CN116405142A - 一种基于信道分布信息的ris-im-noma系统设计方法 - Google Patents

一种基于信道分布信息的ris-im-noma系统设计方法 Download PDF

Info

Publication number
CN116405142A
CN116405142A CN202310386307.9A CN202310386307A CN116405142A CN 116405142 A CN116405142 A CN 116405142A CN 202310386307 A CN202310386307 A CN 202310386307A CN 116405142 A CN116405142 A CN 116405142A
Authority
CN
China
Prior art keywords
channel
ris
matrix
user
follows
Prior art date
Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
Pending
Application number
CN202310386307.9A
Other languages
English (en)
Inventor
庄陵
黄恺
Current Assignee (The listed assignees may be inaccurate. Google has not performed a legal analysis and makes no representation or warranty as to the accuracy of the list.)
Chongqing University of Post and Telecommunications
Original Assignee
Chongqing University of Post and Telecommunications
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by Chongqing University of Post and Telecommunications filed Critical Chongqing University of Post and Telecommunications
Priority to CN202310386307.9A priority Critical patent/CN116405142A/zh
Publication of CN116405142A publication Critical patent/CN116405142A/zh
Pending legal-status Critical Current

Links

Images

Classifications

    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04B—TRANSMISSION
    • H04B17/00—Monitoring; Testing
    • H04B17/30—Monitoring; Testing of propagation channels
    • H04B17/382—Monitoring; Testing of propagation channels for resource allocation, admission control or handover
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04B—TRANSMISSION
    • H04B17/00—Monitoring; Testing
    • H04B17/30—Monitoring; Testing of propagation channels
    • H04B17/391—Modelling the propagation channel
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04B—TRANSMISSION
    • H04B17/00—Monitoring; Testing
    • H04B17/30—Monitoring; Testing of propagation channels
    • H04B17/391—Modelling the propagation channel
    • H04B17/3911—Fading models or fading generators
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04B—TRANSMISSION
    • H04B7/00—Radio transmission systems, i.e. using radiation field
    • H04B7/02—Diversity systems; Multi-antenna system, i.e. transmission or reception using multiple antennas
    • H04B7/04—Diversity systems; Multi-antenna system, i.e. transmission or reception using multiple antennas using two or more spaced independent antennas
    • H04B7/06—Diversity systems; Multi-antenna system, i.e. transmission or reception using multiple antennas using two or more spaced independent antennas at the transmitting station
    • H04B7/0613—Diversity systems; Multi-antenna system, i.e. transmission or reception using multiple antennas using two or more spaced independent antennas at the transmitting station using simultaneous transmission
    • H04B7/0615—Diversity systems; Multi-antenna system, i.e. transmission or reception using multiple antennas using two or more spaced independent antennas at the transmitting station using simultaneous transmission of weighted versions of same signal
    • H04B7/0619—Diversity systems; Multi-antenna system, i.e. transmission or reception using multiple antennas using two or more spaced independent antennas at the transmitting station using simultaneous transmission of weighted versions of same signal using feedback from receiving side
    • H04B7/0621—Feedback content
    • H04B7/0626—Channel coefficients, e.g. channel state information [CSI]
    • Y—GENERAL TAGGING OF NEW TECHNOLOGICAL DEVELOPMENTS; GENERAL TAGGING OF CROSS-SECTIONAL TECHNOLOGIES SPANNING OVER SEVERAL SECTIONS OF THE IPC; TECHNICAL SUBJECTS COVERED BY FORMER USPC CROSS-REFERENCE ART COLLECTIONS [XRACs] AND DIGESTS
    • Y02—TECHNOLOGIES OR APPLICATIONS FOR MITIGATION OR ADAPTATION AGAINST CLIMATE CHANGE
    • Y02D—CLIMATE CHANGE MITIGATION TECHNOLOGIES IN INFORMATION AND COMMUNICATION TECHNOLOGIES [ICT], I.E. INFORMATION AND COMMUNICATION TECHNOLOGIES AIMING AT THE REDUCTION OF THEIR OWN ENERGY USE
    • Y02D30/00—Reducing energy consumption in communication networks
    • Y02D30/70—Reducing energy consumption in communication networks in wireless communication networks

Landscapes

  • Engineering & Computer Science (AREA)
  • Computer Networks & Wireless Communication (AREA)
  • Signal Processing (AREA)
  • Physics & Mathematics (AREA)
  • Electromagnetism (AREA)
  • Mobile Radio Communication Systems (AREA)

Abstract

本发明涉及一种基于信道分布信息的RIS‑IM‑NOMA系统设计方法，属于通信技术领域。该方法包括以下步骤：S1：建立利用信道相关性矩阵构建的信道模型；S2：建立RIS‑IM‑NOMA‑CDI系统模型，定义反射系数矩阵及检测方式；S3：对该系统模型的误码率理论上界做出推导及分析；S4：对该系统模型的频谱效率性能进行理论分析，引入中断概率限制提出用户间频谱效率公平性问题；S5：对功率分配方式进行优化设计。本发明利用信道分布信息通过发送端观测到的信道相关性矩阵构建信道进行数据传输，在接收端采用贪婪检测的方式进行信号检测并推导出误码率理论上界，对公平性问题下最优功率分配方式做出讨论。

Description

一种基于信道分布信息的RIS-IM-NOMA系统设计方法
技术领域
本发明属于通信技术领域，涉及一种基于信道分布信息的RIS-IM-NOMA系统设计方法。
背景技术
第五代移动通信(5th Generation Mobile Communication，5G)网络旨在实现“万物互联”的愿景，包括机对人通信、机对机通信和人对人通信等一系列全新通信模式。这些新模式预计将连接大量具有不同需求的异构数据匮乏设备，导致频谱短缺危机，同时增加能源消耗，因此预期的大量用户以及频谱的稀缺和电力资源的限制均位于未来通信系统面临的主要挑战之列。虽然最初的5G标准于2018年完成，但研究人员已经开始探索5G后续版本有潜力的替代技术。这些技术包括可重构智能表面(Reconfigurable IntelligentSurface，RIS)、索引调制(Index Modulation，IM)、非正交多址接入(NonorthogonalMultiple Access，NOMA)等。
在新兴技术中，RIS因其能够创建智能无线电环境，实现对原本不可控的无线环境的控制以增强无线通信受到业界和学术界的广泛关注。在RIS系统中，不同于传统的多输入多输出(Multiple-Input Multiple-Output，MIMO)阵列集成了大量的标准天线单元，新型天线模块被部署在有限的孔径内，形成一个空间连续的表面，通过合并反射元件并进行联合编程来操纵撞击的电磁波以执行各种功能，如波反射、折射、吸收、转向和聚焦等。通过这样一种全新的设计，RIS变得具有很强的操纵电磁波能力，从理论上可以使整个无线通信环境变得智能，因此关于RIS的优化设计及将RIS与现有技术融合成为一大研究热点。
另一方面，IM作为改善MIMO技术带来的子信道间干扰、天线间同步等问题的技术在本世纪初被提出。在IM中数据块不仅通过传统的复杂星座点在两个通信节点之间传输，还通过发送实体的索引(例如发送天线、工作频率或占用的时隙)来传输。因此频谱效率显著提高，差错性能也得到增强。IM技术诞生以来被广泛应用于各种技术中，如正交频分多址接入(Orthogonal Frequency Division Multiple Access，OFDMA)、MIMO、无线传感器网络、协作和认知网络以及信号的极化。综上可见，通过RIS技术调控无线环境的同时，无论是将RIS作为IM的新一项索引实体还是利用RIS对其他实体索引信息进行隐式传递，都展示出RIS与IM技术非常契合的相容性。近年来已有不少学者对该项技术进行探索，但现有研究工作大多仅考虑对单用户直接发送M阶调制信号，未对多用户场景信道复用进行讨论。若要使可重构智能表面辅助索引调制(Reconfigurable Intelligent Surface-assisted IndexModulation，RIS-IM)系统适用于“万物互联”这一愿景，应对结合多址技术使有限带宽服务多个用户情况进行研究。
多址接入技术作为无线移动通信的基础技术之一，是满足无线网络中多个用户同时通信的必要手段。NOMA作为5G及未来无线通信的关键技术，可以减少延迟、增强连接性和可靠性，并提高能量和频谱效率。其基本原理是在基站采用叠加编码，根据用户的信道增益对其进行分类，然后在功率域对信号进行多路复用，实现对OFDMA所使用最小资源单位(时频资源块)的进一步划分。在NOMA环境中，RIS-IM系统可以优化传播环境以保证特定用户需求，从而实现NOMA系统高效部署。而通过有效利用RIS-IM，可以实现根据特定用户优先级来改变用户顺序以满足特定的系统性能需求，而不是依赖于无线信道随机传播环境。由此可见，将NOMA技术应用于RIS-IM系统，在面向未来“万物互联”无线通信场景背景下具有良好研究价值。
同时考虑到通信系统中为了实现最大的吞吐量和可靠性，所有节点都需要拥有完整的网络中所有链路的CSI。基于这些知识再利用智能波束形成等技术，可以将系统中的干扰降到最低，并实现最佳速率。但实际通信系统中，由于实时CSI存在误差及反馈信息有限等限制导致其难于获取，因此有必要对非完备CSI场景下系统性能进行进一步分析。
发明内容
有鉴于此，本发明的目的在于提供一种基于信道分布信息的RIS-IM-NOMA系统设计方法。
为达到上述目的，本发明提供如下技术方案：
一种基于信道分布信息的RIS-IM-NOMA系统设计方法，该方法包括以下步骤：
S1：建立利用信道相关性矩阵构建的信道模型；
S2：建立RIS-IM-NOMA-CDI系统模型，定义反射系数矩阵及检测方式；
S3：对该系统模型的误码率理论上界做出推导及分析；
S4：对该系统模型的频谱效率性能进行理论分析，引入中断概率限制提出用户间频谱效率公平性问题；
S5：对功率分配方式进行优化设计，改善系统公平性。
可选的，所述S1具体包括：
设采用相关性瑞利衰落模型，设信道Z服从0均值圆对称复高斯分布，定义信道相关性矩阵为：
R＝E[vec(Z)vecH(Z)]
其中vec(·)表示将括号内矩阵的列堆叠成一个长列向量；vecH(·)表示括号内向量的共轭转置；由于基站有足够大的空间，假设发送天线之间是不相关的，只有接收天线存在相关性，总的相关性矩阵表示如下：
Figure BDA0004174132200000031
其中R(m)指编号为m的天线观测到的接收相关矩阵；0K×K表示K行K列的全0矩阵；实际场景中将观测所得R(m)乘以一个维度与Z相同且服从标准复高斯分布的矩阵Σ的第m列Σm来代替Z，免去对Z的CSI实时反馈，R(m)×Σm展开形式如下：
Figure BDA0004174132200000032
其中
Figure BDA0004174132200000033
表示利用编号为m的天线观测到的接收相关矩阵所生成信道矩阵中对应元素模值和相位。
可选的，所述S2具体包括：
总传输数据含(log2Nt+Klog2M)bits信息，第一部分log2Ntbits传递发送天线索引信息，并使RIS控制器相应调整反射参数；第二部分Klog2Mbits传递用户数据信息，用户乘以各自功率分配系数并分别映射到星座图后进行传输；利用上述相关性信道矩阵，从而避免获知完美CSI的信道估计开销，总接收信号表达式如下
Figure BDA0004174132200000034
Figure BDA0004174132200000041
即第k个用户接收到从编号为m的天线发送的数据表示为：
Figure BDA0004174132200000042
RIS每个子表面通过适当且独立地调整其相移矩阵，提升信号质量并隐式传递发送天线索引信息；假设每个反射元件均达到最大反射系数，同时由于上式中相关性信道矩阵各元素模值与相位由观测所得，并将RIS反射幅值全部置为1，使用第m根发送天线时接收信噪比为：
Figure BDA0004174132200000043
其中N0表示噪声能量；确定发送天线索引m和用户k情况下取
Figure BDA0004174132200000044
使接收信噪比最大：
Figure BDA0004174132200000045
接收端利用检测所得发送天线索引m和用户信息xk对接收信号顺序解调，即先解调出信道条件最差用户一信号估计值
Figure BDA0004174132200000046
再由
Figure BDA0004174132200000047
按用户功率分配系数由大到小顺序，依次从各用户原始接收信号中将功率分配系数最大信号解调并逐个剔除，直至完成全部用户信号解调；
对发送天线索引信息
Figure BDA0004174132200000048
进行检测如下：
Figure BDA0004174132200000049
确定发送天线索引信息
Figure BDA00041741322000000410
之后，再对发送符号xk进行检测如下：
Figure BDA0004174132200000051
接着选取使接收信噪比最大的发送天线m，即发送天线索引信息，之后解调出u1信号估计值
Figure BDA0004174132200000052
再由
Figure BDA0004174132200000053
依次解调出其余信号，完成数据传输。
可选的，所述S3具体包括：
系统用户k误码率上界Pbk如下：
Figure BDA0004174132200000054
其中Pe(m)利用PEP表示出上界为：
Figure BDA0004174132200000055
其中
Figure BDA0004174132200000056
是指所有索引信息检测错误时PEP的平均，对于每个用户均一致；当发送M-QAM调制信号时考虑
Figure BDA0004174132200000057
且E[x2]＝Es，有如下计算：
Figure BDA0004174132200000058
Figure BDA0004174132200000059
其中
Figure BDA00041741322000000510
为索引信息检测为m或
Figure BDA00041741322000000525
时用户总信道，令
Figure BDA00041741322000000511
其中
Figure BDA00041741322000000512
Figure BDA00041741322000000513
均服从高斯分布，接着对B1与
Figure BDA00041741322000000514
的统计特性做出分析；
信道相关性矩阵为观测所得，而生成信道时乘以服从瑞利分布信道，有
Figure BDA00041741322000000515
及
Figure BDA00041741322000000516
根据中心极限定理知B与
Figure BDA00041741322000000517
均服从高斯分布，于是得
Figure BDA00041741322000000518
对于
Figure BDA00041741322000000519
还需考虑
Figure BDA00041741322000000520
与
Figure BDA00041741322000000521
同样为(0,2π)的均匀分布，于是有
Figure BDA00041741322000000522
及
Figure BDA00041741322000000523
考虑正余弦函数的对称性，最终有
Figure BDA00041741322000000524
接着令Q1＝x1 TAx1，其中x1＝[X1,X2,X3,X4]、A＝diag{1,1,-1,-1}；则x1的均值V1和协方差矩阵C1为：
V1＝[0 0 0 0]T
Figure BDA0004174132200000061
Figure BDA0004174132200000062
表示X5与X6的相关系数；联合上式得出Q1的矩量母函数ΨQ(w)，进而求出
Figure BDA0004174132200000063
Figure BDA0004174132200000064
Figure BDA0004174132200000065
对于等号右式左边部分考虑Psk，即索引信息检测正确条件下平均符号错误概率，对应的矩量母函数为：
Figure BDA0004174132200000066
其中αkEs/N0表示各用户对应信噪比；CDI条件下使用M-QAM调制信号时各用户误码率如下：
Figure BDA0004174132200000067
其中det(·)表示求括号内矩阵行列式；
Figure BDA0004174132200000071
表示维度为Nt×K的单位矩阵；gQAM＝3/2(M-1)定义为使用M-QAM调制时信号相关常数；使用αkEs/N0代替上述过程中的Es/N0，得到RIS-IM-NOMA-CDI系统用户理论误码率上界。
可选的，所述S4具体包括：
设RIS-IM-NOMA-CDI总频谱效率为SENC，根据解调过程得到用户解码时刻的信干噪比SINR后计算频谱效率有如下公式：
Figure BDA0004174132200000072
其中βk表示RIS-IM-NOMA系统基站到第k个用户的总信道系数，SENCk表示RIS-IM-NOMA系统第k个用户频谱效率；同时地，功率分配系数差异会引起用户间频谱效率公平性问题，功率系数越小的用户所得频谱效率越低；接下来，将联合中断概率限制设计合适的功率分配方式以确保系统公平性。
可选的，所述S5具体包括：
能否无差错接收取决于当时的信噪比，定义γmin表示无误码的最小接收信噪比，若接收信噪比大于γmin则不会误码，若小于γmin则无法保证正确译码，称为一次中断；相应中断概率为：
Pout＝P(γ＜γmin)
发送端以该信噪比对应最大速率发送数据时，对应有Pout可能性发生误码，换言之若γmin取值极小，则中断容量趋近于香农容量；在上述场景下重新定义功率分配方式优化问题如下：
Figure BDA0004174132200000073
Figure BDA0004174132200000074
Figure BDA0004174132200000075
α1＞α2＞…＞αK
其中SINRk表示第k个用户的接收SINR；接着利用SINR对优化问题重新描述如下：
Figure BDA0004174132200000081
Figure BDA0004174132200000082
Figure BDA0004174132200000083
α1＞α2＞…＞αK
其中βk表示对于用户k接收信号的总信道系数；rmin即预定义最小γmin下频谱效率需求，结合相应业务需求确定；εk为任意大于0的实数以确保对中断概率的限制；
接着对中断概率做出转化以简化其表达如下：
Figure BDA0004174132200000084
将上式等号左边部分定义为：
Figure BDA0004174132200000085
接着令：
Figure BDA0004174132200000086
其中ai＝αi、bi＝Es、Zi＝|βi|2；Zi独立体同分布于自由度为2的卡方分布；令X＝Z1、
Figure BDA0004174132200000087
τi＝(aibi)/(a1b1)，得到：
Figure BDA0004174132200000088
由于自由度为2的卡方分布即参数为1/2的指数分布，于是有：
Figure BDA0004174132200000091
根据矩量母函数定义，式中积分项为Y的矩量母函数，记为ψY(t)，由于
Figure BDA0004174132200000092
是由自由度为2的卡方分布元素相加而成，于是有：
Figure BDA0004174132200000093
又由于Zi服从自由度为2的卡方分布，其矩量母函数为：
Figure BDA0004174132200000094
于是有：
Figure BDA0004174132200000095
中断概率最终写成如下形式：
Figure BDA0004174132200000096
接着利用中断概率的补重新定义限制条件如下：
Figure BDA0004174132200000097
其中
Figure BDA0004174132200000098
B＝N0/Es、C＝1/(1-εk)；利用对数函数不改变单调性得到：
Figure BDA0004174132200000099
为使用拉格朗日乘子法求解条件限制下多元函数极值，写成如下形式：
Figure BDA00041741322000000910
其中θ为任意实数，此举保证了等号左式除θ2外其余项之和严格小于等于0；原问题最终被描述如下：
Figure BDA0004174132200000101
Figure BDA0004174132200000102
Figure BDA0004174132200000103
α1＞α2＞…＞αK
接着构建辅助函数如下：
Figure BDA0004174132200000104
z1(α1,α2,…,αK)＝1-α1-α2-…-αK
Figure BDA0004174132200000105
接着设置拉格朗日因子μ并构建如下方程组：
Figure BDA0004174132200000111
解得如下(K+2)个表达式：
Figure BDA0004174132200000112
将α1,α2,…,αK依次代入z1(α1,α2,…,αK)＝0和z2(α1,α2,…,αK)＝0解得μ1与μ2；接着将μ1,μ2,α1,α2,…,αK-1依次代入αK＝gK(μ1,μ2,α1,…,αK-1)解得αK；逐个求出考虑中断概率限制的频谱效率公平性最大化问题下最优功率分配系数。
本发明的有益效果在于：本发明针对城市建筑物密集环境下的下行场景，设计并实现了RIS-IM-NOMA-CDI系统。利用信道分布信息(Channel Distribution Information，CDI)通过发送端观测到的信道相关性矩阵构建信道进行数据传输，在接收端采用贪婪检测的方式进行信号检测并推导出误码率理论上界，并结合该信道模型引入的中断概率限制，对公平性问题下最优功率分配方式做出讨论。最后通过仿真与RIS-IM-CDI系统做出频谱效率与误码率性能的对比及分析，验证所提方案的有效性。
本发明的其他优点、目标和特征在某种程度上将在随后的说明书中进行阐述，并且在某种程度上，基于对下文的考察研究对本领域技术人员而言将是显而易见的，或者可以从本发明的实践中得到教导。本发明的目标和其他优点可以通过下面的说明书来实现和获得。
附图说明
为了使本发明的目的、技术方案和优点更加清楚，下面将结合附图对本发明作优选的详细描述，其中：
图1为本发明的RIS-IM-NOMA系统模型图；
图2为本发明的RIS-IM-NOMA-CDI、RIS-IM-NOMA、RIS-IM系统误码率对比图；
图3为本发明的改变反射元件数量后误码率对比图；
图4为本发明的改进功率分配方式前后频谱效率对比图。
具体实施方式
以下通过特定的具体实例说明本发明的实施方式，本领域技术人员可由本说明书所揭露的内容轻易地了解本发明的其他优点与功效。本发明还可以通过另外不同的具体实施方式加以实施或应用，本说明书中的各项细节也可以基于不同观点与应用，在没有背离本发明的精神下进行各种修饰或改变。需要说明的是，以下实施例中所提供的图示仅以示意方式说明本发明的基本构想，在不冲突的情况下，以下实施例及实施例中的特征可以相互组合。
其中，附图仅用于示例性说明，表示的仅是示意图，而非实物图，不能理解为对本发明的限制；为了更好地说明本发明的实施例，附图某些部件会有省略、放大或缩小，并不代表实际产品的尺寸；对本领域技术人员来说，附图中某些公知结构及其说明可能省略是可以理解的。
本发明实施例的附图中相同或相似的标号对应相同或相似的部件；在本发明的描述中，需要理解的是，若有术语“上”、“下”、“左”、“右”、“前”、“后”等指示的方位或位置关系为基于附图所示的方位或位置关系，仅是为了便于描述本发明和简化描述，而不是指示或暗示所指的装置或元件必须具有特定的方位、以特定的方位构造和操作，因此附图中描述位置关系的用语仅用于示例性说明，不能理解为对本发明的限制，对于本领域的普通技术人员而言，可以根据具体情况理解上述术语的具体含义。
请参阅图1～图4，本发明内容主要分为三个部分：RIS-IM-NOMA-CDI系统模型、RIS-IM-NOMA-CDI系统误码率理论上界推导、结合中断概率限制的最大化公平性问题下RIS-IM-NOMA-CDI系统功率分配方式。具体包括以下步骤：
1.对利用信道相关性矩阵构建的信道模型进行说明；
2.提出一种RIS-IM-NOMA-CDI系统模型，并对反射系数矩阵设置及检测方式进行说明；
3.对该系统误码率理论上界做出推导及分析；
4.对该系统频谱效率性能进行理论分析并引入中断概率限制提出用户间频谱效率公平性问题；
5.通过对功率分配方式的优化设计，改善系统公平性。
进一步，在所述步骤1中，具体包括：
实际通信场景中，用户数量多、可移动、动态工作环境等因素造成信道快速变化，导致获得的CSI过时或存在误差，而获取信道信息的另一种方式是利用信道统计或分布信息来增强通信。由于考虑了信道中的随机性，CDI对较小的信道相干时间具有更强的抗干扰性，因此有效时间比CSI长得多。此外，考虑到更多基于位置的服务的趋势，基于节点位置的统计数据也可以先验地收集和存储，这种基于位置的数据消除了实时频道反馈的需要。
假设采用相关性瑞利衰落模型，设信道Z服从0均值圆对称复高斯分布，定义信道相关性矩阵为：
R＝E[vec(Z)vecH(Z)]
其中vec(·)表示将括号内矩阵的列堆叠成一个长列向量；vecH(·)表示括号内向量的共轭转置。由于基站有足够大的空间，假设发送天线之间是不相关的，因此只有接收天线存在相关性，总的相关性矩阵可以表示如下：
Figure BDA0004174132200000131
其中R(m)指编号为m的天线观测到的接收相关矩阵；0K×K表示K行K列的全0矩阵。实际场景中可将观测所得R(m)乘以一个维度与Z相同且服从标准复高斯分布的矩阵Σ的第m列Σm来代替Z，由此免去对Z的CSI实时反馈，R(m)×Σm展开形式如下：
Figure BDA0004174132200000132
其中
Figure BDA0004174132200000133
表示利用编号为m的天线观测到的接收相关矩阵所生成信道矩阵中对应元素模值和相位。
在所述步骤2中，具体包括：
总传输数据含(log2Nt+Klog2M)bits信息，第一部分log2Ntbits传递发送天线索引信息，并使RIS控制器相应调整反射参数；第二部分Klog2Mbits传递用户数据信息，用户乘以各自功率分配系数并分别映射到星座图后进行传输。利用上述相关性信道矩阵，从而避免获知完美CSI的信道估计开销，总接收信号表达式如下
Figure BDA0004174132200000141
即第k个用户接收到从编号为m的天线发送的数据表示为：
Figure BDA0004174132200000142
RIS每个子表面通过适当且独立地调整其相移矩阵，提升信号质量并隐式传递发送天线索引信息。假设每个反射元件均达到最大反射系数，同时由于上式中相关性信道矩阵各元素模值与相位由观测所得，并将RIS反射幅值全部置为1因为此处不需额外对用户信号能量进行调整，则使用第m根发送天线时接收信噪比为：
Figure BDA0004174132200000143
其中N0表示噪声能量。于是可知确定发送天线索引m和用户k情况下取
Figure BDA0004174132200000144
使接收信噪比最大：
Figure BDA0004174132200000145
接收端利用检测所得发送天线索引m和用户信息xk对接收信号顺序解调，即先解调出信道条件最差用户一信号估计值
Figure BDA0004174132200000146
再由
Figure BDA0004174132200000147
按用户功率分配系数由大到小顺序，依次从各用户原始接收信号中将功率分配系数最大信号解调并逐个剔除，直至完成全部用户信号解调。
对发送天线索引信息
Figure BDA0004174132200000151
进行检测如下：
Figure BDA0004174132200000152
确定发送天线索引信息
Figure BDA0004174132200000153
之后，再对发送符号xk进行检测如下：
Figure BDA0004174132200000154
接着选取使接收信噪比最大的发送天线m，即发送天线索引信息，之后解调出u1信号估计值
Figure BDA0004174132200000155
再由
Figure BDA0004174132200000156
依次解调出其余信号，完成数据传输。
在所述步骤3中，具体包括：
系统用户k误码率上界Pbk如下：
Figure BDA0004174132200000157
其中Pe(m)可利用PEP表示出上界为：
Figure BDA0004174132200000158
其中
Figure BDA0004174132200000159
是指所有索引信息检测错误时PEP的平均，对于每个用户均一致。当发送M-QAM调制信号时考虑
Figure BDA00041741322000001517
且E[|x|2]＝Es，有如下计算：
Figure BDA00041741322000001510
Figure BDA00041741322000001511
其中
Figure BDA00041741322000001512
为索引信息检测为m或
Figure BDA00041741322000001518
时用户总信道，令
Figure BDA00041741322000001513
其中
Figure BDA00041741322000001514
Figure BDA00041741322000001515
均服从高斯分布，接着对B1与
Figure BDA00041741322000001516
的统计特性做出分析。
由前述模型可知，信道相关性矩阵为观测所得，而生成信道时乘以服从瑞利分布信道，故有
Figure BDA0004174132200000161
及
Figure BDA0004174132200000162
根据中心极限定理可知B与
Figure BDA0004174132200000163
均服从高斯分布，于是得
Figure BDA0004174132200000164
对于
Figure BDA0004174132200000165
还需考虑
Figure BDA0004174132200000166
与
Figure BDA0004174132200000167
同样为(0,2π)的均匀分布，于是有
Figure BDA0004174132200000168
及
Figure BDA0004174132200000169
考虑正余弦函数的对称性，最终有
Figure BDA00041741322000001610
接着令Q1＝x1 TAx1，其中x1＝[X1,X2,X3,X4]、A＝diag{1,1,-1,-1}。则x1的均值V1和协方差矩阵C1为：
V1＝[0 0 0 0]T
Figure BDA00041741322000001611
Figure BDA00041741322000001612
表示X5与X6的相关系数。联合上式得出Q1的矩量母函数ΨQ(w)，进而求出
Figure BDA00041741322000001613
Figure BDA00041741322000001614
Figure BDA00041741322000001615
对于等号右式左边部分主要考虑Psk，即索引信息检测正确条件下平均符号错误概率，对应的矩量母函数为：
Figure BDA00041741322000001616
其中αkEs/N0表示各用户对应信噪比。已知CDI条件下使用M-QAM调制信号时各用户误码率如下：
Figure BDA0004174132200000171
其中det(·)表示求括号内矩阵行列式；INtK表示维度为Nt×K的单位矩阵；gQAM＝3/2(M-1)定义为使用M-QAM调制时信号相关常数。使用αkEs/N0代替上述过程中的Es/N0，即可得到RIS-IM-NOMA-CDI系统用户理论误码率上界。
在所述步骤4中，具体包括：
设RIS-IM-NOMA-CDI总频谱效率为SENC，根据解调过程得到用户解码时刻的信干噪比后((Signal to Interference plus Noise Ratio，SINR))计算频谱效率有如下公式：
Figure BDA0004174132200000172
其中βk表示RIS-IM-NOMA系统基站到第k个用户的总信道系数，SENCk表示RIS-IM-NOMA系统第k个用户频谱效率。同时地，功率分配系数差异会引起用户间频谱效率公平性问题，功率系数越小的用户所得频谱效率越低。接下来，将联合中断概率限制设计合适的功率分配方式以确保系统公平性。
在所述步骤5中，具体包括：
当场景为仅知CDI情况，则需考虑中断概率限制。中断概率来源于中断容量，是一个与香农容量对应的概念。直观而言香农容量是保证某容量情况下最快无误发送速率，而中断容量则是指允许一定比例的误码以换取更高速率，即使这一举动会造成容量的降低。在实际的通信系统中，中断容量的意义在于某些业务需求更快速率但无需保证容量，相应的让接收器存在部分误码也不影响业务需求。例如体育比赛实况直播，为了实时知道比赛情况，可以牺牲清晰度甚至只接收语音信号而换取画面或“比赛情况”这一关键信息的实时性。
能否无差错接收取决于当时的信噪比，定义γmin表示无误码的最小接收信噪比，若接收信噪比大于γmin则不会误码，若小于γmin则无法保证正确译码，称为一次中断。相应中断概率为：
Pout＝P(γ＜γmin)
发送端以该信噪比对应最大速率发送数据时，对应有Pout可能性发生误码，换言之若γmin取值极小，则中断容量趋近于香农容量。在上述场景下重新定义功率分配方式优化问题如下：
Figure BDA0004174132200000181
Figure BDA0004174132200000182
Figure BDA0004174132200000183
α1＞α2＞…＞αK
其中SINRk表示第k个用户的接收SINR。接着利用SINR对优化问题重新描述如下：
Figure BDA0004174132200000184
Figure BDA0004174132200000185
Figure BDA0004174132200000186
α1＞α2＞…＞αK
其中βk表示对于用户k接收信号的总信道系数；rmin即预定义最小γmin下频谱效率需求，可结合相应业务需求确定；εk为任意大于0的实数以确保对中断概率的限制。
接着对中断概率做出转化以简化其表达如下：
Figure BDA0004174132200000187
将上式等号左边部分定义为：
Figure BDA0004174132200000191
接着令：
Figure BDA0004174132200000192
其中ai＝αi、bi＝Es、Zi＝|βi|2。可以看出Zi独立体同分布于自由度为2的卡方分布。于是可令X＝Z1、
Figure BDA0004174132200000193
τi＝(aibi)/(a1b1)，得到：
Figure BDA0004174132200000194
由于自由度为2的卡方分布即参数为1/2的指数分布，于是有：
Figure BDA0004174132200000195
根据矩量母函数定义可知，式中积分项为Y的矩量母函数，记为ψY(t)，由于
Figure BDA0004174132200000196
是由自由度为2的卡方分布元素相加而成，于是有：
Figure BDA0004174132200000197
又由于Zi服从自由度为2的卡方分布，其矩量母函数为：
Figure BDA0004174132200000198
于是有：
Figure BDA0004174132200000199
中断概率最终写成如下形式：
Figure BDA00041741322000001910
接着利用中断概率的补重新定义限制条件如下：
Figure BDA0004174132200000201
其中
Figure BDA0004174132200000202
B＝N0/Es、C＝1/(1-εk)。注意到不等式两边存在复杂的连乘形式及指数函数，为便于求导，利用对数函数不改变单调性得到：
Figure BDA0004174132200000203
进一步地，为使用拉格朗日乘子法求解条件限制下多元函数极值，写成如下形式：
Figure BDA0004174132200000204
其中θ为任意实数，此举保证了等号左式除θ2外其余项之和严格小于等于0。原问题最终被描述如下：
Figure BDA0004174132200000205
Figure BDA0004174132200000206
Figure BDA0004174132200000207
α1＞α2＞…＞αK
接着构建辅助函数如下：
Figure BDA0004174132200000211
z1(α1,α2,…,αK)＝1-α1-α2-…-αK
Figure BDA0004174132200000212
接着设置拉格朗日因子μ并构建如下方程组：
Figure BDA0004174132200000213
解之可得如下(K+2)个表达式：
Figure BDA0004174132200000214
将α1,α2,…,αK依次代入z1(α1,α2,…,αK)＝0和z2(α1,α2,…,αK)＝0即可解得μ1与μ2。接着将μ1,μ2,α1,α2,…,αK-1依次代入αK＝gK(μ1,μ2,α1,…,αK-1)即可解得αK。依此类推，即可逐个求出考虑中断概率限制的频谱效率公平性最大化问题下最优功率分配系数。
最后说明的是，以上实施例仅用以说明本发明的技术方案而非限制，尽管参照较佳实施例对本发明进行了详细说明，本领域的普通技术人员应当理解，可以对本发明的技术方案进行修改或者等同替换，而不脱离本技术方案的宗旨和范围，其均应涵盖在本发明的权利要求范围当中。

Claims (6)

1.一种基于信道分布信息的RIS-IM-NOMA系统设计方法，其特征在于：该方法包括以下步骤：
S1：建立利用信道相关性矩阵构建的信道模型；
S2：建立RIS-IM-NOMA-CDI系统模型，定义反射系数矩阵及检测方式；
S3：对该系统模型的误码率理论上界做出推导及分析；
S4：对该系统模型的频谱效率性能进行理论分析，引入中断概率限制提出用户间频谱效率公平性问题；
S5：对功率分配方式进行优化设计，改善系统公平性。
2.根据权利要求1所述的一种基于信道分布信息的RIS-IM-NOMA系统设计方法，其特征在于：所述S1具体包括：
设采用相关性瑞利衰落模型，设信道Z服从0均值圆对称复高斯分布，定义信道相关性矩阵为：
R＝E[vec(Z)vecH(Z)]
其中vec(·)表示将括号内矩阵的列堆叠成一个长列向量；vecH(·)表示括号内向量的共轭转置；由于基站有足够大的空间，假设发送天线之间是不相关的，只有接收天线存在相关性，总的相关性矩阵表示如下：
Figure FDA0004174132180000011
其中R(m)指编号为m的天线观测到的接收相关矩阵；0K×K表示K行K列的全0矩阵；实际场景中将观测所得R(m)乘以一个维度与Z相同且服从标准复高斯分布的矩阵Σ的第m列Σm来代替Z，免去对Z的CSI实时反馈，R(m)×Σm展开形式如下：
Figure FDA0004174132180000012
其中
Figure FDA0004174132180000013
表示利用编号为m的天线观测到的接收相关矩阵所生成信道矩阵中对应元素模值和相位。
3.根据权利要求2所述的一种基于信道分布信息的RIS-IM-NOMA系统设计方法，其特征在于：所述S2具体包括：
总传输数据含(log2Nt+Klog2M)bits信息，第一部分log2Ntbits传递发送天线索引信息，并使RIS控制器相应调整反射参数；第二部分Klog2Mbits传递用户数据信息，用户乘以各自功率分配系数并分别映射到星座图后进行传输；利用上述相关性信道矩阵，从而避免获知完美CSI的信道估计开销，总接收信号表达式如下
Figure FDA0004174132180000021
即第k个用户接收到从编号为m的天线发送的数据表示为：
Figure FDA0004174132180000022
RIS每个子表面通过适当且独立地调整其相移矩阵，提升信号质量并隐式传递发送天线索引信息；假设每个反射元件均达到最大反射系数，同时由于上式中相关性信道矩阵各元素模值与相位由观测所得，并将RIS反射幅值全部置为1，使用第m根发送天线时接收信噪比为：
Figure FDA0004174132180000023
其中N0表示噪声能量；确定发送天线索引m和用户k情况下取
Figure FDA0004174132180000024
使接收信噪比最大：
Figure FDA0004174132180000031
接收端利用检测所得发送天线索引m和用户信息xk对接收信号顺序解调，即先解调出信道条件最差用户一信号估计值
Figure FDA0004174132180000032
再由
Figure FDA0004174132180000033
按用户功率分配系数由大到小顺序，依次从各用户原始接收信号中将功率分配系数最大信号解调并逐个剔除，直至完成全部用户信号解调；
对发送天线索引信息
Figure FDA0004174132180000034
进行检测如下：
Figure FDA0004174132180000035
确定发送天线索引信息
Figure FDA0004174132180000036
之后，再对发送符号xk进行检测如下：
Figure FDA0004174132180000037
接着选取使接收信噪比最大的发送天线m，即发送天线索引信息，之后解调出u1信号估计值
Figure FDA0004174132180000038
再由
Figure FDA0004174132180000039
依次解调出其余信号，完成数据传输。
4.根据权利要求3所述的一种基于信道分布信息的RIS-IM-NOMA系统设计方法，其特征在于：所述S3具体包括：
系统用户k误码率上界Pbk如下：
Figure FDA00041741321800000310
其中Pe(m)利用PEP表示出上界为：
Figure FDA00041741321800000311
其中
Figure FDA00041741321800000312
是指所有索引信息检测错误时PEP的平均，对于每个用户均一致；当发送M-QAM调制信号时考虑
Figure FDA00041741321800000313
且E[|x|2]＝Es，有如下计算：
Figure FDA0004174132180000041
Figure FDA0004174132180000042
其中
Figure FDA0004174132180000043
为索引信息检测为m或
Figure FDA0004174132180000044
时用户总信道，令
Figure FDA0004174132180000045
其中
Figure FDA0004174132180000046
Figure FDA0004174132180000047
Figure FDA0004174132180000048
均服从高斯分布，接着对B1与
Figure FDA0004174132180000049
的统计特性做出分析；
信道相关性矩阵为观测所得，而生成信道时乘以服从瑞利分布信道，有
Figure FDA00041741321800000410
及
Figure FDA00041741321800000411
根据中心极限定理知B与
Figure FDA00041741321800000412
均服从高斯分布，于是得
Figure FDA00041741321800000413
对于
Figure FDA00041741321800000414
还需考虑
Figure FDA00041741321800000415
与
Figure FDA00041741321800000416
同样为(0,2π)的均匀分布，于是有
Figure FDA00041741321800000417
及
Figure FDA00041741321800000418
考虑正余弦函数的对称性，最终有
Figure FDA00041741321800000419
接着令Q1＝x1 TAx1，其中x1＝[X1,X2,X3,X4]、A＝diag{1,1,-1,-1}；则x1的均值V1和协方差矩阵C1为：
V1＝[0 0 0 0]T
Figure FDA00041741321800000420
Figure FDA00041741321800000421
表示X5与X6的相关系数；联合上式得出Q1的矩量母函数ΨQ(w)，进而求出
Figure FDA00041741321800000422
Figure FDA00041741321800000423
Figure FDA0004174132180000051
对于等号右式左边部分考虑Psk，即索引信息检测正确条件下平均符号错误概率，对应的矩量母函数为：
Figure FDA0004174132180000052
其中αkEs/N0表示各用户对应信噪比；CDI条件下使用M-QAM调制信号时各用户误码率如下：
Figure FDA0004174132180000053
其中det(·)表示求括号内矩阵行列式；INtK表示维度为Nt×K的单位矩阵；gQAM＝3/2(M-1)定义为使用M-QAM调制时信号相关常数；使用αkEs/N0代替上述过程中的Es/N0，得到RIS-IM-NOMA-CDI系统用户理论误码率上界。
5.根据权利要求4所述的一种基于信道分布信息的RIS-IM-NOMA系统设计方法，其特征在于：所述S4具体包括：
设RIS-IM-NOMA-CDI总频谱效率为SENC，根据解调过程得到用户解码时刻的信干噪比SINR后计算频谱效率有如下公式：
Figure FDA0004174132180000054
其中βk表示RIS-IM-NOMA系统基站到第k个用户的总信道系数，SENCk表示RIS-IM-NOMA系统第k个用户频谱效率；同时地，功率分配系数差异会引起用户间频谱效率公平性问题，功率系数越小的用户所得频谱效率越低；接下来，将联合中断概率限制设计合适的功率分配方式以确保系统公平性。
6.根据权利要求5所述的一种基于信道分布信息的RIS-IM-NOMA系统设计方法，其特征在于：所述S5具体包括：
能否无差错接收取决于当时的信噪比，定义γmin表示无误码的最小接收信噪比，若接收信噪比大于γmin则不会误码，若小于γmin则无法保证正确译码，称为一次中断；相应中断概率为：
Pout＝P(γ＜γmin)
发送端以该信噪比对应最大速率发送数据时，对应有Pout可能性发生误码，换言之若γmin取值极小，则中断容量趋近于香农容量；在上述场景下重新定义功率分配方式优化问题如下：
Figure FDA0004174132180000061
Figure FDA0004174132180000062
Figure FDA0004174132180000063
α1＞α2＞…＞αK
其中SINRk表示第k个用户的接收SINR；接着利用SINR对优化问题重新描述如下：
Figure FDA0004174132180000064
Figure FDA0004174132180000065
Figure FDA0004174132180000066
α1＞α2＞…＞αK
其中βk表示对于用户k接收信号的总信道系数；rmin即预定义最小γmin下频谱效率需求，结合相应业务需求确定；εk为任意大于0的实数以确保对中断概率的限制；
接着对中断概率做出转化以简化其表达如下：
Figure FDA0004174132180000071
将上式等号左边部分定义为：
Figure FDA0004174132180000072
接着令：
Figure FDA0004174132180000073
其中ai＝αi、bi＝Es、Zi＝|βi|2；Zi独立体同分布于自由度为2的卡方分布；令X＝Z1、
Figure FDA0004174132180000074
τi＝(aibi)/(a1b1)，得到：
Figure FDA0004174132180000075
由于自由度为2的卡方分布即参数为1/2的指数分布，于是有：
Figure FDA0004174132180000076
根据矩量母函数定义，式中积分项为Y的矩量母函数，记为ψY(t)，由于
Figure FDA0004174132180000077
是由自由度为2的卡方分布元素相加而成，于是有：
Figure FDA0004174132180000078
又由于Zi服从自由度为2的卡方分布，其矩量母函数为：
Figure FDA0004174132180000079
于是有：
Figure FDA0004174132180000081
中断概率最终写成如下形式：
Figure FDA0004174132180000082
接着利用中断概率的补重新定义限制条件如下：
Figure FDA0004174132180000083
其中
Figure FDA0004174132180000089
B＝N0/Es、C＝1/(1-εk)；利用对数函数不改变单调性得到：
Figure FDA0004174132180000084
为使用拉格朗日乘子法求解条件限制下多元函数极值，写成如下形式：
Figure FDA0004174132180000085
其中θ为任意实数，此举保证了等号左式除θ2外其余项之和严格小于等于0；原问题最终被描述如下：
Figure FDA0004174132180000086
Figure FDA0004174132180000087
Figure FDA0004174132180000088
α1＞α2＞…＞αK
接着构建辅助函数如下：
Figure FDA0004174132180000091
z1(α1,α2,…,αK)＝1-α1-α2-…-αK
Figure FDA0004174132180000092
接着设置拉格朗日因子μ并构建如下方程组：
Figure FDA0004174132180000093
解得如下(K+2)个表达式：
Figure FDA0004174132180000094
将α1,α2,…,αK依次代入z1(α1,α2,…,αK)＝0和z2(α1,α2,…,αK)＝0解得μ1与μ2；接着将μ1,μ2,α1,α2,…,αK-1依次代入αK＝gK(μ1,μ2,α1,…,αK-1)解得αK；逐个求出考虑中断概率限制的频谱效率公平性最大化问题下最优功率分配系数。
CN202310386307.9A 2023-04-12 2023-04-12 一种基于信道分布信息的ris-im-noma系统设计方法 Pending CN116405142A (zh)

Priority Applications (1)

Application Number Priority Date Filing Date Title
CN202310386307.9A CN116405142A (zh) 2023-04-12 2023-04-12 一种基于信道分布信息的ris-im-noma系统设计方法

Applications Claiming Priority (1)

Application Number Priority Date Filing Date Title
CN202310386307.9A CN116405142A (zh) 2023-04-12 2023-04-12 一种基于信道分布信息的ris-im-noma系统设计方法

Publications (1)

Publication Number Publication Date
CN116405142A true CN116405142A (zh) 2023-07-07

Family

ID=87008688

Family Applications (1)

Application Number Title Priority Date Filing Date
CN202310386307.9A Pending CN116405142A (zh) 2023-04-12 2023-04-12 一种基于信道分布信息的ris-im-noma系统设计方法

Country Status (1)

Country Link
CN (1) CN116405142A (zh)

Cited By (1)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN117439673A (zh) * 2023-12-21 2024-01-23 厦门大学 基于非正交多址的智能超表面辅助水声数据传输方法

Cited By (2)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN117439673A (zh) * 2023-12-21 2024-01-23 厦门大学 基于非正交多址的智能超表面辅助水声数据传输方法
CN117439673B (zh) * 2023-12-21 2024-03-12 厦门大学 基于非正交多址的智能超表面辅助水声数据传输方法

Similar Documents

Publication Publication Date Title
CN112865893B (zh) 智能反射面辅助的sm-noma系统资源分配方法
Lin et al. Reconfigurable intelligent surface-aided quadrature reflection modulation for simultaneous passive beamforming and information transfer
CN110677178B (zh) 大规模mimo-noma系统中短包传输时延分析方法
JP4765322B2 (ja) 無線通信システム、無線通信装置及び無線通信方法、並びにコンピュータ・プログラム
Zorzi et al. Cross-layer issues in MAC protocol design for MIMO ad hoc networks
CN110855335B (zh) 基于功率与速率联合优化的下行虚拟mimo-noma方法
KR20170022938A (ko) 송신 다이버시티를 위한 방법 및 장치
CN114124258B (zh) 一种最大化安全传输速率的方法
CN112260739A (zh) 基于智能反射表面进行波束赋形的信息传输方法
CN116390122A (zh) 基于和速率最大化的多ris辅助下行mimo-noma系统优化方法
Jawarneh et al. Decoupling energy efficient approach for hybrid precoding-based mmWave massive MIMO-NOMA with SWIPT
CN100358257C (zh) 利用随机波束成型的多天线发射接收系统及方法
CN116405142A (zh) 一种基于信道分布信息的ris-im-noma系统设计方法
CN113541752A (zh) 基于信号虚拟分解空域和功率域联合多址接入方法及系统
Muhammad et al. Optimizing age of information in RIS-empowered uplink cooperative NOMA networks
Li et al. Max-min fair RIS-aided rate-splitting multiple access for multigroup multicast communications
Yang et al. Reconfigurable intelligent surface-aided full-duplex mmWave MIMO: Channel estimation, passive and hybrid beamforming
Zhu et al. Reconfigurable intelligent surface aided space shift keying with imperfect CSI
JP2007214993A (ja) 無線通信システムおよび空間多重用無線通信方法
CN106851726A (zh) 一种基于最低速率约束的跨层资源分配方法
CN116527176A (zh) 一种基于非正交多址接入的可重构表面辅助索引调制方法
Zeng et al. Downlink power allocation optimization in pattern division multiple access
WO2007003096A1 (fr) Récepteur et système de communication radio permettant de réduire la vitesse de multiplexe de fréquence
Samy et al. Outage Performance of Multiple Hybrid Active Relays and RISs-Assisted NOMA Networks
Wei et al. Resource allocation design for next-generation multiple access: A tutorial overview

Legal Events

Date Code Title Description
PB01 Publication
PB01 Publication
SE01 Entry into force of request for substantive examination
SE01 Entry into force of request for substantive examination