CN116526850A - 多模式混合控制的直流-直流电源转换电路与控制方法 - Google Patents

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CN116526850A CN202210062984.0A CN202210062984A CN116526850A CN 116526850 A CN116526850 A CN 116526850A CN 202210062984 A CN202210062984 A CN 202210062984A CN 116526850 A CN116526850 A CN 116526850A
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Abstract

本发明关于一种多模式混合控制的直流‑直流电源转换电路，包含一切换式电源转换器与一微控制器，该切换式电源转换器包含一变压器及一切换开关，该微控制器根据该切换式电源转换器的输入电压设定多个回授电压门槛值，并判断该切换式电源转换器的回授电压与各该回授电压门槛值之间的大小关系，以根据其判断结果执行一变频控制模式、一定频控制模式或一跳周期控制模式；该微控制器输出一驱动信号至该切换开关，该微控制器根据所执行的模式对应调整该驱动信号的频率，让该切换式电源转换器从轻载到满载获得最佳的效率曲线。

Description

多模式混合控制的直流-直流电源转换电路与控制方法
技术领域
本发明涉及直流-直流(DC to DC)电源转换电路，特别是指多模式混合控制的直流-直流电源转换电路与控制方法。
背景技术
习知直流-直流电源转换电路包含一切换式电源转换器与一微控制器，其中，返驰式(Flyback)电源转换器是该切换式电源转换器的一种电路架构，该返驰式电源转换器的电源输出端供连接一负载，该返驰式电源转换器基本上包含一变压器，该变压器的一次侧绕组串联一晶体管，该晶体管常见的是金氧半场效晶体管(MOSFET)，该微控制器及其控制回路连接该切换式电源转换器的电源输入端、电源输出端和该晶体管的闸极。
借此，使用该微控制器来控制，可侦测该切换式电源转换器的输入电压和回授电压以判断该切换式电源转换器所连接的该负载的负载量，并根据该负载量产生一驱动信号(PWM)给该晶体管，该晶体管根据该驱动信号实施导通/关闭(ON/OFF)的作动方式。
一般而言，该微控制器执行一准谐振控制模式(QR mode)，该准谐振模式的功能是当侦测到的该负载量越低，该驱动信号的频率越高。然而，该负载量的态样多元，至少包含重载与轻载等态样，举例来说，在满载时，该驱动信号的频率可为120kHz；但当该负载量降低为轻载(例如满载的30％)，该驱动信号的频率可能提升为400kHz。由此可见，当该负载量为轻载或更低，甚至于空载，该驱动信号的频率将维持在较高的频率，致使该驱动开关实施较高频率的导通/关闭的切换，衍生高频杂讯、高频切换损失和电路板线路上的电磁干扰等问题。
发明内容
有鉴于此，本发明的主要目的是提供一种多模式混合控制的直流-直流电源转换电路与控制方法，以期改善习知直流-直流电源转换电路在准谐振控制模式(QR mode)下，当负载量为轻载或更低，所衍生高频杂讯、高频切换损失和电路板线路上的电磁干扰等问题。
本发明的多模式混合控制的直流-直流电源转换电路包含：
一切换式电源转换器，包含：
一变压器；及
一切换开关，串联于该变压器的一次侧绕组且具有一控制端；以及
一微控制器，连接该切换式电源转换器以及该切换开关的控制端，该微控制器根据该切换式电源转换器的输入电压设定多个回授电压门槛值，以及判断该切换式电源转换器的一回授电压与各该回授电压门槛值之间的大小关系，以根据其判断结果执行一变频控制模式、一定频控制模式或一跳周期控制模式；该微控制器输出一驱动信号至该切换开关，并根据所执行的该变频控制模式、该定频控制模式或该跳周期控制模式对应调整该驱动信号的频率。
如前所述的电源转换电路，该微控制器通过一隔离回授电路连接该切换式电源转换器的电源输出端，以从该隔离回授电路接收该回授电压；该微控制器判断该回授电压与各该回授电压门槛值之间的大小关系，以根据其判断结果执行该变频控制模式、该定频控制模式或该跳周期控制模式。
如前所述的电源转换电路，该些回授电压门槛值包含一第一回授电压门槛值与一第二回授电压门槛值，该第一回授电压门槛值大于该第二回授电压门槛值；当该微控制器判断出该回授电压大于该第一回授电压门槛值，该微控制器执行该变频控制模式，以使该驱动信号的频率随着负载量而改变；当该微控制器判断出该回授电压小于或等于该第一回授电压门槛值，并且大于该第二回授电压门槛值，该微控制器执行该定频控制模式，以使该驱动信号的频率为固定频率；当该微控制器判断出该回授电压小于或等于该第二回授电压门槛值，该微控制器执行该跳周期控制模式，在该跳周期控制模式中，该微控制器判断该回授电压是否回升而大于或等于该第二回授电压门槛值；若是，该微控制器使该驱动信号的频率为固定频率；若否，该微控制器停止输出该驱动信号至该切换开关。
如前所述的电源转换电路，在该变频控制模式中，当所述负载量为满载时，该驱动信号的频率定义为一满载频率；在该定频控制模式和该跳周期控制模式中，该驱动信号的频率为该满载频率的二分之一以上。
如前所述的电源转换电路，更包含一主动箝位电路，其连接该变压器的一次侧绕组且包含：一箝位开关，串联在一第一电容与一第二电容之间，该第一电容的另一端连接该变压器的一次侧绕组的第一端，该第二电容的另一端连接该变压器的一次侧绕组的第二端；以及一电阻，其一端连接该箝位开关的一控制端，另一端连接该变压器的一次侧绕组的第二端；该切换开关的一端连接该变压器的一次侧绕组的第二端而与该一次侧绕组形成串联。
如前所述的电源转换电路，该主动箝位电路包含二极管，其阳极连接该箝位开关的该控制端，其阴极连接该变压器的一次侧绕组的第二端。
本发明的多模式混合控制的直流-直流电源转换电路的控制方法于一微控制器执行，该微控制器连接一切换式电源转换器与一切换开关，该控制方法包含以下步骤：
(a)侦测该切换式电源转换器的一输入电压和一回授电压；
(b)根据该切换式电源转换器的该输入电压设定多个回授电压门槛值；
(c)判断该切换式电源转换器的该回授电压与各该回授电压门槛值之间的大小关系；以及
(d)根据步骤(c)的判断结果执行一变频控制模式、一定频控制模式或一跳周期控制模式，其中，该微控制器输出一驱动信号至该切换开关，并根据所执行的该变频控制模式、该定频控制模式或该跳周期控制模式对应调整该驱动信号的频率。
如前所述的控制方法，在步骤(b)中，所述回授电压门槛值包含一第一回授电压门槛值与一第二回授电压门槛值，该第一回授电压门槛值大于该第二回授电压门槛值；在步骤(c)中，更包含：(c-1)该微控制器判断该回授电压是否小于或等于该第一回授电压门槛值，若在步骤(c-1)判断为否，进入步骤(d)以执行该变频控制模式，使该驱动信号的频率随着负载量而改变；(c-2)在步骤(c-1)中若判断为是，该微控制器判断该回授电压是否小于或等于该第二回授电压门槛值，若在步骤(c-2)判断为否，进入步骤(d)以执行该定频控制模式，使该驱动信号的频率为固定频率；(c-3)在步骤(c-2)中若判断为是，进入步骤(d)以执行该跳周期控制模式，在该跳周期控制模式中，该微控制器判断该回授电压是否回升而大于或等于该第二回授电压门槛值；若是，该微控制器使该驱动信号的频率为固定频率并再回复执行步骤(c-1)；若否，该微控制器停止输出该驱动信号至该切换开关。
如前所述的控制方法，在步骤(b)中，该微控制器将一回授电压门槛参考值乘以一第一比例值而设定为该第一回授电压门槛值，以及将该回授电压门槛参考值乘以一第二比例值而设定为该第二回授电压门槛值，其中，该回授电压门槛参考值对应于该切换式电源转换器的输入电压。
如前所述的控制方法，在该变频控制模式中，当所述负载量为满载时，该驱动信号的频率定义为一满载频率；在该定频控制模式和该跳周期控制模式中，该驱动信号的频率为该满载频率的二分之一以上。
根据本发明的多模式混合控制的直流-直流电源转换电路与控制方法，所谓多模式即例如包含该变频控制模式、该定频控制模式和该跳周期控制模式，该微控制器即时监测该切换式电源转换器的输入电压和回授电压，其中，该切换式电源转换器的回授电压可反映该直流-直流电源转换电路所连接的一负载的负载量，该微控制器所设定的该些回授电压门槛值作为评估该负载量的判断基准值。
当该微控制器判断出该负载量为重载，执行该变频控制模式；当该微控制器判断出该负载量为轻载或更低，执行该定频控制模式或该跳周期控制模式，在该定频控制模式或该跳周期控制模式下，该驱动信号的频率维持在定值而不随着负载量变轻而提高，如此一来，有效改善先前技术所述该负载量为轻载或更低所衍生高频杂讯、高频切换损失和电路板线路上的电磁干扰等问题，并让该切换式电源转换器从轻载到满载获得最佳的效率曲线。
附图说明
图1：本发明多模式混合控制的直流-直流电源转换电路的实施例的电路示意图(一)。
图2：本发明多模式混合控制的直流-直流电源转换电路的实施例的电路示意图(二)。
图3：本发明的控制方法的流程示意图。
图4A：本发明的实施例中，切换式电源转换器的输出电流IO波形图。
图4B：本发明的实施例中，回授电压VFB的波形图。
图4C：本发明的实施例中，驱动信号S1的波形图。
图4D：本发明的实施例中，切换式电源转换器的输出电压VO波形图。
图5A：本发明的实施例中，切换式电源转换器的输出电压VO细部波形图。
图5B：本发明的实施例中，第二电容C2两端的电压VC2波形图。
图5C：本发明的实施例中，第一电容C1两端的电压VC1波形图。
图5D：本发明的实施例中，箝位开关Q2的汲极-源极之间的电压VQ2-DS波形图。
图5E：本发明的实施例中，箝位开关Q2的闸极-源极之间的电压VQ2-G波形图。
图5F：本发明的实施例中，切换开关Q1的汲极-源极之间的电压VQ1-DS波形图。
图5G：本发明的实施例中，切换开关Q1的闸极电压VQ1-G波形图。
图5H：本发明的实施例中，变压器的一次侧绕组两端之间的电压VP波形图。
图6：本发明的实施例中，切换开关Q1关闭、箝位开关Q2导通时的电路动作示意图。
图7：本发明的实施例中，切换开关Q1导通、箝位开关Q2关闭时的电路动作示意图。
附图标号说明：
10:切换式电源转换器 11:电源输入端
12:电源输出端 13:分压电路
20:变压器 21:一次侧绕组
22:二次侧绕组 30:输出电路
40:微控制器 50:隔离回授电路
51:光耦合器 60:主动箝位电路
Q1:切换开关 Q2:箝位开关
C1:第一电容 C2:第二电容
C3:寄生电容 R:电阻
D:二极管 VI:输入电压
VO:输出电压 Vcc:电压源
VFB:回授电压 VLL:第一回授电压门槛值
VSK:第二回授电压门槛值 VP:一次侧绕组的电压
IO:输出电流 S1:驱动信号
具体实施方式
以下配合图式及本发明的较佳实施例，进一步阐述本发明为达成预定发明目的所采取的技术手段。
本发明多模式混合控制的直流-直流电源转换电路包含一切换式电源转换器与一微控制器(MCU)，或可进一步包含一主动箝位电路，其中，该切换式电源转换器是以一返驰式(Flyback)电源转换器为例，需说明的是，该返驰式电源转换器的工作原理并非本发明特征所在，仅概略叙述而容不详述。
请参考图1，该切换式电源转换器10包含一变压器20、一切换开关Q1与一输出电路30。该变压器20的一次侧绕组21及二次侧绕组22未共地，该一次侧绕组21的一第一端连接该切换式电源转换器10的电源输入端11以供接收直流的一输入电压VI，该切换开关Q1串联于该一次侧绕组21且具有一控制端，本发明的实施例中，该切换开关Q1可为一晶体管，例如为金氧半场效晶体管(MOSFET)，其闸极作为该控制端，其汲极连接该一次侧绕组21的一第二端，其源极供接地，该切换开关Q1由此连接结构与该一次侧绕组21形成串联。该输出电路30连接该二次侧绕组22且包含用以连接一负载的电源输出端12，由电源输出端12提供一输出电压VO给该负载。该微控制器40的一信号输入端连接该切换式电源转换器10，该微控制器40的一信号输出端连接该切换开关Q1的控制端，该微控制器40能输出一驱动信号S1至该切换开关Q1，以控制该切换开关Q1的作动(即：导通/关闭)，其中，该驱动信号S1可为脉波宽度调变(PWM)信号，该微控制器40可设定及调整该驱动信号的脉波宽度与频率。
本发明的实施例中，该微控制器40的一第一信号输入端通过一隔离回授电路50连接该切换式电源转换器10的电源输出端12，以从该隔离回授电路50接收一回授电压VFB，该回授电压VFB能反映该切换式电源转换器10的输出电压VO，也就是说，当该切换式电源转换器10连接一负载时，该回授电压VFB的大小能反映该负载提供的一负载量，例如满载、重载、轻载、极轻载或空载。需说明的是，利用一隔离回授电路50取得回授电压VFB以侦测该负载量是电源电路技术领域中的通常知识，该隔离回授电路50的工作原理并非本发明特征所在，仅概略叙述而容不详述，该隔离回授电路50的详细电路可参考图2，该隔离回授电路50基本上可包含一光耦合器51，该光耦合器51包含两输入端、一第一输出端与一第二输出端，该两输入端分别连接该切换式电源转换器10的电源输出端12，该第一输出端连接一电压源Vcc与该微控制器40的该第一信号输入端，借此使该微控制器40能从该隔离回授电路50接收该回授电压VFB，该光耦合器51的第二输出端供接地，其中，该电压源Vcc可取自该一次侧绕组21，举例而言，该一次侧绕组21可耦合一辅助绕组(图中未示)或连接一分压电路(图中未示)，该光耦合器51连接该辅助绕组或该分压电路以获得该电压源Vcc。
该微控制器40储存多个回授电压门槛值，所述回授电压门槛值为可调整预设值，所述回授电压门槛值作为评估该负载的负载量的判断基准值。该微控制器40判断该回授电压VFB与各该回授电压门槛值之间的大小关系，以根据其判断结果执行多个回授控制模式当中之一者，该微控制器40根据所执行的回授控制模式而对应调整输出至该切换开关Q1的该驱动信号S1的脉波宽度及/或频率。
本发明的实施例中，这些回授控制模式包含一变频控制模式、一定频控制模式与一跳周期控制模式(Pulse Skipping Mode,PSM)。在该负载量为满载或重载时，该微控制器40执行该变频控制模式，顾名思义，该微控制器40使该驱动信号S1的频率随着负载量而改变，一般而言，随着该负载量越低，该驱动信号S1的频率越高，相对的，随着该负载量越高，该驱动信号S1的频率越低，此亦为电源电路技术领域中的通常知识，举例而言，该变频控制模式可为准谐振变频控制模式(Quasi-Resonant mode,QR mode)。在该负载量为轻载时，该微控制器40执行该定频控制模式，顾名思义，该微控制器40使该驱动信号S1的频率为固定频率。在该负载的负载量为极轻载或空载时，该微控制器40执行该跳周期控制模式，以使该驱动信号S1的频率呈现「零」与「非零」的交替变化，「非零」的频率是指该定频控制模式的该固定频率，容后说明。在该变频控制模式中，当该负载的负载量为满载时，该驱动信号S1的频率定义为一满载频率，该满载频率例如约为120kHz；在该定频控制模式和该跳周期控制模式中，该驱动信号S1的频率为该满载频率的二分之一以上。
该微控制器40的一第二信号输入端能侦测该切换式电源转换器10的输入电压VI，以图1为例，该微控制器40的该第二信号输入端可通过一分压电路13连接该切换式电源转换器10的电源输入端11以侦测该输入电压VI。该微控制器40根据该切换式电源转换器10的输入电压VI设定该些回授电压门槛值。本发明的实施例中，所述回授电压门槛值包含一第一回授电压门槛值VLL与一第二回授电压门槛值VSK，且VLL大于VSK。当该微控制器40判断出该回授电压VFB大于该第一回授电压门槛值VLL，该微控制器40执行该变频控制模式，以对应该负载量为满载或重载；当该微控制器40判断出该回授电压VFB小于或等于该第一回授电压门槛值VLL并且大于该第二回授电压门槛值VSK，该微控制器40执行该定频控制模式，以对应该负载量为轻载；当该微控制器40判断出该回授电压VFB小于或等于该第二回授电压门槛值VSK，该微控制器40执行该跳周期控制模式，以对应该负载量为极轻载或空载。
以上已说明该切换式电源转换器10与该微控制器40的电路架构与功能，以下配合波形图说明该微控制器40所执行的多模式混合控制方法，该控制方法的流程图可参考图3。
步骤S01：侦测该切换式电源转换器10的输入电压VI和回授电压VFB。如前所述，该微控制器40可通过该分压电路13侦测该切换式电源转换器10的输入电压VI，另通过该隔离回授电路50接收该回授电压VFB，该回授电压VFB反映该切换式电源转换器10的输出电压VO，该输出电压VO反映所连接的该负载的负载量，故能利用该回授电压VFB侦测该负载的负载量。
步骤S02：根据该切换式电源转换器10的输入电压VI设定多个回授电压门槛值。如前所述，该些回授电压门槛值包含该第一回授电压门槛值VLL与该第二回授电压门槛值VSK，且VLL大于VSK。本发明的实施例中，该微控制器40储存多个回授电压门槛参考值、一第一比例值R1与一第二比例值R2，该些回授电压门槛参考值分别对应于该切换式电源转换器10的不同的输入电压VI的大小，该第一比例值大于该第二比例值，即R1大于R2，例如该第一比例值可为55％，该第二比例值可为10％，但不以此为限。该微控制器40选择与该切换式电源转换器10的输入电压VI相对应的其中之一回授电压门槛参考值，再将被选的回授电压门槛参考值乘以该第一比例值而设定为该第一回授电压门槛值VLL，即VLL＝被选的回授电压门槛参考值×R1，以及将被选的回授电压门槛参考值乘以该第二比例值而设定为该第二回授电压门槛值VSK，即VSK＝被选的回授电压门槛参考值×R2。下表记载一范例，但不以此范例为限，也就是说，当该微控制器40侦测出该切换式电源转换器10的输入电压VI为9V，即选择2.32V的回授电压门槛参考值以供计算该第一回授电压门槛值VLL和该第二回授电压门槛值VSK，依此类推。
原则上，该回授电压门槛参考值、该第一比例值R1和该第二比例值R2会以较优化的轻载效率及空载低功耗为目的进行设计，以决定该微控制器40进入该定频控制模式和该跳周期控制模式的时机。本发明的实施例中，通过该第一比例值R1的设定，于该负载的负载量为半载时(即：满载的一半)开始实施该定频控制模式，使该驱动信号S1的频率为该满载频率的二分之一以上。
步骤S03：判断该切换式电源转换器10的回授电压VFB与各该回授电压门槛值之间的大小关系。本发明的实施例中，该微控制器40是先后判断该回授电压VFB与该第一回授电压门槛值VLL和该第二回授电压门槛值VSK之间的电压大小，容后说明。
步骤S04：根据步骤S03的判断结果执行一变频控制模式、一定频控制模式或一跳周期控制模式，其中，该微控制器40输出一驱动信号S1至该切换开关Q1，并根据所执行的该变频控制模式、该定频控制模式或该跳周期控制模式对应调整该驱动信号S1的电压大小、脉波宽度及/或频率。该切换式电源转换器10的输出电流IO与输出电压VO、该回授电压VFB和该驱动信号S1的波形可参考图4A至图4D，其中，图4A显示该切换式电源转换器10的输出电流IO的波形，该输出电流IO在时间t0为一最大电流并随着时间而递减，故从时间t0开始能依序呈现满载、重载、轻载、极轻载与空载的负载量。
在步骤S03中，该微控制器40判断该回授电压VFB是否小于或等于该第一回授电压门槛值VLL(步骤S031)，若在步骤S031判断为否，进入步骤S04执行该变频控制模式，使该驱动信号S1的频率随着该负载的负载量而改变。若在步骤S031判断为是，该微控制器40进一步判断该回授电压VFB是否小于或等于该第二回授电压门槛值VSK(步骤S032)，若在步骤S032判断为否，进入步骤S04以执行该定频控制模式，使该驱动信号S1的频率为固定频率。
若在步骤S032判断为是，该微控制器40进入步骤S04以执行该跳周期控制模式，在该跳周期控制模式中，该微控制器40判断该回授电压VFB是否回升而大于或等于该第二回授电压门槛值VSK(步骤S041)；若在步骤S041判断为是，该微控制器40执行该定频控制模式以使该驱动信号S1的频率为该固定频率并再回到步骤S031；若在步骤S041判断为否，该微控制器40停止输出该驱动信号S1至该切换开关Q1。
综合图4A至图4D来看，该微控制器40在时间t1判断出VFB≦VLL而进入该定频控制模式，也就是说，时间t0至t1代表该负载量为满载或重载，故该微控制器40在时间t0至t1执行该变频控制模式，且可见该切换式电源转换器10在时间t0至t1的输出电流IO较高且输出电压VO较稳定。该微控制器40在时间t2判断出VFB≦VSK而进入该跳周期控制模式，也就是说，时间t1至t2代表该负载量为轻载，且可见该微控制器40从该变频控制模式进入该定频控制模式后，降低该驱动信号S1的频率。时间t2至t4代表该负载量为极轻载或空载，故该微控制器40在时间t2至t4执行该跳周期控制模式，其中，该微控制器40于时间t2至t3判断出VFB≦VSK而停止输出该驱动信号S1(即：0V，且频率为0Hz)，并于时间t3判断出VFB≧VSK而执行该定频控制模式，故使该驱动信号S1的频率在时间t2至t4之间呈现「零」与「非零」的交替变化。
该切换式电源转换器10的输出电压VO在时间t2至t4的波形起伏现象是该跳周期控制模式的现象，配合参考图2与图4A至4D，当该驱动信号S1从时间t2开始暂时为0V，该切换式电源转换器10的输出电压VO开始递减，该微控制器40从该隔离回授电路50接收的该回授电压VFB则递增(基于该光耦合器51的第一输出端所连接的电压源Vcc)，随着时间推进，该微控制器40在时间t3判断出VFB≧VSK而执行该定频控制模式，故于时间t3至t4输出该定频控制模式下的驱动信号S1给该切换开关Q1，该切换式电源转换器10的输出电压VO开始递增，该微控制器40从该隔离回授电路50接收的该回授电压VFB则递减，在时间t4之后，依此类推，该微控制器40可再次判断出VFB≦VSK而停止输出该驱动信号S1，并周而复始，使该驱动信号S1的频率在该跳周期控制模式中呈现「零」与「非零」的交替变化。
请参考图1与图2，本发明中的该主动箝位电路60连接该变压器20的一次侧绕组21，该主动箝位电路60可为自激式主动箝位电路，包含一箝位开关Q2、一第一电容C1、一第二电容C2、一电阻R，也可以进一步包含一个二极管D。以返驰式电源转换器的电路架构来看，该箝位开关Q2可为高侧开关(high-side switch)，该切换开关Q1可为低侧开关(low-side switch)。
该箝位开关Q2的一端连接该第一电容C1的一端，该第一电容C1的另一端连接该变压器20的一次侧绕组21的第一端与该切换式电源转换器10的电源输入端11；该箝位开关Q2的另一端连接该第二电容C2的一端，该第二电容C2的另一端连接该变压器20的一次侧绕组21的第二端与该切换开关Q1的一端，故使该箝位开关Q2串联在该第一电容C1及该第二电容C2之间；另外，该箝位开关Q2还具有一控制端。本发明的实施例中，该箝位开关Q2为一晶体管，例如为金氧半场效晶体管(MOSFET)，其闸极作为该控制端，其汲极连接该第一电容C1，其源极连接该第二电容C2，其闸极和源极之间存在一寄生电容C3。
该电阻R的一端连接该箝位开关Q2的控制端，该电阻R的另一端连接该变压器20的一次侧绕组21的第二端与该切换开关Q1的一端。该二极管D的阳极连接该箝位开关Q2的控制端，该二极管D2的阴极连接该变压器20的一次侧绕组21的第二端与该切换开关Q1的一端，也就是说，该电阻R跨接在该二极管D的阳极与阴极。
该主动箝位电路60应用于一电流临界模式，以下简称为BCM模式(BoundaryCurrent Mode)，其相关电压波形请参考图5A至5H，各波形图的纵轴标示电压值(V)，横轴则表示时间；以下进一步说明该主动箝位电路60的电路动作。
T0时段：在BCM模式下，该变压器20一次侧绕阻21的电压VP逐渐下降为0V，该第二电容C2两端的电压VC2也降至0V，该寄生电容C3的电压经由该二极管D快速放电至0V，使该箝位开关Q2的闸极电压低于导通临界电压(Vgs-th)，该箝位开关Q2即转为关闭状态(OFF)，此时，该切换开关Q1的汲极-源极电压VQ1-DS随同Vp由原本的高准位逐渐降至0V，在该切换开关Q1的闸极电压VQ1-G开始送出一高准位讯号，该切换开关Q1的控制模式亦达到零电压切换(ZVS)。
T1时段：该切换开关Q1导通，即该切换开关Q1即将由原本的关闭状态(OFF)转换至导通状态(ON)，该变压器20的一次侧绕阻21的电压Vp由0V上升至VI。
T2时段：当该切换开关Q1的闸极电压VQ1-G降低至低准位时(即PWM信号的低准位)，切换开关Q1成为关闭状态(OFF)。因为该切换开关Q1从导通状态转为关闭状态，因此在该变压器20的一次侧绕阻21会产生一反向电压，因此图5H所示的一次侧绕阻电压VP显示负值。如图6所示，该电压VP经由该箝位开关Q2的本体二极管(body diode)往该第二电容C2及该第一电容C1充电，该第二电容C2及该第一电容C1充电在充电期间同时也会吸收该变压器20漏感所产生的突波(spike)，此时该第二电容C2及该第一电容C1会渐渐充电至稳态，该箝位开关Q2的汲极-源极电压VQ2-DS也因为本体二极管先导通，而在给驱动信号前先降下来至约该本体二极管的顺向电压(VF)，如波形图上标示S的位置。该第二电容C2在充电过程中亦会经由该电阻R对该寄生电容C3充电，当该寄生电容C3的电压达到该箝位开关Q2的导通临界电压(Vgs-th)，该箝位开关Q2即转为导通状态，实现零电压切换(ZVS)以及吸收突波。其中，该电阻R作为一延迟(delay)元件，在充电时通过该电阻R以及该寄生电容C3决定的延迟时间，让该箝位开关Q2的闸极电压VQ2-G在该箝位开关Q2的汲极-源极电压VQ2-DS降至约为本体二极管(body diode)的顺向电压(VF)时，才达到导通临界电压(Vgs-th)，可让该箝位开关Q2的驱动控制符合零电压切换的要求。
T3时段：在BCM模式下，该变压器20一次侧绕阻21的电压VP会渐渐降为零，该第二电容C2两端的电压VC2也降至0V，该寄生电容C3的电压经由该二极管D快速放电至0V(参考图7所示)，使该箝位开关Q2的闸极电压VQ2-G低于导通临界电压(Vgs-th)，该箝位开关Q2即转为关闭状态(OFF)，因为该箝位开关Q2可快速关闭，可降低该箝位开关Q2的切换损失，该切换开关Q1的汲极-源极电压VQ1-DS由原本的高准位渐降至0V，重复T0时段的动作。
T4时段：此时该切换开关Q1导通，如图7所示，重复T1时段的动作。
在一较佳实施例中，为了使该箝位开关Q2导通时的导通电阻(RDS)最小、损耗最低，该箝位开关Q2的闸极应维持在一较理想的驱动电压值，约为一较佳值10V左右。该第一电容C1及该第二电容C2的电压总和(VC1+VC2)约等于一次侧绕阻21在释能时的电压(即VP为反向电压)，此时的VP电压值与变压器20的一次侧绕阻21的匝数NP、二次侧绕阻22的匝数NS有关，即VP＝[(NS/NP)×VO]。在实际设计电源转换装置时，因为有不同的输入/输出需求，VP受限于匝数比而无法接近该较佳值10V，本发明便可选用适当的该第二电容C2的值，令该第一电容C1与该第二电容C2分压后，在该第二电容C2上得到接近该较佳值10V的电压，即可使该箝位开关Q2的闸极具有较佳的驱动电压值，达到较理想的驱动效果。
综上所述，本发明具备以下功效：
1、该微控制器40即时监测该切换式电源转换器10的输入电压VI和回授电压VFB，该回授电压VFB可反映该负载量，该微控制器40实施多模式混合控制，所谓多模式即例如包含该变频控制模式、该定频控制模式和该跳周期控制模式，以实现效率曲线最佳化的电源转换特性。
举例而言，当本发明所连接的负载为满载或重载时，该微控制器40执行该变频控制模式。随着该负载量变轻，输出至该切换开关Q1的驱动信号S1的频率越高，为避免该切换开关Q1在轻载、极轻载或空载时实施高频切换所导致的高频杂讯、切换损失和电路板线路上的电磁干扰等问题，该微控制器40可即时切换到该定频控制模式，另于极轻载或空载时即时切换到该跳周期控制模式，致使该驱动信号S1的频率维持在定值而不再提高，借以最佳化电源转换效率，有效改善如前所述高频杂讯、切换损失和电路板线路上的电磁干扰等问题。
2、通过该主动箝位电路60的设置，其不需要额外增设驱动电路，而可根据该一次侧绕组21的电压VP极性自己控制该箝位开关Q2的导通/关闭。该主动箝位电路60不仅可以达到吸收突波的功能，也可借由适当挑选的该第二电容C2而使该箝位开关Q2的闸极获得一理想的驱动电压，在该箝位开关Q2导通时呈现较小的导通电阻(RDS)并使损耗降低。
以上所述仅是本发明的较佳实施例而已，并非对本发明做任何形式上的限制，虽然本发明已以较佳实施例揭露如上，然而并非用以限定本发明，任何熟悉本专业的技术人员，在不脱离本发明技术方案的范围内，当可利用上述揭示的技术内容作出些许更动或修饰为等同变化的等效实施例，但凡是未脱离本发明技术方案的内容，依据本发明的技术实质对以上实施例所作的任何简单修改、等同变化与修饰，均仍属于本发明技术方案的范围内。

Claims (10)

1.一种多模式混合控制的直流-直流电源转换电路，其特征在于，包含：
一切换式电源转换器，包含：
一变压器；及
一切换开关，串联于该变压器的一次侧绕组且具有一控制端；以及
一微控制器，连接该切换式电源转换器以及该切换开关的控制端，该微控制器根据该切换式电源转换器的输入电压设定多个回授电压门槛值，以及判断该切换式电源转换器的一回授电压与各该回授电压门槛值之间的大小关系，以根据其判断结果执行一变频控制模式、一定频控制模式或一跳周期控制模式；该微控制器输出一驱动信号至该切换开关，并根据所执行的该变频控制模式、该定频控制模式或该跳周期控制模式对应调整该驱动信号的频率。
2.根据权利要求1所述的多模式混合控制的直流-直流电源转换电路，其特征在于，该微控制器通过一隔离回授电路连接该切换式电源转换器的电源输出端，以从该隔离回授电路接收该回授电压；
该微控制器判断该回授电压与各该回授电压门槛值之间的大小关系，以根据其判断结果执行该变频控制模式、该定频控制模式或该跳周期控制模式。
3.根据权利要求2所述的多模式混合控制的直流-直流电源转换电路，其特征在于，所述回授电压门槛值包含一第一回授电压门槛值与一第二回授电压门槛值，该第一回授电压门槛值大于该第二回授电压门槛值；
当该微控制器判断出该回授电压大于该第一回授电压门槛值，该微控制器执行该变频控制模式，以使该驱动信号的频率随着负载量而改变；
当该微控制器判断出该回授电压小于或等于该第一回授电压门槛值，并且大于该第二回授电压门槛值，该微控制器执行该定频控制模式，以使该驱动信号的频率为固定频率；
当该微控制器判断出该回授电压小于或等于该第二回授电压门槛值，该微控制器执行该跳周期控制模式，在该跳周期控制模式中，该微控制器判断该回授电压是否回升而大于或等于该第二回授电压门槛值；
若是，该微控制器使该驱动信号的频率为固定频率；
若否，该微控制器停止输出该驱动信号至该切换开关。
4.根据权利要求3所述的多模式混合控制的直流-直流电源转换电路，其特征在于，在该变频控制模式中，当所述负载量为满载时，该驱动信号的频率定义为一满载频率；
在该定频控制模式和该跳周期控制模式中，该驱动信号的频率为该满载频率的二分之一以上。
5.根据权利要求1至4中任一项所述的多模式混合控制的直流-直流电源转换电路，其特征在于，更包含一主动箝位电路，其连接该变压器的一次侧绕组且包含：
一箝位开关，串联在一第一电容与一第二电容之间，该第一电容的另一端连接该变压器的一次侧绕组的第一端，该第二电容的另一端连接该变压器的一次侧绕组的第二端；以及
一电阻，其一端连接该箝位开关的一控制端，另一端连接该变压器的一次侧绕组的第二端；
该切换开关的一端连接该变压器的一次侧绕组的第二端而与该一次侧绕组形成串联。
6.根据权利要求5所述的多模式混合控制的直流-直流电源转换电路，其特征在于，该主动箝位电路包含二极管，其阳极连接该箝位开关的该控制端，其阴极连接该变压器的一次侧绕组的第二端。
7.一种多模式混合控制的直流-直流电源转换电路的控制方法，其特征在于，该控制方法于一微控制器执行，该微控制器连接一切换式电源转换器与一切换开关，该控制方法包含以下步骤：
(a)侦测该切换式电源转换器的一输入电压和一回授电压；
(b)根据该切换式电源转换器的该输入电压设定多个回授电压门槛值；
(c)判断该切换式电源转换器的该回授电压与各该回授电压门槛值之间的大小关系；以及
(d)根据步骤(c)的判断结果执行一变频控制模式、一定频控制模式或一跳周期控制模式，其中，该微控制器输出一驱动信号至该切换开关，并根据所执行的该变频控制模式、该定频控制模式或该跳周期控制模式对应调整该驱动信号的频率。
8.根据权利要求7所述的多模式混合控制的直流-直流电源转换电路的控制方法，其特征在于，在步骤(b)中，所述回授电压门槛值包含一第一回授电压门槛值与一第二回授电压门槛值，该第一回授电压门槛值大于该第二回授电压门槛值；
在步骤(c)中，更包含：
(c-1)该微控制器判断该回授电压是否小于或等于该第一回授电压门槛值，若在步骤(c-1)判断为否，进入步骤(d)以执行该变频控制模式，使该驱动信号的频率随着负载量而改变；
(c-2)在步骤(c-1)中若判断为是，该微控制器判断该回授电压是否小于或等于该第二回授电压门槛值，若在步骤(c-2)判断为否，进入步骤(d)以执行该定频控制模式，使该驱动信号的频率为固定频率；
(c-3)在步骤(c-2)中若判断为是，进入步骤(d)以执行该跳周期控制模式，在该跳周期控制模式中，该微控制器判断该回授电压是否回升而大于或等于该第二回授电压门槛值；
若是，该微控制器使该驱动信号的频率为固定频率并再回复执行步骤(c-1)；
若否，该微控制器停止输出该驱动信号至该切换开关。
9.根据权利要求7所述的多模式混合控制的直流-直流电源转换电路的控制方法，其特征在于，在步骤(b)中，该微控制器将一回授电压门槛参考值乘以一第一比例值而设定为该第一回授电压门槛值，以及将该回授电压门槛参考值乘以一第二比例值而设定为该第二回授电压门槛值，其中，该回授电压门槛参考值对应于该切换式电源转换器的输入电压。
10.根据权利要求8或9所述的多模式混合控制的直流-直流电源转换电路的控制方法，其特征在于，在该变频控制模式中，当所述负载量为满载时，该驱动信号的频率定义为一满载频率；
在该定频控制模式和该跳周期控制模式中，该驱动信号的频率为该满载频率的二分之一以上。
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