CN116526837A - 切换式电源转换器及其转换控制电路 - Google Patents

Abstract

一种切换式电源转换器及其转换控制电路。转换控制电路适于控制切换式电源转换器，转换控制电路包括触发信号产生电路、导通时间控制电路及逻辑驱动电路。触发信号产生电路用以产生一导通触发信号。导通时间控制电路用以产生一关断触发信号以决定脉宽调制信号的导通时间及/或不导通时间，并根据输入电压及输出电压以调整导通时间及/或不导通时间，使得切换频率随着该输出电压与输入电压间的转换比适应性调整。逻辑驱动电路用以根据导通触发信号及关断触发信号而产生脉宽调制信号，其中导通触发信号用以使能该脉宽调制信号，关断触发信号用以禁止脉宽调制信号。

Description

切换式电源转换器及其转换控制电路

技术领域

本发明涉及一种切换式电源转换器，特别涉及一种可适应性调整切换频率的切换式电源转换器。本发明也涉及一种适于切换式电源转换器的转换控制电路。

背景技术

请参照图1，图1是现有技术中，一切换式电源转换器(例如为一降压转换器)的一输入电源与一输出电源之间的转换效率示意图，其中图1的横轴为转换比CR，其中转换比CR为所述输出电源的一输出电压Vout除以所述输入电源的一输入电压Vin；图1的纵轴为所述输入电源与所述输出电源之间的一转换效率CE。此现有技术采用拟定频固定导通时间的脉宽调制控制，如图1所示，当转换比CR的值介于一第一转换比阈值Dth1与一第二转换比阈值Dth2之间时，转换效率CE可维持在一水平之上。然而，当转换比CR的值高于第一转换比阈值Dth1或低于第二转换比阈值Dth2时，转换效率CE都会变差。

有鉴于此，发明人提出一种切换式电源转换器及其转换控制电路，可适应性根据转换比而调整切换式电源转换器的切换频率，进而提高转换效率。

发明内容

本发明提供了一种转换控制电路，适于用以将一输入电源转换为一输出电源的一切换式电源转换器，其中该切换式电源转换器包括多个开关，该转换控制电路包含：一触发信号产生电路，用以根据相关于该输出电源的一反馈信号而产生一导通触发信号；一导通时间控制电路，用以产生一关断触发信号以决定一脉宽调制信号的一导通时间及/或一不导通时间，其中该脉宽调制信号用以控制该些开关，使得该些开关中的至少之一根据该导通时间及/或该不导通时间以周期性地导通；以及一逻辑驱动电路，用以根据该导通触发信号及该关断触发信号而产生该脉宽调制信号，其中该导通触发信号用以使能该脉宽调制信号，该关断触发信号用以禁止该脉宽调制信号；其中，该导通时间控制电路根据该输入电源的一输入电压及该输出电源的一输出电压以调整该导通时间的长度及/或该不导通时间的长度，当该输出电压与该输入电压之间的一转换比高于一第一转换比阈值时，该脉宽调制信号的一切换频率随着该转换比的提高而降低，及/或当该转换比低于一第二转换比阈值时，该切换频率随着该转换比的降低而降低；其中，该输出电压的值低于该输入电压的值，该转换比为该输出电压的值除以该输入电压的值，该第一转换比阈值高于该第二转换比阈值；其中，该切换频率反比于该导通时间及该不导通时间的总和。

在一些实施例中，上述该触发信号产生电路包括：一误差放大电路，用以放大该反馈信号与一第一参考电压之间的差值而产生一误差放大信号；一斜坡信号产生电路，用以产生一第一斜坡信号；以及一第一比较电路，用以比较该第一斜坡信号与该误差放大信号而产生该导通触发信号。

在一些实施例中，上述该导通时间控制电路包括：一积分电流源，用以产生一积分电流；一积分电容器，用以根据该积分电流而产生一第二斜坡信号；一重置开关，用以于该脉宽调制信号禁止时重置该第二斜坡信号；一第二比较电路，用以比较该第二斜坡信号与一第二参考电压而产生该关断触发信号，进而决定该导通时间的长度及/或该不导通时间的长度；以及一调整电流源，耦接该积分电容器，该调整电流源用以产生一调整电流以调整该导通时间的长度及/或该不导通时间的长度，其中该调整电流的位准由该输入电压与该输出电压所决定。

在一些实施例中，当该转换比低于该第一转换比阈值及/或高于该第二转换比阈值，且该积分电流正比于该输入电压及该第二参考电压正比于该输出电压时，该切换频率为一定值。

在一些实施例中，当该转换比高于该第一转换比阈值及/或该转换比低于该第二转换比阈值时，该调整电流根据该转换比的变化以调整该导通时间的长度及/或该不导通时间的长度。

在一些实施例中，当该转换比低于该第一转换比阈值及/或该转换比高于该第二转换比阈值时，该调整电流的值为0。

在一些实施例中，当该转换比高于该第一转换比阈值时，该调整电流源根据对应于该输出电压的一第一预设转导值及对应于该输入电压的一第二预设转导值而决定该调整电流，进而调整该导通时间及/或该不导通时间以满足以下任一项的关系，使得该切换频率随着该转换比的提高而降低：该导通时间对该转换比的微分值及该不导通时间对该转换比的微分值都大于0；该导通时间对该转换比的微分值及该不导通时间对该转换比的微分值的其中之一为0且其中之另一大于0；或该导通时间对该转换比的微分值及该不导通时间对该转换比的微分值的其中之一为正且其中之另一为负，其中具有正值的该微分值大于具有负值的该微分值的绝对值；其中，当该转换比低于一第二转换比阈值时，该调整电流源根据对应于该输入电压的一第三预设转导值及对应于该输出电压的一第四预设转导值而决定该调整电流，进而调整该导通时间及/或该不导通时间以满足以下任一项的关系，使得该切换频率随着该转换比的降低而降低：该导通时间对该转换比的微分值及该不导通时间对该转换比的微分值都小于0；该导通时间对该转换比的微分值及该不导通时间对该转换比的微分值的其中之一为0且其中之另一小于0；或该导通时间对该转换比的微分值及该不导通时间对该转换比的微分值的其中之一为正且其中之另一为负，其中具有负值的该微分值的绝对值大具有正值的该微分值。

在一些实施例中，当该转换比高于该第一转换比阈值时，该不导通时间的长度为一定值。

在一些实施例中，当该转换比低于该第二转换比阈值时，该导通时间的长度为一定值。

在一些实施例中，上述该调整电流源包括一第一子电流源及/或一第二子电流源，该第一子电流源用以产生一第一子电流，该第二子电流源用以产生一第二子电流，其中该第一子电流用以于该转换比高于该第一转换比阈值时调整该切换频率，使得该切换频率随着该转换比的提高而降低；该第二子电流用以于该转换比低于该第二转换比阈值时调整该切换频率，使得该切换频率随着该转换比的降低而降低。

在一些实施例中，上述该第一子电流源包括：一第一转导电路，用以根据该输入电压而产生一第一转导电流；一第二转导电路，用以根据该输出电压而产生一第二转导电流；以及一第一镜像电路，用以根据该第二转导电流与该第一转导电流之间的差值而镜像产生该第一子电流；其中，当该第二转导电流的值高于该第一转导电流的值时，该第一子电流的值正比于该第二转导电流与该第一转导电流之间的差值；当该第二转导电流的值低于该第一转导电流的值时，该第一子电流的值为0；其中，该第二子电流源包括：一第三转导电路，用以根据该输出电压而产生一第三转导电流；一第四转导电路，用以根据该输入电压而产生一第四转导电流；以及一第二镜像电路，用以根据该第四转导电流及该第三转导电流之间的差值而镜像产生该第二子电流；其中，当该第四转导电流的值高于该第三转导电流的值时，该第二子电流的值正比于该第四转导电流与该第三转导电流之间的差值；当该第四转导电流的值低于该第三转导电流的值时，该第二子电流的值为0。

在一些实施例中，上述该第一转换比阈值为该第一子电流的值转为0时的转换比，该第二转换比阈值为该第二子电流的值转为0时的转换比。

在一些实施例中，上述该转换控制电路可操作于一深度休眠模式，该深度休眠模式包括：于该电感器的一电感电流转为0且该输出电压高于一深度休眠阈值时休眠；以及于休眠时停止提供一偏置电流给该误差放大电路、该斜坡信号产生电路或该第一比较电路中的至少之一。

在一些实施例中，于该输出电源的一输出电流小于一预设轻载位准的前提下，当该转换比高于该第一转换比阈值及/或低于该第二转换比阈值且该切换频率的降低幅度高于一调整阈值，使得该电感电流转为0时，该输出电压的值高于该深度休眠阈值。

本发明也提供了一种切换式电源转换器，包含：一功率级电路，用以将一输入电源转换为一输出电源，该功率级电路包括多个开关以及一电感器；如上述任一所述的转换控制电路，用以根据一反馈信号而产生一脉宽调制信号，并根据该脉宽调制信号的一导通时间以控制该些开关的切换，进而操作该输入电源与该输出电源之间的转换；以及一反馈电路，用以根据该输出电源而产生该反馈信号。

以下将通过具体实施例详加说明，以更容易了解本发明的目的、技术内容、特点及其所实现的效果。

附图说明

图1是现有技术中，切换式电源转换器的输入电源与输出电源之间的转换效率示意图。

图2A是本发明的一实施例中，切换式电源转换器的模块方块图。

图2B是本发明的一实施例中，切换式电源转换器的电路示意图。

图3是本发明的一实施例中，切换式电源转换器的信号波形图。

图4是本发明的一实施例中，功率级电路的电路示意图。

图5是本发明的一实施例中，触发信号产生电路的电路示意图。

图6是本发明的一实施例中，导通时间控制电路的电路示意图。

图7是本发明的一实施例中，调整电流源的电路示意图。

图8是本发明的一实施例中，第一子电流源的电路示意图。

图9是本发明的一实施例中，第二子电流源的电路示意图。

图10A是本发明的一实施例中，调整电流的电流波形图。

图10B是本发明的一实施例中，脉宽调制信号的切换频率的频率波形图。

图11A是本发明的一实施例中，积分电流的电流波形图。

图11B是本发明的一实施例中，第二参考电压的电压波形图。

图12是本发明的一实施例中，反馈电路的电路示意图。

图13是本发明的一实施例中，切换式电源转换器的输入电源与输出电源之间的转换效率示意图。

图14是本发明的另一实施例中，切换式电源转换器的电路示意图。

图15是本发明的另一实施例中，切换式电源转换器的信号波形图。

图中符号说明

10：切换式电源转换器

10’：切换式电源转换器

100：功率级电路

200：转换控制电路

200’：转换控制电路

210：触发信号产生电路

211：误差放大电路

212：斜坡信号产生电路

213：第一比较电路

220：导通时间控制电路

221：第二比较电路

222：第一转导电路

223：第二转导电路

224：第一镜像电路

225：第三转导电路

226：第四转导电路

227：第二镜像电路

230：逻辑驱动电路

240：第三比较电路

250：或门

300：反馈电路

400：深度休眠控制电路

Cint：积分电容器

Co：输出电容器

CE：转换效率

CR：转换比

Dth1：第一转换比阈值

Dth2：第二转换比阈值

Fs：切换频率

Gm：转导值

Iad：调整电流

Iint：积分电流

Iout：输出电流

Isink1：第一子电流

Isink2：第二子电流

Itr1：第一转导电流

Itr2：第二转导电流

Itr3：第三转导电流

Itr4：第四转导电流

IL：电感电流

Inet：净积分电流

ISad：调整电流源

ISint：积分电流源

ISsub1：第一子电流源

ISsub2：第二子电流源

k1-k2：比例系数

K：常数

L：电感器

m1/R1：第一预设转导值

m2/R1：第二预设转导值

m3/R1：第三预设转导值

m4/R1：第四预设转导值

PIN：输入电源

POUT：输出电源

Q1：开关

Q2：开关

Q220-Q222：晶体管

Q230：晶体管

Q241-Q242：晶体管

Q250：晶体管

Q260：晶体管

Q271：晶体管

Qm1-Qm4：晶体管

Qre：重置开关

R1：电阻值

R22：电阻器

R23：电阻器

Rfb1：电阻器

Rfb2：电阻器

Rg1-Rg3：区间

Sdsm：深度睡眠控制信号

Sea：误差放大信号

Spwm：脉宽调制信号

Spwm’：反相调制信号

Sr1：第一斜坡信号

Sr2：第二斜坡信号

Stoff：关断触发信号

Ston：导通触发信号

Ston’：导通触发信号

Tdsm：深度休眠区间

Toff：不导通时间

Ton：导通时间

Tpwm：切换周期

THdsm：深度休眠阈值

Vfb：反馈信号

Vin：输入电压

Vout：输出电压

Vref1：第一参考电压

Vref2：第二参考电压

W1-W4：波形

具体实施方式

本发明中的附图均属示意，主要意在表示各电路间的耦接关系，以及各信号波形之间的关系，至于电路、信号波形与频率则并未依照比例绘制。

请参照图2A、2B及图3，图2A是本发明的一实施例中，切换式电源转换器10的模块方块图；图2B是本发明的一实施例中，切换式电源转换器10的电路示意图；图3是本发明的一实施例中，切换式电源转换器10的信号波形图。如图2A及图2B所示，切换式电源转换器10包含一功率级电路100、一转换控制电路200及一反馈电路300，其中转换控制电路200包括一触发信号产生电路210、一导通时间控制电路220及一逻辑驱动电路230。以下将详细解释功率级电路100、触发信号产生电路210、导通时间控制电路220、逻辑驱动电路230及反馈电路300各自的结构与功能，并通过图3中的信号波形以说明各电路之间的运作方式。

请参照图4，图4是本发明的一实施例中，功率级电路100的电路示意图。在一些实施例中，功率级电路100用以将一输入电源PIN转换为一输出电源POUT，其中输入电源PIN包括一输入电压Vin，输出电源POUT包括一输出电压Vout，且输出电压Vout的值低于输入电压Vin的值。如图4所示，在一些实施例中，功率级电路100包括多个开关及一电感器L，其中开关Q1的二端分别耦接输入电源PIN及电感器L的一端，开关Q2的二端分别耦接电感器L的一端及接地，电感器L的另一端耦接输出电源POUT及一输出电容器Co。在一些实施例中，功率级电路100为一降压转换器(Buck converter)，其中所述降压转换器的结构与功能为本领域技术人员所熟知，故不赘述。

请参照图5，图5是本发明的一实施例中，触发信号产生电路210的电路示意图。在一些实施例中，触发信号产生电路210用以根据相关于输出电源POUT的一反馈信号Vfb而产生一导通触发信号Ston。如图5所示，在一些实施例中，触发信号产生电路210包括一误差放大电路211、一斜坡信号产生电路212及一第一比较电路213，其中误差放大电路211用以放大反馈信号Vfb与一第一参考电压Vref1之间的差值而产生一误差放大信号Sea，斜坡信号产生电路212用以产生一第一斜坡信号Sr1，第一比较电路213用以比较第一斜坡信号Sr1与误差放大信号Sea而产生导通触发信号Ston。在一些实施例中，误差放大电路211为一误差放大器(Error amplifier)，第一比较电路213为一比较器(Comparator)，其中所述误差放大器及所述比较器的结构与功能为本领域技术人员所熟知，故不赘述。

请参照图3及图6，图6是本发明的一实施例中，导通时间控制电路220的电路示意图。在一些实施例中，导通时间控制电路220用以产生一关断触发信号Stoff以决定一脉宽调制信号Spwm的一导通时间Ton(如图3所示)，其中脉宽调制信号Spwm用以控制功率级电路100的多个开关，使得该些开关中的至少之一(例如图4的开关Q1)根据导通时间Ton以周期性地导通。具体而言，在一实施例中，于导通时间Ton内，开关Q1控制为导通，开关Q2控制为不导通，且于不导通时间Toff内，开关Q1控制为不导通，开关Q2控制为导通。

请继续参照图3及图6，在一些实施例中，导通时间控制电路220包括一积分电流源ISint、一积分电容器Cint、一重置开关Qre及一第二比较电路221，其中积分电容器Cint的二端分别耦接积分电流源ISint及接地，重置开关Qre的二端分别耦接积分电流源ISint及接地。在一些实施例中，积分电流源ISint用以产生一积分电流Iint，积分电容器Cint用以根据积分电流Iint而积分产生一第二斜坡信号Sr2，重置开关Qre用以于反相调制信号Spwm’使能时重置第二斜坡信号Sr2(如图3的时点t2所示)，其中反相调制信号Spwm’为脉宽调制信号Spwm的反相信号。也就是说，当脉宽调制信号Spwm为高电位时，反相调制信号Spwm’为低电位；当脉宽调制信号Spwm为低电位时，反相调制信号Spwm’为高电位。在一些实施例中，反相调制信号Spwm’用以控制功率级电路100的该些开关中的至少之一(例如图4的开关Q2)。

在一些实施例中，第二比较电路221用以比较第二斜坡信号Sr2与一第二参考电压Vref2而产生关断触发信号Stoff，进而决定导通时间Ton的长度。其中脉宽调制信号Spwm的切换周期Tpwm为导通时间Ton与不导通时间Toff之和，而切换频率Fs的值为切换周期Tpwm的倒数。其中导通时间Ton根据积分电容器Cint的电容值、参考电压Vref2的值以及净积分电流Inet所决定，其细节将详述于后。

在一些实施例中，于转换比CR的至少一范围内，切换频率Fs不随着转换比CR的变化而变化，亦即，于转换比CR的至少一范围内，切换频率Fs为固定值。在一些实施例中，积分电流Iint的值配置为正比于输入电压Vin的值，且第二参考电压Vref2的值为正比于输出电压Vout，由此，可使得切换频率Fs为固定值，其相关细节实施例将详述于后。

如前所述，为了提高当转换比CR的值高于第一转换比阈值Dth1或低于第二转换比阈值Dth2时的转换效率CE，本发明的切换式电源转换器可适应性根据转换比CR而调整切换式电源转换器的切换频率，进而提高转换效率。

请继续参照图3及图6，根据本发明，在一些实施例中，导通时间控制电路220还包括调整电流源ISad，耦接于积分电容器Cint，在一些实施例中，调整电流源ISad用以产生一调整电流Iad以调整导通时间Ton的长度，其中调整电流Iad的位准由输入电压Vin与输出电压Vout所决定，由此切换频率Fs可适应性根据转换比CR而调整。在一较佳实施例中，当转换比CR的值高于第一转换比阈值Dth1，切换频率Fs随转换比CR提高而降低，及/或，当转换比CR的值时低于第二转换比阈值Dth2时，切换频率Fs随转换比CR降低而降低，以提高转换比CR较高或较低时的转换效率，其细节将详述于后。

需说明的是，上述实施例以控制导通时间Ton为例进行说明，然而根据本发明的意旨，也可通过上述相同概念控制不导通时间Toff而达成，此为本领域技术人员可类推，不予赘述。

请参照图7，图7是本发明的调整电流源ISad的一具体实施例的电路示意图。在一些实施例中，调整电流源ISad包括一第一子电流源及/或一第二子电流源。以图7为例，在本实施例中，调整电流源ISad包括第一子电流源ISsub1及第二子电流源ISsub2，其中第一子电流源ISsub1与第二子电流源ISsub2之间并联耦接。在一些实施例中，第一子电流源ISsub1用以产生一第一子电流源Isink1，第二子电流源ISsub2用以产生一第二子电流Isink2，在一些实施例中，调整电流Iad包括第一子电流Isink1及第二子电流Isink2，在一些实施例中，调整电流Iad的值为第一子电流源Isink1的值加上第二子电流Isink2的值。具体而言，前述的净积分电流Inet为积分电流Iint与调整电流Iad的差值，因此，在一些实施例中，当调整电流Iad提高(亦即，第一子电流源Isink1及/或第二子电流Isink2提高)时，净积分电流Inet将降低，而使得导通时间Ton增加。需说明的是，在导通时间Ton增加的前提下，当不导通时间Toff为固定值，或同时增加，或减少率低于导通时间Ton的增加率的情况下，则将使得切换周期Tpwm增加，亦即切换频率Fs将降低。其中通过调整导通时间Ton及/或调整不导通时间Toff而降低切换频率Fs的细节，将详述于后。

请同时参阅图10A，在一实施例中，当转换比CR高于第一转换比阈值Dth1时，第一子电流Isink1大于0，当转换比CR低于第一转换比阈值Dth1，第一子电流Isink1的值为0，由此，当转换比CR高于第一转换比阈值Dth1时，前述的净积分电流Inet降低而使得导通时间Ton增加(如波形W1所示)。在一实施例中，当转换比CR低于第二转换比阈值Dth2时，第二子电流Isink2大于0，当转换比CR低于第二转换比阈值Dth，第二子电流Isink2的值为0，由此，当转换比CR低于第二转换比阈值Dth时，前述的净积分电流Inet降低而使得导通时间Ton增加(如波形W2所示)。

请参照图8，图8是本发明的一具体实施例中，第一子电流源ISsub1的电路示意图。如图8所示，在一些实施例中，第一子电流源ISsub1包括一第一转导电路222、一第二转导电路223及一第一镜像电路224。

在一些实施例中，第一转导电路222用以根据输入电压Vin而产生一第一转导电流Itr1，第二转导电路223用以根据输出电压Vout而产生一第二转导电流Itr2，第一镜像电路224用以根据第二转导电流Itr2与第一转导电流Itr1之间的差值而镜像产生第一子电流Isink1，其中当第二转导电流Itr2的值高于第一转导电流Itr1的值时，第一子电流Isink1的值正比于第二转导电流Itr2与第一转导电流Itr1之间的差值；当第二转导电流Itr2的值低于第一转导电流Itr1的值时，第一子电流Isink1的值为0。

请继续参照图8，在一些实施例中，第一转导电路222包括晶体管Q220、晶体管Q221与晶体管Q222，以及电阻器R22(其电阻值为R1)，其中晶体管Q220与电阻器R22配置为源极随耦电路，以根据输入电压Vin而于晶体管Q220产生一转导电流，晶体管Q221与晶体管Q222配置为镜像电路，将转导电流镜像而产生第一转导电流Itr1。具体而言，第一转导电流Itr1与输入电压Vin的关系如下：

公式1-1：Itr1＝(Vin*m1-VGS220)/R1

其中VGS220为晶体管Q220的栅源极电压，m1为一正实数，其中m1/R1可视为输入电压Vin转换为第一转导电流Itr1的第一预设转导值。

在一些实施例中，第二转导电路223包括晶体管Q230以及电阻器R23(其电阻值为R1)，其中晶体管Q230与电阻器R23配置为源极随耦电路，以根据输出电压Vout而于晶体管Q230产生第二转导电流Itr2，晶体管Q221与Q222配置为镜像电路，将转导电流镜像而产生第一转导电流Itr1。具体而言，第一转导电流Itr1与输出电压Vout的关系如下：

公式1-2：Itr2＝(Vout*m2-VGS230)/R1

其中VGS230为晶体管Q230的栅源极电压，m2为一正实数，其中m2/R1可视为输出电压Vout转换为第二转导电流Itr2的第二预设转导值。

在一些实施例中，第一镜像电路224包括晶体管Q241、晶体管Q242、晶体管Qm1以及晶体管Qm2，其中晶体管Q241配置为二极管式耦接，用以接收第二转导电流Itr2与第一转导电流Itr1之间的差值，并通过晶体管Q242、晶体管Qm1以及晶体管Qm2镜像所述的差值而产生第一子电流Isink1。

在一些实施例中，当晶体管Q220与晶体管Q230的物理尺寸适当配置时，可使得栅源极电压VGS230接近于栅源极电压Q220，由此，第二转导电流Itr2与第一转导电流Itr1之间的差值中，栅源极电压VGS230与栅源极电压Q220的成分将彼此抵消，换言之，第一子电流Isink1与输出电压Vout及输入电压Vin的关系如下：

公式1-3：Isink1＝k1*(Itr2-Itr1)＝k1*(Vout*m2-Vin*m1)/R1其中k1为一正实数。

值得注意的是，由于晶体管Q241配置为二极管式耦接，因此，当第二转导电流Itr2大于第一转导电流Itr1时，第一子电流Isink1的值将符合公式1-3的关系，另一方面，当第二转导电流Itr2小于第一转导电流Itr1时，第一子电流Isink1的值将为0。

请参照图9，图9是本发明的一具体实施例中，第二子电流源ISsub2的电路示意图。如图9所示，在一些实施例中，第二子电流源ISsub2包括一第三转导电路225、一第四转导电路226及一第二镜像电路227。

在一些实施例中，第三转导电路225用以根据输出电压Vout而产生一第三转导电流Itr3，第四转导电路226用以根据输入电压Vin而产生一第四转导电流Itr4，第二镜像电路227用以根据第四转导电流Itr4与第三转导电流Itr3之间的差值而镜像产生第二子电流Isink2，其中当第四转导电流Itr4的值高于第三转导电流Itr3的值时，第二子电流Isink2的值正比于第四转导电流Itr4与第三转导电流Itr3之间的差值；当第四转导电流Itr4的值低于第三转导电流Itr3的值时，第二子电流Isink2的值为0。

图9所示的第三转导电路225，第四转导电路226以及第二镜像电路227的操作方式分别相似于图8所示的第一转导电路222、第二转导电路223以及第一镜像电路224，因此，根据与前述相似的操作分析可得到以下第三转导电流Itr3、第四转导电流Itr4与第二子电流Isink2的关系式：

公式2-1：Itr3＝(Vout*m3-VGS250)/R1

公式2-2：Itr4＝(Vin*m4-VGS260)/R1

公式2-3：Isink2＝k2*(Itr4-Itr3)＝(Vin*m4-Vout*m3)/R1

其中VGS250为晶体管Q250的栅源极电压，m3为一正实数，VGS260为晶体管Q260的栅源极电压，m4为一正实数，k1为一正实数，其中栅源极电压VGS250接近于栅源极电压VGS260，其中m3/R1可视为输出电压Vout转换为第三转导电流Itr3的第三预设转导值，m4/R1可视为输入电压Vin转换为第四转导电流Itr4的第四预设转导值。

由于晶体管Q271配置为二极管式耦接，因此，当第四转导电流Itr4大于第三转导电流Itr3时，第二子电流Isink2的值将符合公式2-3的关系，另一方面，当第四转导电流Itr4小于第三转导电流Itr3时，第二子电流Isink2的值将为0。

需说明的是，在一些实施例中，上述第一转换比阈值Dth1是对应为第一子电流Isink1的值转为0时的转换比CR的值，第二转换比阈值Dth2为第二子电流Isink2的值转为0时的转换比CR的值，换言之，第一转换比阈值Dth1是对应为第二转导电流Itr2等于第一转导电流Itr1时的转换比CR的值，第二转换比阈值Dth2为第四转导电流Itr4等于第三转导电流Itr3时的转换比CR的值。

请进一步参照图10A，图10A是本发明的一实施例中，调整电流Iad的电流波形图(对应于图8与图9的实施例)，其中波形W1为第一子电流Isink1的波形，波形W2为第二子电流Isink2的波形，其中图10B的横轴为转换比CR。如图10A所示，当转换比CR高于第一转换比阈值Dth1时，第一子电流Isink1的值大于0(如波形W1所示)，且根据公式1-3的关系，第一子电流Isink1的值随着转换比CR增加而增加；当转换比CR低于第二转换比阈值Dth2时，第二子电流Isink2的值大于0(如波形W2所示)，且根据公式2-3的关系，第二子电流Isink2随着转换比CR降低而增加。

就一观点而言，在一些实施例中，第一转换比阈值Dth1可由公式1-3中，当第一子电流Isink1为0时所对应的输出电压Vout与输出电压Vin的比值(亦即对应的转换比CR的值)而得。具体而言，于公式1-3中令第一子电流Isink1为0可得：

公式3-1：(Vout*m2-Vin*m1)/R1＝0

公式3-2：Dth1＝Vout/Vin＝m1/m2

换言之，在一些实施例中，第一转换比阈值Dth1是相关于第一转导电路222的转导值与第二转导电路223的转导值之间的比值。

相似地，在一些实施例中，第二转换比阈值Dth2可由公式2-3中，当第二子电流Isink2为0时所对应的输出电压Vout与输出电压Vin的比值(亦即对应的转换比CR的值)而得。具体而言，于公式2-3中令第二子电流Isink2为0可得：

公式3-3：(Vin*m4-Vout*m3)/R1＝0

公式3-4：Dth2＝Vout/Vin＝m4/m3

换言之，在一些实施例中，第二转换比阈值Dth2是相关于第四转导电路226的转导值与第三转导电路225的转导值之间的比值。

请进一步参照图10B，图10B是本发明的一实施例中，脉宽调制信号Spwm的切换频率Fs的频率波形图，其中图10B的横轴为转换比CR，图10B的纵轴为脉宽调制信号Spwm的切换频率Fs。在一些实施例中，导通时间控制电路220根据输入电压Vout及输出电压Vin以决定转换比CR，并根据转换比CR的变化以决定调整电流Iad的值，进而调整导通时间Ton的长度及/或不导通时间Toff的长度以调整切换频率Fs的值。如图10A及图10B所示，当转换比CR高于第一转换比阈值Dth1时，调整电流Iad通过第一子电流Isink1以调整切换频率Fs，使得切换频率Fs随着转换比CR的提高而降低；当转换比CR低于第二转换比阈值Dth2时，调整电流Iad通过第二子电流Isink2以调整切换频率Fs，使得切换频率Fs随着转换比CR的降低而降低。

请同时参照图10B、图11A及11B，图11A是本发明的一实施例中，积分电流Iint对应于输入电压Vin的特性曲线图；图11B本发明的一实施例中，第二参考电压Vref2对应于输出电压Vout的特性曲线图。在一些实施例中，积分电流Iint正比于输入电压Vin且第二参考电压Vref2正比于输出电压Vout，由此，于调整电流Iad为0的区间中(例如转换比CR介于Dth1与Dth2之间)，切换频率Fs为定值。以图11A为例，在本实施例中，积分电流Iint的值为输入电压Vin的值乘上一转导值Gm，其中转导值Gm为一常数(Constant)。又以图11B为例，在本实施例中，第二参考电压Vref2的值为输出电压Vout的值乘上一常数K。

在一些实施例中，第一转换比阈值Dth1大于第二转换比阈值Dth2。在一些实施例中，当转换比CR低于第一转换比阈值Dth1及/或高于第二转换比阈值Dth2(亦即，调整电流Iad为0的区间)，且积分电流Iint正比于输入电压Vin及第二参考电压Vref2正比于输出电压Vout时，切换周期Tpwm为一定值，进而使切换频率Fs为一定值。请参照公式4及公式5，公式4为脉宽调制信号Spwm的导通时间Ton的计算公式，公式5为脉宽调制信号Spwm的切换频率Fs的计算公式，其中由于转换比CR低于第一转换比阈值Dth1及/或高于第二转换比阈值Dth2的区间中，调整电流Iad的值为0，因此公式4中并不存在调整电流Iad。在一些实施例中，将积分电流Iint的公式(如图11A所示)及第二参考电压Vref2的公式(如图11B所示)代入至公式4中可推导出公式5，其中由于公式5中的参数都为常数，因此根据公式5所计算而得的切换周期Tpwm为一定值，进而使切换频率Fs也为一定值(如图10B的区间Rg1所示)。

公式4：Ton＝Cint*Vref2/Iint＝Tpwm*CR

公式5：Fs＝1/Tpwm＝Gm/(Cint*K)

请参照公式6及公式7，公式6为脉宽调制信号Spwm的导通时间Ton的计算公式，公式7为脉宽调制信号Spwm的切换频率Fs的计算公式，其中由于转换比CR高于第一转换比阈值Dth1及/或低于第二转换比阈值Dth2，使得调整电流Iad的值不为0，因此公式6中存在调整电流Iad。在一些实施例中，公式7由公式6所推导出来，其中切换频率Fs的值受到转换比CR及调整电流Iad的影响而改变。当转换比CR高于第一转换比阈值Dth1及/或低于第二转换比阈值Dth2时，调整电流Iad的值会上升而使得切换频率Fs的值下降(如图10B的区间Rg2、Rg3所示)。

公式6：Ton＝Cint*Vref2/(Iint–Iad)＝Tpwm*CR

公式7：Fs＝1/Tpwm＝(Iint-Iad)*CR/(Cint*Vref2)

在一些实施例中，调整电流Iad的值根据前述的图8与图9的实施例的方式进行调整，在这些实施例中，通过调整第一子电流Isink1及/或第二子电流Isink2而延长了导通时间Ton的长度，需说明的是，在一些实施例中，前述的多个参数(例如Gm，K，m1，m2，m3，m4，k1，k2，R1)之间的关系，可同时决定不导通时间Toff随着转换比CR的变化，如前所述，在一些实施例中，根据前述的图8与图9的实施例的方式通过调整第一子电流Isink1及/或第二子电流Isink2而延长了导通时间Ton的长度时，同时使得不导通时间Toff不随着转换比CR而变化，亦即，在这些实施例中，不导通时间Toff保持为定值，由此使得导通时间Ton的长度增加时，同时使得切换周期Tpwm也同时增加，亦即切换频率Fs降低。

在一些实施例中，调整电流Iad可仅包括第一子电流Isink1，亦即仅于转换比CR高于第一转换比阈值Dth1时调整切换频率Fs；在一些实施例中，调整电流Iad可仅包括第二子电流Isink2，亦即仅于转换比CR低于第二转换比阈值Dth2时调整切换频率Fs。

另一方面，在一些实施例中，根据前述的图8与图9的实施例的方式通过调整第一子电流Isink1及/或第二子电流Isink2而延长了导通时间Ton的长度时，同时使得不导通时间Toff随着转换比CR的变化同时为增加，或者，使得不导通时间Toff随着转换比CR的变化虽为降低，但其降低幅度小于导通时间Ton的长度增加的幅度，仍可使得切换周期Tpwm增加，亦即切换频率Fs降低。以下通过表1与表2说明各种可能的组合。

请参照表1，表1是在转换比CR高于第一转换比阈值Dth1的前提下，以导通时间Ton对转换比CR的微分值(dTon/dCR)以及不导通时间Toff对转换比CR的微分值(dToff/dCR)为变量的真值表，其中真值表为真时，示意该变量组合可使得切换周期Tpwm随转换比CR增加而增加，亦即切换频率Fs随转换比CR增加而降低。

表1中关系1代表导通时间Ton对转换比CR的微分值及不导通时间Toff对转换比CR的微分值都大于0时，切换频率Fs随转换比CR增加而降低。关系2(包括关系2-1及关系2-2)代表导通时间Ton对转换比CR的微分值及不导通时间Toff对转换比CR的微分值的其中之一为0且其中之另一大于0时，切换频率Fs随转换比CR增加而降低。关系3(包括关系3-1及关系3-2)代表导通时间Ton对转换比CR的微分值及不导通时间Toff对转换比CR的微分值的其中之一为正且其中之另一为负，且其中具有正值的微分值大于具有负值的微分值的绝对值时，切换频率Fs随转换比CR增加而降低。

[表1]

在一些实施例中，当转换比CR高于第一转换比阈值Dth1时，调整电流源ISad的第一子电流源ISsub1会根据对应于输入电压Vin的第一预设转导值m1/R1及对应于输出电压Vout的第二预设转导值m2/R1而决定调整电流Iad的第一子电流Isink1的值(如图8所示)，进而调整导通时间Ton及/或不导通时间Toff以满足表1中的关系1至关系3的变量关系，使得切换频率Fs随着转换比CR的提高而降低。就一观点而言，第一预设转导值m1/R1及第二预设转导值m2/R1的选择根据所影响的导通时间Ton对转换比CR的微分值(dTon/dCR)以及不导通时间Toff对转换比CR的微分值(dToff/dCR)，是否满足表1中的关系1至关系3中的其中之一而决定，以确保当转换比CR高于第一转换比阈值Dth1时，切换频率Fs随着转换比CR的提高而降低。

在一些实施例中，于转换比CR高于第一转换比阈值Dth1，当前述的参数选择如下时：K＝1/4、Gm＝1/(8*R1)、m2＝1/4、m1＝1/8、k1＝1，可对应于表1中的关系2-2，亦即，导通时间Ton对转换比CR的微分值(dTon/dCR)大于0，且不导通时间Toff对转换比CR的微分值(dToff/dCR)等于0，进而使得切换频率Fs随着转换比CR的提高而降低。

请参照表2，表2是在转换比CR低于第二转换比阈值Dth2的前提下，以导通时间Ton对转换比CR的微分值(dTon/dCR)以及不导通时间Toff对转换比CR的微分值(dToff/dCR)为变量的真值表，其中真值表为真时，示意该变量组合可使得切换周期Tpwm随转换比CR降低而增加，亦即切换频率Fs随转换比CR降低而降低。

表2中关系4代表导通时间Ton对转换比CR的微分值及不导通时间Toff对转换比CR的微分值都小于0时，切换频率Fs随转换比CR降低而降低；关系5(包括关系5-1及关系5-2)代表导通时间Ton对转换比CR的微分值及不导通时间Toff对转换比CR的微分值的其中之一为0且其中之另一小于0时，切换频率Fs随转换比CR降低而降低；关系6(包括关系6-1及关系6-2)代表导通时间Ton对转换比CR的微分值及不导通时间Toff对转换比CR的微分值的其中之一为正且其中之另一为负，且其中具有负值的微分值的绝对值大于具有正值的微分值时，切换频率Fs随转换比CR降低而降低。

[表2]

在一些实施例中，当转换比CR低于第二转换比阈值Dth2时，调整电流源ISad的第二子电流源ISsub2会根据对应于输出电压Vout的第三预设转导值m3/R1及对应于输入电压Vin的第四预设转导值m4/R1而决定调整电流Iad的第二子电流Isink2的值(如图9所示)，进而调整导通时间Ton及/或不导通时间Toff以满足表2中的关系4至关系6的变量关系，使得切换频率Fs随着转换比CR的降低而降低。就一观点而言，第三预设转导值m3/R1及第四预设转导值m4/R1的选择根据所影响的导通时间Ton对转换比CR的微分值(dTon/dCR)以及不导通时间Toff对转换比CR的微分值(dToff/dCR)，是否满足表2中的关系4至关系6中的其中之一而决定，以确保当转换比CR低于第二转换比阈值Dth2时，切换频率Fs随着转换比CR的降低而降低。

在一些实施例中，于转换比CR低于第二转换比阈值Dth2，当前述的参数选择如下时：K＝1/4、Gm＝1/(8*R1)、m4＝1/8、m3＝1、k2＝3，可对应于表2中的关系5-2，亦即，导通时间Ton对转换比CR的微分值(dTon/dCR)小于0，且不导通时间Toff对转换比CR的微分值(dToff/dCR)等于0，进而使得切换频率Fs随着转换比CR的降低而降低。

在一些实施例中，逻辑驱动电路230用以根据导通触发信号Ston及关断触发信号Stoff而产生脉宽调制信号Spwm，其中导通触发信号Ston用以使能脉宽调制信号Spwm(如图3的时点t1所示)，关断触发信号Stoff用以禁止脉宽调制信号Spwm(如图3的时点t2所示)。以图4为例，在本实施例中，脉宽调制信号Spwm用以控制开关Q1，反相调制信号Spwm’用以控制开关Q2。

请参照图12，图12是本发明的一实施例中，反馈电路300的电路示意图。在一些实施例中，反馈电路300用以根据输出电源POUT的输出电压Vout而产生反馈信号Vfb，其中输出电压Vout与反馈信号Vfb之间具有一比例关系。在一些实施例中，反馈电路300包括多个电阻器所形成的分压电路，其中各该电阻器的值会影响所述比例关系的值。以图12为例，在本实施例中，反馈电路300包括二个电阻器Rfb1、Rfb2，其中电阻器Rfb1的值与电阻器Rfb2的值决定输出电压Vout与反馈信号Vfb之间的比例关系。举例来说，当电阻器Rfb1的值为4千欧姆(kΩ)且电阻器Rfb2的值为1千欧姆时，输出电压Vout与反馈信号Vfb之间的比例关系为5比1，也就是说，输出电压Vout的值为反馈信号Vfb的值的5倍。

请参照图13，图13是本发明的一实施例中，功率级电路100的输入电源PIN与输出电源POUT之间的转换效率CE示意图，其中波形W3为现有技术的转换效率CE的波形，波形W4为本发明的一实施例中转换效率CE的波形。如图13所示，当转换比CR高于第一转换比阈值Dth1时，由于本发明的一实施例中脉宽调制信号Spwm的切换频率Fs随着转换比CR的提高而降低，使得转换效率CE的值得以提升；当转换比CR低于第二转换比阈值Dth2时，由于本发明的一实施例中脉宽调制信号Spwm的切换频率Fs随着转换比CR的降低而降低，使得转换效率CE的值得以提升。

请参照图5、图14及图15，图14是本发明的另一实施例中，切换式电源转换器10’的电路示意图；图15是本发明的另一实施例中，切换式电源转换器10’的信号波形图。如图14所示，在一些实施例中，转换控制电路200’还包括一第三比较电路240及一或门250，其中第三比较电路240用以比较反馈信号Vfb与深度休眠阈值THdsm而产生一深度睡眠控制信号Sdsm，或门250用以选择导通触发信号Ston或深度睡眠控制信号Sdsm做为使能脉宽调制信号Spwm的导通触发信号Ston’；在其他实施例中，第三比较电路240也可用以比较输出电压Vout与深度休眠阈值THdsm而产生深度睡眠控制信号Sdsm。如图15所示，当转换控制电路200’是于电感器L的一电感电流IL转为0(例如下降至0)且输出电压Vout的值高于深度休眠阈值THdsm时(示意已进入一轻载状态，例如输出电流Iout小于一预设轻载位准)，转换控制电路200’控制切换式电源转换器10’操作于一深度休眠模式时(如深度休眠区间Tdsm所示)，其中于深度休眠模式时，转换控制电路200’停止提供一偏置电流给误差放大电路211、斜坡信号产生电路212及第一比较电路213中的至少之一(如图5所示)，以降低切换式电源转换器10’的整体功耗。

在一些情况下，例如由于转换比CR过低，使得导通时间Ton过短，或是由于转换比CR过低，使得于导通时间Ton内电感电流IL上升斜率过低，进而使得当输出电流Iout小于所述预设轻载位准且电感电流IL下降至0时，输出电压Vout的值仍可能低于深度休眠阈值THdsm，因而使得转换控制电路200’无法进入上述的深度休眠模式，进而无法降低切换式电源转换器10’的整体功耗。因此，在一些实施例中，于输出电源POUT的一输出电流Iout小于一预设轻载位准的前提下，当转换比CR高于第一转换比阈值Dth1及/或低于第二转换比阈值Dth2时，增加导通时间Ton，以延长电感电流IL的值高于0的时间，使得电感电流IL转为0时，输出电压Vout的值会高于深度休眠阈值THdsm，进而使转换控制电路200’进入深度休眠模式，以降低切换式电源转换器10’的整体功耗。

综上所述，当功率级电路100的输出电压Vout与输入电压Vin之间的转换比CR高于第一转换比阈值Dth1或低于第二转换比阈值Dth2时，本发明的一些实施例中的切换式电源转换器10及其转换控制电路200可有效降低脉宽调制信号Spwm的切换频率Fs，以提升输入电源PIN与输出电源POUT之间的转换效率CE。

以上已针对较佳实施例来说明本发明，但以上所述，仅为使本领域技术人员易于了解本发明的内容，并非用来限定本发明的权利范围。所说明的各个实施例，并不限于单独应用，也可以组合应用，举例而言，两个或以上的实施例可以组合运用，而一实施例中的部分组成也可用以取代另一实施例中对应的组成部件。此外，在本发明的相同精神下，本领域技术人员可以想到各种等效变化以及各种组合，举例而言，本发明所称“根据某信号进行处理或运算或产生某输出结果”，不限于根据该信号的本身，也包含于必要时，将该信号进行电压电流转换、电流电压转换、及/或比例转换等，之后根据转换后的信号进行处理或运算产生某输出结果。由此可知，在本发明的相同精神下，本领域技术人员可以想到各种等效变化以及各种组合，其组合方式甚多，在此不一一列举说明。因此，本发明的范围应涵盖上述及其他所有等效变化。

Claims (15)

1.一种转换控制电路，适于用以将一输入电源转换为一输出电源的一切换式电源转换器，其中该切换式电源转换器包括多个开关，该转换控制电路包含：

一触发信号产生电路，用以根据相关于该输出电源的一反馈信号而产生一导通触发信号；

一导通时间控制电路，用以产生一关断触发信号以决定一脉宽调制信号的一导通时间及/或一不导通时间，其中该脉宽调制信号用以控制该些开关，使得该些开关中的至少之一根据该导通时间及/或该不导通时间以周期性地导通；以及

一逻辑驱动电路，用以根据该导通触发信号及该关断触发信号而产生该脉宽调制信号，其中该导通触发信号用以使能该脉宽调制信号，该关断触发信号用以禁止该脉宽调制信号；

其中，该导通时间控制电路根据该输入电源的一输入电压及该输出电源的一输出电压以调整该导通时间的长度及/或该不导通时间的长度，当该输出电压与该输入电压之间的一转换比高于一第一转换比阈值时，该脉宽调制信号的一切换频率随着该转换比的提高而降低，及/或当该转换比低于一第二转换比阈值时，该切换频率随着该转换比的降低而降低；

其中，该输出电压的值低于该输入电压的值，该转换比为该输出电压的值除以该输入电压的值，该第一转换比阈值高于该第二转换比阈值；

其中，该切换频率反比于该导通时间及该不导通时间的总和。

2.如权利要求1所述的转换控制电路，其中，该触发信号产生电路包括：

一误差放大电路，用以放大该反馈信号与一第一参考电压之间的差值而产生一误差放大信号；

一斜坡信号产生电路，用以产生一第一斜坡信号；以及

一第一比较电路，用以比较该第一斜坡信号与该误差放大信号而产生该导通触发信号。

3.如权利要求1所述的转换控制电路，其中，该导通时间控制电路包括：

一积分电流源，用以产生一积分电流；

一积分电容器，用以根据该积分电流而产生一第二斜坡信号；

一重置开关，用以于该脉宽调制信号禁止时重置该第二斜坡信号；

一第二比较电路，用以比较该第二斜坡信号与一第二参考电压而产生该关断触发信号，进而决定该导通时间的长度及/或该不导通时间的长度；以及

一调整电流源，耦接该积分电容器，该调整电流源用以产生一调整电流以调整该导通时间的长度及/或该不导通时间的长度，其中该调整电流的位准由该输入电压与该输出电压所决定。

4.如权利要求3所述的转换控制电路，其中，当该转换比低于该第一转换比阈值及/或高于该第二转换比阈值，且该积分电流正比于该输入电压及该第二参考电压正比于该输出电压时，该切换频率为一定值。

5.如权利要求3所述的转换控制电路，其中，当该转换比高于该第一转换比阈值及/或该转换比低于该第二转换比阈值时，该调整电流根据该转换比的变化以调整该导通时间的长度及/或该不导通时间的长度。

6.如权利要求5所述的转换控制电路，其中，当该转换比低于该第一转换比阈值及/或该转换比高于该第二转换比阈值时，该调整电流的值为0。

7.如权利要求5所述的转换控制电路，其中，当该转换比高于该第一转换比阈值时，该调整电流源根据对应于该输出电压的一第一预设转导值及对应于该输入电压的一第二预设转导值而决定该调整电流，进而调整该导通时间及/或该不导通时间以满足以下任一项的关系，使得该切换频率随着该转换比的提高而降低：

该导通时间对该转换比的微分值及该不导通时间对该转换比的微分值都大于0；

该导通时间对该转换比的微分值及该不导通时间对该转换比的微分值的其中之一为0且其中之另一大于0；或

该导通时间对该转换比的微分值及该不导通时间对该转换比的微分值的其中之一为正且其中之另一为负，其中具有正值的该微分值大于具有负值的该微分值的绝对值；

其中，当该转换比低于一第二转换比阈值时，该调整电流源根据对应于该输入电压的一第三预设转导值及对应于该输出电压的一第四预设转导值而决定该调整电流，进而调整该导通时间及/或该不导通时间以满足以下任一项的关系，使得该切换频率随着该转换比的降低而降低：

该导通时间对该转换比的微分值及该不导通时间对该转换比的微分值都小于0；

该导通时间对该转换比的微分值及该不导通时间对该转换比的微分值的其中之一为0且其中之另一小于0；或

该导通时间对该转换比的微分值及该不导通时间对该转换比的微分值的其中之一为正且其中之另一为负，其中具有负值的该微分值的绝对值大具有正值的该微分值。

8.如权利要求5所述的转换控制电路，其中，当该转换比高于该第一转换比阈值时，该不导通时间的长度为一定值。

9.如权利要求5所述的转换控制电路，其中，当该转换比低于该第二转换比阈值时，该导通时间的长度为一定值。

10.如权利要求3所述的转换控制电路，其中，该调整电流源包括一第一子电流源及/或一第二子电流源，该第一子电流源用以产生一第一子电流，该第二子电流源用以产生一第二子电流，其中该第一子电流用以于该转换比高于该第一转换比阈值时调整该切换频率，使得该切换频率随着该转换比的提高而降低；该第二子电流用以于该转换比低于该第二转换比阈值时调整该切换频率，使得该切换频率随着该转换比的降低而降低。

11.如权利要求10所述的转换控制电路，其中，该第一子电流源包括：

一第一转导电路，用以根据该输入电压而产生一第一转导电流；

一第二转导电路，用以根据该输出电压而产生一第二转导电流；以及

一第一镜像电路，用以根据该第二转导电流与该第一转导电流之间的差值而镜像产生该第一子电流；

其中，当该第二转导电流的值高于该第一转导电流的值时，该第一子电流的值正比于该第二转导电流与该第一转导电流之间的差值；当该第二转导电流的值低于该第一转导电流的值时，该第一子电流的值为0；

其中，该第二子电流源包括：

一第三转导电路，用以根据该输出电压而产生一第三转导电流；

一第四转导电路，用以根据该输入电压而产生一第四转导电流；以及

一第二镜像电路，用以根据该第四转导电流及该第三转导电流之间的差值而镜像产生该第二子电流；

其中，当该第四转导电流的值高于该第三转导电流的值时，该第二子电流的值正比于该第四转导电流与该第三转导电流之间的差值；当该第四转导电流的值低于该第三转导电流的值时，该第二子电流的值为0。

12.如权利要求11所述的转换控制电路，其中，该第一转换比阈值为该第一子电流的值转为0时的转换比，该第二转换比阈值为该第二子电流的值转为0时的转换比。

13.如权利要求2所述的转换控制电路，其中，该转换控制电路可操作于一深度休眠模式，该深度休眠模式包括：

于该电感器的一电感电流转为0且该输出电压高于一深度休眠阈值时休眠；以及

于休眠时停止提供一偏置电流给该误差放大电路、该斜坡信号产生电路或该第一比较电路中的至少之一。

14.如权利要求13所述的转换控制电路，其中，于该输出电源的一输出电流小于一预设轻载位准的前提下，当该转换比高于该第一转换比阈值及/或低于该第二转换比阈值且该切换频率的降低幅度高于一调整阈值，使得该电感电流转为0时，该输出电压的值高于该深度休眠阈值。

15.一种切换式电源转换器，包含：

一功率级电路，用以将一输入电源转换为一输出电源，该功率级电路包括多个开关以及一电感器；

如权利要求1至14中任一项所述的转换控制电路，用以根据一反馈信号而产生一脉宽调制信号，并根据该脉宽调制信号的一导通时间以控制该些开关的切换，进而操作该输入电源与该输出电源之间的转换；以及

一反馈电路，用以根据该输出电源而产生该反馈信号。