST_PATH_IMAGE034
的校准后增益
Figure DEST_PATH_IMAGE040
，
Figure DEST_PATH_IMAGE042
；将不同频点
Figure 392186DEST_PATH_IMAGE034
校准后的增益
Figure DEST_PATH_IMAGE044
保存到处理器中，供数字补偿使用。
9.根据权利要求6所述的一种数字补偿的差分信号采集系统电路的补偿方法，其特征在于：在获取通道的增益幅频响应曲线后，按如下步骤进行，步骤a，应用拉普拉斯变换法建立电路的数学模型；步骤b，根据不同频点
Figure 533185DEST_PATH_IMAGE034
计算的增益，反推出实际模拟器件的取值
Figure DEST_PATH_IMAGE048
；步骤c，在数字域中，计算频点
Figure 94747DEST_PATH_IMAGE034
理论增益所对应的模拟器件的理论取值
Figure DEST_PATH_IMAGE052
；步骤d，计算针对不同频点
Figure 973842DEST_PATH_IMAGE034
的不同电阻和电容
Figure 618450DEST_PATH_IMAGE052
的校正因子
Figure DEST_PATH_IMAGE054
，
Figure DEST_PATH_IMAGE056
；步骤e，计算针对不同频点
Figure 183161DEST_PATH_IMAGE034
的不同电阻和电容
Figure 813993DEST_PATH_IMAGE052
的应用数值校准
Figure DEST_PATH_IMAGE058
，；步骤f，将不同频点
Figure 249392DEST_PATH_IMAGE034
的不同电阻和电容
Figure 799322DEST_PATH_IMAGE052
的数值全部保存到处理器中，供数字补偿使用。
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