CN116633150B - 一种反向可调频升压三相双向llc谐振变换器 - Google Patents

Abstract

本发明提供了一种双向三相LLC谐振变换器，包括原边电路、LLC谐振网络、高频变压器和副边电路，LLC谐振网络包括连接在原边侧的谐振电容Cra、Crb、Crc，励磁电感Lma、Lmb、Lmc和连接在副边侧的谐振电感Lra、Lrb、Lrc，本方案能够解决现在全频率段反向工作电压增益小于1从而反向只能降压不能升压的技术问题，而且不增加多余的谐振器件数量。

Description

一种反向可调频升压三相双向LLC谐振变换器

技术领域

本发明涉及领域电力电子谐振软开关技术领域，具体涉及一种反向可调频升压三相双向LLC谐振变换器。

背景技术

三相双向谐振变换器具备软开关，损耗小，功率密度高等优点被广泛应用。但在双向宽范围调压问题上还存在不足。

传统三相双向LLC如图1所示，谐振电感和谐振电容都在原边侧，正向工作时随频率变化增益曲线会有大于1的频率段，正向工作可以通过PFM(脉冲频率调制：英文全称为Pulse frequency modulation)控制升压；其反向工作电压增益曲线如图4，全频率段电压增益均小于1，PFM控制反向工作只能降压无法实现升压。

此外,现有双向三相对称CLLC谐振变换器如图2，该电路是在传统三相双向LLC的基础上进行改进的，其中变压器的原副边均有电感和电容组成的谐振腔，无论变换器正向运行还是反向运行，交流等效电路几乎一致，正反向均可实现电压增益大于1。但该拓扑并未广泛应用的原因是，在实际工程应用中，通常是基于基波分析法设计电路，这给谐振腔的参数设计带来较大的麻烦，而且变换器在实际运行时，变压器副边的谐振腔会折算到变压器原边，影响电压增益，并且存在多个增益峰值点，这给变换器控制方法的设计带来诸多麻烦。由于变压器原副边均有谐振电容的存在，也使得实现开关管ZVS导通的工作频率范围缩小很多，这同样限制了该拓扑在宽调压场合的应用。这个拓扑也存在谐振器件多的问题。

发明内容

本发明目的是提供一种双向三相LLC谐振变换器，能够解决现在全频率段反向工作电压增益小于1从而反向只能降压不能升压的技术问题，而且不增加多余的谐振器件数量。

本发明为实现上述目的，通过以下技术方案实现：

一种反向可调频升压三相双向LLC谐振变换器，包括原边电路、LLC谐振网络、高频变压器和副边电路，所述LLC谐振网络包括连接在原边侧的谐振电容Cra、Crb、Crc，励磁电感Lma、Lmb、Lmc和连接在副边侧的谐振电感Lra、Lrb、Lrc。

所述原边电路包括原边母线电容C1和原边三相半桥开关电路，所述副边电路包括副边母线电容C2和副边三相半桥开关，所述高频变压器包括A相变压器、B相变压器和C相变压器，三个变压器原边第一端分别对应与所述原边电路三个桥臂中点连接，三个变压器副边第一端分别通过谐振电感与副边电路三个桥臂中点连接，所述谐振电容Cra连接在A相变压器第二端和B相变压器第二端之间，Crb连接在B相变压器第二端和C相变压器第二端之间，Crc连接在A相变压器第二端和C相变压器第二端之间，所述励磁电感Lma、Lmb、Lmc分别对应并联在三个变压器的原边，所述谐振电感Lra、Lrb、Lrc分别连接在三个变压器副边第一端和对应的副边电路桥臂中点，三个变压器副边第二端连接在一起。

更具体的，所述原边三相半桥开关电路包括开关管T1、T2……T6和与每个开关管对应反并联的二极管D1、D2……D6；T1、T2形成原边第一桥臂，原边第一桥臂中点连接A相变压器原边第一端，T3、T4形成原边第二桥臂，原边第二桥臂中点连接B相变压器原边第一端，T5、T6形成原边第三桥臂，原边第三桥臂中点连接C相变压器原边第一端；所述副边三相半桥开关电路包括开关管T1’、T2’……T6’和与每个开关管对应反并联的二极管D1’、D2’……D6’；T1’、T2’形成副边第一桥臂，副边第一桥臂中点通过谐振电感Lra连接A相变压器副边第一端，T3’、T4’形成副边第二桥臂，副边第二桥臂中点通过谐振电感Lrb连接B相变压器副边第一端，T5’、T6’形成副边第三桥臂，副边第三桥臂中点通过谐振电感Lrc连接C相变压器副边第一端；原边母线电容C1并联在原边三个桥臂两端，原边母线电压Udc1，副边母线电容并联在副边三个桥臂两端，副边母线电压Udc2。

该反向可调频升压三相双向LLC谐振变换器正向运行时正向谐振腔输入输出的传递函数为：

将分子归一化可得：

其中，L₁＝Lm，Lm为Lma、Lmb或者Lmc，L₂＝n²Lr，Lr为Lra、Lrb或者Lrc，n为高频变压器变比，C＝3Cr，Cr为Cra、Crb或者Crc，R_eq为副边等效交流阻抗；

令上式虚部为0，可得到谐振角频率ω₀：

规定等效电感L_eq为：

得到：

定义谐振电感比为代入上式：

特征阻抗Z₀为：

得出：

令定义品质因数/>可得：

正向运行的增益函数为：

反向运行时反向谐振腔输入输出的传递函数为：

将分子归一化可得：

其中，L₁'＝Lm，Lm’为Lma、Lmb或者Lmc分别对应的变压器副边励磁电感Lma’、Lmb’或者Lmc’，令L₂'＝Lr，Lr为Lra、Lrb或者Lrc，C'＝3n²Cr，Cr为Cra、Crb或者Crc，n为高频变压器变比，R_eq'为原边等效交流阻抗；

令上式虚部为0，得到谐振角频率：

定义电感比为：

定义特征阻抗为：

定义品质因数为：

可得：

代入传递函数公式可得：

则反向运行的增益函数为：

所述原边等效交流阻抗或副边等效交流阻抗的计算方式为：

应用基波分析法进行建模，三相二次侧电压相位相差120°，通过傅里叶分解可得副边电压的基波分量为：

基波分量有效值为：

设输出电流平均值为I_o，二次侧相电流峰值为I_peak，对于三相星型交错，相电流峰值与输出电流峰值相等：

设二次侧相电流有效值为I_s，I_s与I_o的关系为：

等效到一次侧单相等效电阻，即副边等效交流阻抗为：

等效到二次测得等效电阻，即原边等效交流阻抗为：

其中，R_L为正向运行时副边负载，R_L'为反向运行时原边负载。

本发明的优点在于：实现了一种新的三相双向LLC谐振电路，减少了三相双向LLC谐振器件的同时，在不增加谐振功率器件的条件下实现了三相双向LLC反向工作变频升压功能，弥补了现有三相双向LLC技术的不足。使系统整体功率器件更少，谐振电容容值更小，谐振变换器的功能更加突出。

附图说明

图1为传统三相双向LLC电路图；

图2为双向三相对称CLLC电路图；

图3为本发明反向可调频升压三相双向LLC谐振变换器；

图4为传统三相双向LLC反向增益曲线；

图5为本发明正向增益曲线；

图6为本发明反向增益曲线；

图7本发明正向谐振腔等效图；

图8本发明反向谐振腔等效图；

图9谐振腔电压波形。

具体实施方式

下面将结合本发明实施例中的附图，对本发明实施例中的技术方案进行清楚、完整地描述。

实施例1

本实施例公开了一种反向可调频升压三相双向LLC谐振变换器，实现电路请参照图3，包括原边电路、LLC谐振网络、高频变压器和副边电路，LLC谐振网络包括连接在原边侧的谐振电容Cra、Crb、Crc，励磁电感Lma、Lmb、Lmc和连接在副边侧的谐振电感Lra、Lrb、Lrc。

原边电路包括原边母线电容C1和原边三相半桥开关电路，原边母线电容C1并联在原边第一桥臂两端，原边母线电压Udc1，原边三相半桥开关电路包括开关管T1、T2……T6和与每个开关管对应反并联的二极管D1、D2……D6；T1、T2形成原边第一桥臂，原边第一桥臂中点连接A相变压器原边第一端，T3、T4形成原边第二桥臂，原边第二桥臂中点连接B相变压器原边第一端，T5、T6形成原边第三桥臂，原边第三桥臂中点连接C相变压器原边第一端。

副边电路包括副边母线电容C2和副边三相半桥开关，副边母线电容并联在副边第三桥臂两端，副边母线电压Udc2，副边三相半桥开关电路包括开关管T1’、T2’……T6’和与每个开关管对应反并联的二极管D1’、D2’……D6’；T1’、T2’形成副边第一桥臂，副边第一桥臂中点通过谐振电感Lra连接A相变压器副边第一端，T3’、T4’形成副边第二桥臂，副边第二桥臂中点通过谐振电感Lrb连接B相变压器副边第一端，T5’、T6’形成副边第三桥臂，副边第三桥臂中点通过谐振电感Lrc连接C相变压器副边第一端。

高频变压器包括A相变压器、B相变压器和C相变压器，三个变压器原边第一端分别对应与所述原边电路三个桥臂中点连接，三个变压器副边第一端分别通过谐振电感与副边电路三个桥臂中点连接。谐振电容Cra连接在A相变压器第二端和B相变压器第二端之间，Crb连接在B相变压器第二端和C相变压器第二端之间，Crc连接在A相变压器第二端和C相变压器第二端之间。励磁电感Lma、Lmb、Lmc分别对应并联在三个变压器的原边，谐振电感Lra、Lrb、Lrc分别连接在三个变压器副边第一端和对应的副边电路桥臂中点。

实施例2

上述该反向可调频升压三相双向LLC谐振变换器正向运行时，正向谐振腔等效图请参照图7，V_i为原边输入电压，V_o为副边输出电压，L₂与R_eq串联后与L₁并联，再同C串联后接在V_i两端，R_eq两端电压为nV_o，谐振腔输入输出的传递函数为：

将分子归一化可得：

令L₁＝Lm，Lm为Lma、Lmb或者Lmc，L₂＝n²Lr，Lr为Lra、Lrb或者Lrc，n为高频变压器变比，C＝3Cr，Cr为Cra、Crb或者Crc，R_eq为副边等效交流阻抗。

令(1.1)虚部为0，可得到谐振角频率ω₀：

规定等效电感L_eq为：

得到：

定义谐振电感比为：

特征阻抗Z₀为：

定义品质因数：

将(1.6)代入(1.3)得到：

联立(1.5)(1.6)(1.7)得出：

令可得：

正向运行的增益函数为：

正向谐振腔等效增益曲线如图5，k＝2，Q1取值0.2、0.3、0.5、0.75、1，横坐标为归一化频率纵坐标为增益M₁₂(ω)，f_s为开关频率，f₀为谐振频率。随着ω_n的变化，增益在1以下和1以上均有区域，正向可通过PFM实现升压和降压。

实施例3

上述反向可调频升压三相双向LLC谐振变换器在反向运行时，等效图请参照图8，R_eq’与L₁’并联后与L₂’、C’串联接在V_o两端，R_eq’两端电压为V_i/n，V_i为原边输入电压，V_o为副边输出电压，谐振腔输入输出的传递函数为：

将分子归一化可得：

令L₁'＝Lm'，Lm’为Lma、Lmb或者Lmc分别对应的变压器副边励磁电感Lma’、Lmb’或者Lmc’，令L₂'＝Lr，Lr为Lra、Lrb或者Lrc，C'＝3n²Cr，Cr为Cra、Crb或者Crc，n为高频变压器变比，R_eq'为原边等效交流阻抗；

令(2.1)虚部为0，得到谐振角频率，与正向角频率不同，且k值越大两者越接近：

令电感比为：

特征阻抗为：

品质因数为：

将(2.4)(2.5)代入(2.3)可得：

将(2.6)(2.7)代入传递函数公式(2.2)可得：

则反向运行的增益函数为：

在k＝2的情况下，反向谐振腔等效增益曲线如图6，Q取值0.2、0.3、0.5、0.75、1，横坐标为归一化频率纵坐标为增益M₂₁(ω_n)，f_s为开关频率，f₀为谐振频率。随着ω_n的变化，增益在1以下和1以上均有区域，反向可通过PFM实现升压和降压。

实施例4

下面给出一种原边等效交流阻抗或副边等效交流阻抗的计算方式。

应用基波分析法进行建模，每一相的二次侧电压如图9所示，三相二次侧电压相位相差120°，通过傅里叶分解可得副边电压的基波分量为：

基波分量有效值为：

设输出电流平均值为I_o，二次侧相电流峰值为I_peak，对于三相星型交错，相电流峰值与输出电流峰值相等：

设二次侧相电流有效值为I_s，I_s与I_o的关系为：

等效到一次侧单相等效电阻，即副边等效交流阻抗为：

等效到二次测得等效电阻，即原边等效交流阻抗为：

其中，R_L为正向运行时副边负载，R_L'为反向运行时原边负载。

最后应说明的是：以上所述仅为本发明的优选实施例而已，并不用于限制本发明，凡在本发明的精神和原则之内，所作的任何修改、等同替换、改进等，均应包含在本发明的保护范围之内。

Claims (4)

1.一种反向可调频升压三相双向LLC谐振变换器，包括原边电路、LLC谐振网络、高频变压器和副边电路，其特征在于，所述LLC谐振网络包括连接在原边侧的谐振电容Cra、Crb、Crc，励磁电感Lma、Lmb、Lmc和连接在副边侧的谐振电感Lra、Lrb、Lrc；

所述原边电路包括原边母线电容C1和原边三相半桥开关电路，所述副边电路包括副边母线电容C2和副边三相半桥开关，所述高频变压器包括A相变压器、B相变压器和C相变压器，三个变压器原边第一端分别对应与所述原边电路三个桥臂中点连接，三个变压器副边第一端分别通过谐振电感与副边电路三个桥臂中点连接，所述谐振电容Cra连接在A相变压器第二端和B相变压器第二端之间，Crb连接在B相变压器第二端和C相变压器第二端之间，Crc连接在A相变压器第二端和C相变压器第二端之间，所述励磁电感Lma、Lmb、Lmc分别对应并联在三个变压器的原边，所述谐振电感Lra、Lrb、Lrc分别连接在三个变压器副边第一端和对应的副边电路桥臂中点，三个变压器副边第二端连接在一起；

正向运行时正向谐振腔输入输出的传递函数为：

将分子归一化可得：

其中，L₁＝Lm，Lm为Lma、Lmb或者Lmc，L₂＝n²Lr，Lr为Lra、Lrb或者Lrc，n为高频变压器变比，C＝3Cr，Cr为Cra、Crb或者Crc，R_eq为副边等效交流阻抗；

令上式虚部为0，可得到谐振角频率ω₀：

规定等效电感L_eq为：

得到：

定义谐振电感比为代入上式：

特征阻抗Z₀为：

得出：

令定义品质因数/>可得：

正向运行的增益函数为：

2.根据权利要求1所述的反向可调频升压三相双向LLC谐振变换器，其特征在于，所述原边三相半桥开关电路包括开关管T1、T2……T6和与每个开关管对应反并联的二极管D1、D2……D6；T1、T2形成原边第一桥臂，原边第一桥臂中点连接A相变压器原边第一端，T3、T4形成原边第二桥臂，原边第二桥臂中点连接B相变压器原边第一端，T5、T6形成原边第三桥臂，原边第三桥臂中点连接C相变压器原边第一端；所述副边三相半桥开关电路包括开关管T1’、T2’……T6’和与每个开关管对应反并联的二极管D1’、D2’……D6’；T1’、T2’形成副边第一桥臂，副边第一桥臂中点通过谐振电感Lra连接A相变压器副边第一端，T3’、T4’形成副边第二桥臂，副边第二桥臂中点通过谐振电感Lrb连接B相变压器副边第一端，T5’、T6’形成副边第三桥臂，副边第三桥臂中点通过谐振电感Lrc连接C相变压器副边第一端；原边母线电容C1并联在原边三个桥臂两端，原边母线电压Udc1，副边母线电容并联在副边三个桥臂两端，副边母线电压Udc2。

3.根据权利要求1所述的反向可调频升压三相双向LLC谐振变换器，其特征在于，反向运行时反向谐振腔输入输出的传递函数为：

将分子归一化可得：

其中，L₁'＝Lm'，Lm’为Lma、Lmb或者Lmc分别对应的变压器副边励磁电感Lma’、Lmb’或者Lmc’，令L₂′＝Lr，Lr为Lra、Lrb或者Lrc，C'＝3n²Cr，Cr为Cra、Crb或者Crc，n为高频变压器变比，R_eq′为原边等效交流阻抗；

令上式虚部为0，得到谐振角频率：

定义电感比为：

定义特征阻抗为：

定义品质因数为：

可得：

代入传递函数公式可得：

则反向运行的增益函数为：

4.根据权利要求1或3任一所述的反向可调频升压三相双向LLC谐振变换器，其特征在于，所述原边等效交流阻抗或副边等效交流阻抗的计算方式为：

应用基波分析法进行建模，三相二次侧电压相位相差120°，通过傅里叶分解可得副边电压的基波分量为：

基波分量有效值为：

设输出电流平均值为I_o，二次侧相电流峰值为I_peak，对于三相星型交错，相电流峰值与输出电流峰值相等：

设二次侧相电流有效值为I_s，I_s与I_o的关系为：

等效到一次侧单相等效电阻，即副边等效交流阻抗为：

等效到二次测得等效电阻，即原边等效交流阻抗为：

其中，R_L为正向运行时副边负载，R_L'为反向运行时原边负载。