CN116365904A - 使用状态观察器的直交流转换器系统及其控制方法 - Google Patents

使用状态观察器的直交流转换器系统及其控制方法 Download PDF

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小西义弘
陈冠文
贺业翔
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Abstract

一种使用状态观察器的直交流转换器系统及其控制方法。直交流转换器系统的控制方法包括以下步骤。状态观察器至少依据当前取样时间的直流链电压及当前取样时间的滤波电容电压实际值，输出下一取样时间的滤波电容电流估测值。比较下一取样时间的滤波电感电流估测值与下一取样时间的滤波电容电流估测值，以获得下一取样时间的负载电流估测值。电感电压估算器至少依据下一取样时间的负载电流估测值，输出下一取样时间的滤波电感电压估测值。至少依据下一取样时间的滤波电感电压估测值进行前馈控制。

Description

使用状态观察器的直交流转换器系统及其控制方法
技术领域
本公开涉及一种直交流转换器系统及其控制方法，且更涉及一种使用状态观察器的直交流转换器系统及其控制方法。
背景技术
直交流转换器的控制方式相当多，但无论任何控制方法，控制的电流主要有三种：滤波电感电流、滤波电容电流以及负载电流。根据参考文献的研究结果，控制滤波电容电流的控制方法不仅可以使用较便宜的侦测元件，其动态响应也是最好的。但滤波电容电流本身含有纹波成分，若使用硬体电路的侦测方式则须经过滤波电路滤除纹波，而滤波电路将导致讯号失真且有延迟问题。
应用于并网(On-Grid)模式的直交流转换器，在交流端需装设负载电流感测器，藉以控制转换器输出电流的大小。硬体感测器的使用，除了需负担元件使用所带来的采买、管理、制程等人力与物料的成本，也会因温度变化造成元件特性改变，以及元件本身或感测线路损坏等因素，影响转换器系统的可靠度。
数位控制系统中，传统控制器的设计与计算方式，会在当前取样时间进行受控变数的取样与控制器的计算，在下一取样时间输出计算后的控制讯号，但此时控制对象已成为经过一个取样时间后的受控变数，因此造成控制上时间延迟的问题。
发明内容
本公开涉及一种使用状态观察器的直交流转换器系统及其控制方法，其先以硬体电路来侦测得到直流链电压、电感电流与滤波电容电压，便可估测滤波电容电压、滤波电容电流、扰动电压、负载电流及电感电压，不需硬体感测器侦测滤波电容电流就可以得到滤波电容电流的估测值，且其值为平均值不受纹波成分干扰的影响。另一方面，整个系统控制流程的反馈值都使用下一取样时间的估测值，改善数位控制器的控制时间延迟问题，使系统性能提升。本公开提出的控制方法，无论并网、独立(Standalone)运转或并网-独立运转的转换模式都适用，状态观察器的所有参数都为可控因数，准确性高且具预测性，且系统为滤波电容电流控制，系统响应佳，并以数位化控制，而使用状态观察器的计算结果可减少取样时间误差，此外，也不需负载电流硬体感测器便可预测负载电流，可降低包含产品制造所需物料、人力采买与维修的元件使用成本，并避免受到因温度变化改变元件特性、元件及线路故障的影响，所以能提升系统的可靠度。
根据本公开的一方面，提出一种直交流转换器系统的控制方法。直交流转换器系统的控制方法包括以下步骤。状态观察器至少接收当前取样时间的直流链电压及当前取样时间的滤波电容电压实际值。状态观察器至少依据当前取样时间的直流链电压及当前取样时间的滤波电容电压实际值，输出下一取样时间的滤波电容电流估测值。下一取样时间的滤波电容电流估测值系为无纹波的平均电流值。电感电流运算器至少接收当前取样时间的滤波电感电流实际值。电感电流运算器至少依据当前取样时间的直流链电压及当前取样时间的滤波电感电流实际值，输出下一取样时间的滤波电感电流估测值。比较下一取样时间的滤波电感电流估测值与下一取样时间的滤波电容电流估测值，以获得下一取样时间的负载电流估测值。电感电压估算器至少依据下一取样时间的负载电流估测值，输出下一取样时间的滤波电感电压估测值。至少依据下一取样时间的滤波电感电压估测值进行前馈控制。
根据本公开的另一方面，提出一种直交流转换器系统。直交流转换器系统包括状态观察器、电感电流运算器、第一比较器及电感电压估算器。状态观察器用以至少接收当前取样时间的直流链电压及当前取样时间的滤波电容电压实际值，并至少依据当前取样时间的直流链电压及当前取样时间的滤波电容电压实际值，输出下一取样时间的滤波电容电流估测值。下一取样时间的滤波电容电流估测值为无纹波的平均电流值。电感电流运算器用以接收当前取样时间的滤波电感电流实际值，并至少依据当前取样时间的直流链电压及当前取样时间的滤波电感电流实际值，输出下一取样时间的滤波电感电流估测值。第一比较器用以比较下一取样时间的滤波电感电流估测值与下一取样时间的滤波电容电流估测值，以获得下一取样时间的负载电流估测值。电感电压估算器用以至少依据下一取样时间的负载电流估测值，输出下一取样时间的滤波电感电压估测值。下一取样时间的所述滤波电感电压估测值用以进行前馈控制。
附图说明
通过以下参照附图对本公开实施例的描述，本公开的上述以及其他目的、特征和优点将更为清楚，在附图中：
图1示意性的示出了本公开的开回路状态观察器(Open-Loop State Observer)的控制方块图。
图2示意性的示出了本公开的闭回路状态观察器(Closed-Loop State Observer)的控制方块图。
图3示意性的示出了本公开的根据一实施例的三相直交流转换器架构。
图4示意性的示出了本公开的根据一实施例的线元素直交流转换器模型。
图5示意性的示出了本公开的根据另一实施例的线元素直交流转换器模型。
图6示意性的示出了本公开的根据另一实施例的线元素直交流转换器模型。
图7A示意性的示出了本公开的线元素系统控制方块图。
图7B示意性的示出了本公开的根据一实施例的直交流转换器系统的控制方法的流程图。
图8示意性的示出了本公开的根据一实施例的单相直交流转换器架构。
图9示意性的示出了本公开的根据一实施例的D-Q轴元素直交流转换器模型。
图10示意性的示出了本公开的根据另一实施例的D-Q轴元素直交流转换器模型。
图11示意性的示出了本公开的三相直交流转换器负载电流模拟验证波形。
图12示意性的示出了本公开的三相直交流转换器电容电流模拟验证波形。
图13示意性的示出了本公开的三相直交流转换器电容电压模拟验证波形。
图14示意性的示出了本公开的单相直交流转换器负载电流实例验证波形。
图15示意性的示出了本公开的单相直交流转换器电容电流实例验证波形。
图16示意性的示出了本公开的单相直交流转换器电容电压实例验证波形。
图17示意性的示出了本公开的未使用电感电压成分前馈控制的整流性负载实测验证波形。
图18示意性的示出了本公开的使用电感电压成分前馈控制的整流性负载实测验证波形。
符号说明
u(k)：系统调变因数；
Ad,Bd,Cd：数值；
Z-1：延迟器；
x(k)：当前取样时间的实际值；
Figure BDA0003592025860000041
当前取样时间的估测值；
x(k+1)：下一取样时间的实际值；
Figure BDA0003592025860000042
下一取样时间的估测值；
vc(k)：当前取样时间的滤波电容电压实际值；
Figure BDA0003592025860000043
下一取样时间的滤波电容电压估测值；
Ed：直流链电压；
Qi1～Qi6：六个开关元件；
Cdc1,Cdc2：电容；
vIa：转换器a相交流电压；
iIa：转换器a相电感电流；
vn：电容中性点电压；
vCa：a相滤波电容电压；
iCa：a相滤波电容电流；
iLa：a相负载电流；
Cf：滤波电容；
uab,ux_ab,ureg_ab：ab线系统调变因数；
vIab：ab线交流电压；
Lf：滤波电感；
s：代号；
iIab：ab线电感电流；
iLab：ab线负载电流；
iCab：ab线交流滤波电容电流；
vCab：ab线交流滤波电容电压；
vDab：ab线扰动电压；
vDTab：ab线死区成分误差补偿电压；
Figure BDA0003592025860000051
下一取样时间系统调变因数；
Figure BDA0003592025860000052
当前取样时间系统调变因数；
ACR,AVR：控制器；
Figure BDA0003592025860000053
下一取样时间的ab线负载电流参考命令值；
Figure BDA0003592025860000054
下一取样时间的ab线负载电流估测值；
Figure BDA0003592025860000055
下一取样时间的ab线独立运转模式滤波电容电压参考命令值；
Figure BDA0003592025860000056
下一取样时间的ab线并网模式滤波电容电压参考命令值；
Figure BDA0003592025860000057
下一取样时间的ab线滤波电容电压估测值；
Figure BDA0003592025860000058
下一取样时间的ab线滤波电容电流参考命令值；
Figure BDA0003592025860000059
下一取样时间的ab线滤波电容电流估测值；
Figure BDA00035920258600000510
下一取样时间的ab线扰动电压估测值；
Figure BDA00035920258600000511
下一取样时间的ab线电感电压估测值；
Figure BDA0003592025860000061
当前取样时间的ab线滤波电容电压实际值；
Figure BDA0003592025860000062
当前取样时间的ab线滤波电感电流实际值；
Figure BDA0003592025860000063
下一取样时间的ab线电感电流估测值；
Figure BDA0003592025860000064
下一取样时间的ab线负载电流估测值；
Figure BDA0003592025860000065
当前取样时间的ab线负载电流估测值；
Figure BDA0003592025860000066
当前取样时间的ab线电感电压估测值；
1000：直交流转换器系统的控制方法；
100：状态观察器；
200：电感电流运算器；
300：电感电压估算器；
400：电感电压计算器；
510：第一比较器；
520：第二比较器；
610：延迟器；
S101,S102,S103,S104,S105,S106,S107,S108,S109,S110：步骤；
Cdc：电容；
vI：转换器交流电压；
vC：滤波电容电压；
ud,uxd：D轴系统调变因数；
iC：滤波电容电流；
iL：负载电流；
vLd：D轴电感电压；
ω：角频率；
iCqx：Q轴交流滤波电容电流；
vDd：D轴扰动电压；
verror_d：D轴电压误差补偿；
vDTd：D轴死区成分误差补偿电压；
Lfx：滤波电感；
iLd：D轴负载电流；
iCdx：D轴交流滤波电容电流；
vCd：D轴滤波电容电压；
ureg_d,ud：D轴系统调变因数；
Figure BDA0003592025860000071
ab线负载电流估测值；
ic：电容电流实际值；
Figure BDA0003592025860000072
电容电流估测值；
vC：电容电压实际值；
Figure BDA0003592025860000073
电容电压估测值；
iL：负载电流实际值；
Figure BDA0003592025860000074
负载电流估测值。
具体实施方式
为使本公开的目的、技术方案和优点更加清楚明白，以下结合具体实施例，并参照附图，对本公开作进一步的详细说明。
在此使用的术语仅仅是为了描述具体实施例，而并非意在限制本公开。在此使用的术语“包括”、“包含”等表明了所述特征、步骤、操作和/或部件的存在，但是并不排除存在或添加一个或多个其他特征、步骤、操作或部件。
在此使用的所有术语(包括技术和科学术语)具有本领域技术人员通常所理解的含义，除非另外定义。应注意，这里使用的术语应解释为具有与本说明书的上下文相一致的含义，而不应以理想化或过于刻板的方式来解释。
在使用类似于“A、B和C等中至少一个”这样的表述的情况下，一般来说应该按照本领域技术人员通常理解该表述的含义来予以解释(例如，“具有A、B和C中至少一个的系统”应包括但不限于单独具有A、单独具有B、单独具有C、具有A和B、具有A和C、具有B和C、和/或具有A、B、C的系统等)。
本公开提出使用状态观察器的直交流转换器系统及其控制方法，其不须藉由外部硬体感测器及侦测电路来侦测滤波电容电流及负载电流，可降低元件使用成本及提升系统可靠度，状态观察器所计算出来的滤波电容电流讯号为平均值不含纹波成分，且计算所得滤波电容电流及负载电流均为下一取样时间的估测讯号，于控制上没有取样误差时间的问题，使整体系统性能提升。
参照图1～2，图1示意性的示出了本公开的开回路状态观察器(Open-Loop StateObserver)的控制方块图，图2示意性的示出了本公开的闭回路状态观察器(Closed-LoopState Observer)的控制方块图。状态观察器可分成开回路状态观察器与闭回路状态观察器。由第1～2图可知，两者差别在于闭回路观察器有反馈讯号来减少计算误差，其计算误差低于开回路状态观察器，本公开的状态观察器为闭回路状态观察器。开回路状态观察器的公式如式(1)，而闭回路状态观察器的公式如式(2)。要求得闭回路状态观察器就需先推导出开回路状态观察器，本文将有详细的推导流程。图1与图2中虚线框为状态观察器的控制方块图。k为当前取样时间，k+1为下一取样时间，x则为滤波电容电压、滤波电容电流及扰动电压的参数元素。
Figure BDA0003592025860000081
Figure BDA0003592025860000082
Figure BDA0003592025860000083
Figure BDA0003592025860000084
本公开提出使用状态观察器的滤波电容电流及负载电流无感测器控制方法，并应用于直交流转换器系统，而以下将以三相全桥转换器来做说明，但本公开不局限于此。参照图3，其示意性的示出了本公开的根据一实施例的三相直交流转换器架构。如图3所示，三相全桥电路架构包括六个开关元件Qi1～Qi6、直流链电容及滤波电路。Qi1～Qi6每两个开关即组成独立相位。开关元件Qi1～Qi2组成a相位、开关元件Qi3～Qi4组成b相位、开关元件Qi5～Qi6组成c相位。直流链电容由两个电容Cdc1、Cdc2串联组成。滤波电路由三个滤波电感Lf与三个滤波电容Cf组成。另外，Ed为直流链电压，vn为电容中性点电压，vIa为转换器a相交流电压，iIa为转换器a相电感电流，vCa为a相滤波电容电压，iCa为a相滤波电容电流，而iLa则为a相负载电流，其余b相及c相的参数依此类推，此为相元素的参数定义；线元素的参数为ab线元素及bc线元素；D-Q轴元素参数则为D轴元素及Q轴元素。本公开提出的控制方法适用于三相直交流转换器系统相元素、线元素、D-Q轴元素以及单相直交流转换器系统的控制，将分别如下说明。
根据图3藉由电路原理可得到式(3)到式(5)，其中vLa为a相电感电压，
Figure BDA0003592025860000091
为电感电压公式，而/>
Figure BDA0003592025860000092
为滤波电容电压公式，ua为a相的系统调变因数(ModulationIndex)，三相系统参数方程式汇整后可以表示如式(6)所示。
Figure BDA0003592025860000093
Figure BDA0003592025860000094
Figure BDA0003592025860000095
Figure BDA0003592025860000096
Figure BDA0003592025860000097
Figure BDA0003592025860000098
Figure BDA0003592025860000099
Figure BDA00035920258600000910
将式(3)改以线元素表示，ab线元素代表a相元素减去b相元素，可求得式(7)。参照图4，其示意性的示出了本公开的根据一实施例的线元素直交流转换器模型。为了更清楚每个参数的关系，将式(7)图示化为直交流转换器模型如图4所示。使用iCab与vCab作为控制参数，可改写为式(8)，式(8)考虑死区(Dead Time)、电感电阻以及电压误差情况下，重新整理如式(9)所示，其中，UDT为死区因子、vα为不确定成分的电压误差、Rf为包含电感绕组的电感阻值。将这些新增考虑的变数以扰动电压(Disturbance Voltage)vD取代，如式(10)所示，其中，verror为电压误差补偿。最后可整理获得式(11)及式(12)，此为考虑误差以及扰动成分的方程式。参照图5，其示意性的示出了本公开的根据另一实施例的线元素直交流转换器模型。若转换为图示化的直交流转换器模型则如图5所示。假设在一个取样周期内，电压误差补偿为定值且小于电容电压，可表示如式(13)，且将式(11)及式(12)调整为以电容电压、电容电流及扰动电压为状态变数的方程式则如式(14)及式(15)所示。
Figure BDA0003592025860000101
Figure BDA0003592025860000102
iCab＝iIab-iLab 式(7)
Figure BDA0003592025860000103
Figure BDA0003592025860000104
Figure BDA0003592025860000105
Figure BDA0003592025860000106
Figure BDA0003592025860000107
Figure BDA0003592025860000108
Figure BDA0003592025860000109
Figure BDA00035920258600001010
Figure BDA00035920258600001011
Figure BDA00035920258600001012
Figure BDA00035920258600001013
Figure BDA0003592025860000111
Figure BDA0003592025860000112
Figure BDA0003592025860000113
Figure BDA0003592025860000114
Figure BDA0003592025860000115
Figure BDA0003592025860000116
y＝Cx
Figure BDA0003592025860000117
Figure BDA0003592025860000118
将状态方程式式(14)与式(15)，参照开回路状态观察器式(1)转化成离散型态如式(16)，并利用式(16)的转换公式以及拉普拉斯转换法求得Ad、Bd与Cd，最后将式(16)重新代入与整理成式(17)到式(19)，即为开回路状态观察器方程式，其中，T为取样周期。
Figure BDA0003592025860000119
Ad＝eAT
Figure BDA00035920258600001110
yk＝Cdxk 式(16)
Figure BDA0003592025860000121
Cd＝(1 0 0)
Figure BDA0003592025860000122
Figure BDA0003592025860000123
Figure BDA0003592025860000124
假设vC为反馈讯号，闭回路状态观察器方程式如式(2)，将的转化成离散公式如式(20)，其中K为增益的修正项如式(21)，使用无差拍控制法(Deadbeat Control Law)并令Ad-KCd为零来求得增益项K，其K的计算结果如式(22)，最后，将已求得参数全部代入闭回路观察器公式如式(20)并重新整理取得最后的闭回路状态观察器方程式如式(23)与式(24)。
Figure BDA0003592025860000125
Figure BDA0003592025860000126
Figure BDA0003592025860000127
Figure BDA0003592025860000128
Figure BDA0003592025860000131
关于负载电流的估测值计算，本次取样时间点的负载电流可由式(25)求得，另外，电感电流估测值的计算，由式(12)可推导得到式(26)，转化为离散型态则如式(27)，所以可通过式(28)求得负载电流下一取样时间点的估测值。
Figure BDA0003592025860000132
Figure BDA0003592025860000133
Figure BDA0003592025860000134
Figure BDA0003592025860000135
关于电感电压的计算，由式(29)的关系式以及高频限制器(High FrequencyLimiter)方法，可求得式(30)的电感电压连续时间方程式，其中，γL为高频限制因子。电感电压离散形式使用如式(31)的双线性转换(Bilinear Transformation)方式，转换求得在本次取样时间点的方程式如式(32)，在下一次取样时间点的方程式则如式(33)。另外，参照图6，其示意性的示出了本公开的根据另一实施例的线元素直交流转换器模型。根据图6的直交流转换器模型的调整方式，可得知前馈补偿控制计算如式(34)所示。
Figure BDA0003592025860000136
Figure BDA0003592025860000137
Figure BDA0003592025860000138
Figure BDA0003592025860000139
Figure BDA0003592025860000141
Figure BDA0003592025860000142
上述已详细说明状态观察器及各参数的推导过程，由求得的方程式可知，只要侦测直流链电压Ed、滤波电容电压vC k与电感电流iI k再加上调变因数控制uk，就可得到下一取样时间的滤波电容电压vC k+1、滤波电容电流iC k+1、负载电流iL k+1、电感电压vL k+1以及扰动电压vD k+1，推导出来的状态观察器及控制器参数，可适用于并网模式、独立运转模式及并网-独立运转的转换模式应用的直交流转换器。参照图7A，其示意性的示出了本公开的线元素系统控制方块图。检视图7A中各控制参数，可清楚发现所有的控制反馈值都为状态观测器100所计算的下一取样时间的估测值，包含前馈补偿也是使用下一取样时间的估测值来计算取得，整个控制流程无取样时间的误差，使整体系统性能提升。
总结推导所得状态观察器及各参数计算，线元素的状态观察器方程式如式(27)、式(35)到式(40)，线元素的前馈补偿控制计算用方程式如式(41)到式(43)。
Figure BDA0003592025860000143
Figure BDA0003592025860000144
Figure BDA0003592025860000145
Figure BDA0003592025860000146
Figure BDA0003592025860000147
Figure BDA0003592025860000148
Figure BDA0003592025860000151
Figure BDA0003592025860000152
Figure BDA0003592025860000153
Figure BDA0003592025860000154
Figure BDA0003592025860000155
/>
Figure BDA0003592025860000156
Figure BDA0003592025860000157
Figure BDA0003592025860000158
Figure BDA0003592025860000159
Figure BDA00035920258600001510
Figure BDA00035920258600001511
使用式(44)即可将线元素方程式转换到相元素方程式，转换后可得相元素的状态观察器方程式如式(45)到式(57)，相元素的前馈补偿控制计算用方程式如式(58)到式(66)。
Figure BDA0003592025860000161
Figure BDA0003592025860000162
Figure BDA0003592025860000163
Figure BDA0003592025860000164
Figure BDA0003592025860000165
Figure BDA0003592025860000166
Figure BDA0003592025860000167
Figure BDA0003592025860000168
Figure BDA0003592025860000169
Figure BDA00035920258600001610
/>
Figure BDA00035920258600001611
Figure BDA00035920258600001612
Figure BDA00035920258600001613
Figure BDA0003592025860000171
Figure BDA0003592025860000172
Figure BDA0003592025860000173
Figure BDA0003592025860000174
Figure BDA0003592025860000175
Figure BDA0003592025860000176
Figure BDA0003592025860000177
Figure BDA0003592025860000178
/>
Figure BDA0003592025860000179
Figure BDA00035920258600001710
Figure BDA0003592025860000181
Figure BDA0003592025860000182
Figure BDA0003592025860000183
Figure BDA0003592025860000184
Figure BDA0003592025860000185
Figure BDA0003592025860000186
同时参照图7A及图7B，图7B示意性的示出了本公开的根据一实施例的直交流转换器系统1000的控制方法的流程图。图7A以ab线元素为例做说明，但不以此为限。在步骤S101中，以状态观察器100至少接收当前取样时间的直流链电压及当前取样时间的滤波电容电压实际值。以图7A为例，状态观察器100接收的是直流链电压与系统调变因数的运算结果Ek duk ab/2当前取样时间的滤波电容电压实际值
Figure BDA0003592025860000187
及当前取样时间的滤波电感电压估测值
Figure BDA0003592025860000188
然后，在步骤S102中，状态观察器100至少依据当前取样时间的直流链电压及当前取样时间的滤波电容电压实际值，输出下一取样时间的滤波电容电流估测值。下一取样时间的滤波电容电流估测值为无纹波的平均电流值。以图7A为例，状态观察器100依据当前取样时间的直流链电压与系统调变因数的运算结果Ek d uk ab/2、当前取样时间的滤波电容电压实际值
Figure BDA0003592025860000189
与当前取样时间的滤波电感电压估测值/>
Figure BDA00035920258600001810
输出下一取样时间的滤波电容电压估测值/>
Figure BDA00035920258600001811
下一取样时间的滤波电容电流估测值/>
Figure BDA00035920258600001812
下一取样时间的扰动电压估测值/>
Figure BDA00035920258600001813
下一取样时间的滤波电容电流估测值为无纹波的平均电流值。
然后，在步骤S103中，以电感电流运算器200接收当前取样时间的滤波电感电流实际值。以图7A为例，电感电流运算器200接收的是下一取样时间的扰动电压估测值
Figure BDA0003592025860000191
当前取样时间的直流链电压与系统调变因数的运算结果Ek d uk ab/2及当前取样时间的滤波电感电流实际值/>
Figure BDA0003592025860000192
然后，在步骤S104中，电感电流运算器200至少依据当前取样时间的直流链电压及当前取样时间的滤波电感电流实际值，输出下一取样时间的滤波电感电流估测值。以图7A为例，电感电流运算器200依据下一取样时间的扰动电压估测值
Figure BDA0003592025860000193
当前取样时间的直流链电压与系统调变因数的运算结果Ek d uk ab/2及当前取样时间的滤波电感电流实际值
Figure BDA0003592025860000194
输出滤波电感电流估测值/>
Figure BDA0003592025860000195
接着，在步骤S105中，比较下一取样时间的滤波电感电流估测值与下一取样时间的滤波电容电流估测值，以获得下一取样时间的负载电流估测值。以图7A为例，以第一比较器510比较下一取样时间的滤波电感电流估测值
Figure BDA0003592025860000196
与下一取样时间的滤波电容电流估测值/>
Figure BDA0003592025860000197
以获得下一取样时间的负载电流估测值/>
Figure BDA0003592025860000198
然后，在步骤S106中，电感电压估算器300至少依据下一取样时间的负载电流估测值，输出下一取样时间的滤波电感电压估测值。以图7A为例，电感电压估算器300依据下一取样时间的负载电流估测值
Figure BDA0003592025860000199
当前取样时间的负载电流估测值/>
Figure BDA00035920258600001910
及当前取样时间的滤波电感电压估测值/>
Figure BDA00035920258600001911
输出下一取样时间的滤波电感电压估测值/>
Figure BDA00035920258600001912
接着，在步骤S107中，至少依据下一取样时间的滤波电感电压估测值进行前馈控制。以图7A为例，直交流转换器系统1000依据当前取样时间的直流链电压Ek d、下一取样时间的扰动电压估测值
Figure BDA00035920258600001913
及下一取样时间的滤波电感电压估测值/>
Figure BDA00035920258600001914
进行前馈控制。其中下一取样时间的滤波电感电压估测值/>
Figure BDA00035920258600001915
用以进行前馈控制的补偿。
通过上述步骤S101～S107的电感电压前馈补偿优化技术，电压总谐波失真的情况能够有效减少。根据实验结果，在独立运转模式下，电压总谐波失真的情况能够降低2.5％。
此外，在上述步骤S105获得下一取样时间的负载电流估测值
Figure BDA00035920258600001916
的步骤中，无须采用负载电流感测器即可获得下一取样时间的负载电流估测值/>
Figure BDA00035920258600001917
取得方式不受温度、元件损毁影响，不仅可降低建置成本，还可提升系统可靠度。
然后，在步骤S108中，依据下一取样时间的滤波电容电流估测值，获得当前取样时间的滤波电容电流估测值。以图7A为例，延迟器610依据下一取样时间的滤波电容电流估测值
Figure BDA0003592025860000201
获得当前取样时间的滤波电容电流估测值/>
Figure BDA0003592025860000202
接着，在步骤S109中，比较当前取样时间的滤波电容电流估测值与当前取样时间的滤波电感电流实际值，以获得当前取样时间的一负载电流估测值。以图7A为例，第二比较器520比较当前取样时间的滤波电容电流估测值
Figure BDA0003592025860000203
与当前取样时间的滤波电感电流实际值/>
Figure BDA0003592025860000204
以获得当前取样时间的负载电流估测值/>
Figure BDA0003592025860000205
然后，在步骤S110中，电感电压计算器400依据当前取样时间的负载电流估测值，获得当前取样时间的滤波电感电压估测值。以图7A为例，电感电压计算器400依据当前取样时间的负载电流估测值
Figure BDA0003592025860000206
获得当前取样时间的滤波电感电压估测值/>
Figure BDA0003592025860000207
滤波电感电压估测值/>
Figure BDA0003592025860000208
用以反馈至状态观察器100，以执行上述步骤S102。
通过上述步骤S108～S110，状态观察器100被导入电感电压成分，使得状态观察器100的精确度能够提升。
此外，上述采用状态观察器100的技术能够直接取得下一取样时间的估测值，所以可改善电容电流反馈时的纹波与控制时间延迟问题，提升单相或三相系统的性能。
参照图8，其示意性的示出了本公开的根据一实施例的单相直交流转换器架构。vI＝Edu，其余推导方式与三相直交流转换器系统的线元素控制和相元素控制推导过程相同，所得的单相直交流转换器系统状态观察器方程式如式(67)至式(71)，单相直交流转换器系统的前馈补偿控制计算用方程式如式(72)至式(74)。
Figure BDA0003592025860000209
Figure BDA00035920258600002010
Figure BDA00035920258600002011
Figure BDA00035920258600002012
Figure BDA0003592025860000211
Figure BDA0003592025860000212
Figure BDA0003592025860000213
Figure BDA0003592025860000214
Figure BDA0003592025860000215
Figure BDA0003592025860000216
本公开以下也针对三相直交流转换器系统的D-Q轴元素控制进行推导。D-Q元素的D轴元素及Q轴元素可藉由a相元素、b相元素及c相元素以及关系式式(75)转换求得，根据电路原理如式(6)以及利用式(75)，转换求得的D-Q轴元素状态方程式与关系式如式(76)至式(78)所示。
Figure BDA0003592025860000217
Figure BDA0003592025860000218
Figure BDA0003592025860000219
Figure BDA00035920258600002110
Figure BDA0003592025860000221
定义新的参数符号iCdx以及iCqx，其定义如式(79)所示，重新将状态方程式表示如式(80)以及式(81)。考虑死区、电感电阻以及电压误差成分后可得式(82)，其中，vα为包含耦合因子(Couple Factor)的不确定成分电压误差。再将这些新增考量的成分使用扰动电压来表示，如式(83)所示，所以式(82)可以重新整理如式(84)与式(85)。另外，假设在一个取样内，电压误差补偿为定值且小于电容电压，可表示如式(86)。最后将这些求得的关系式整理如式(87)与式(88)，即为以电容电压、电容电流以及扰动电压为状态变数的连续性时域系统状态方程式。对D轴元素而言，各关系式如式(89)。参照图9，其示意性的示出了本公开的根据一实施例的D-Q轴元素直交流转换器模型。式(89)若转换为图示化的直交流转换器模型则如图9所示。
Figure BDA0003592025860000222
Figure BDA0003592025860000223
Figure BDA0003592025860000224
Figure BDA0003592025860000225
Figure BDA0003592025860000226
/>
Figure BDA0003592025860000227
Figure BDA0003592025860000228
Figure BDA0003592025860000231
Figure BDA0003592025860000232
Figure BDA0003592025860000233
Figure BDA0003592025860000234
Figure BDA0003592025860000235
Figure BDA0003592025860000236
Figure BDA0003592025860000237
Figure BDA0003592025860000238
Figure BDA0003592025860000239
Figure BDA00035920258600002310
Figure BDA00035920258600002311
/>
Figure BDA00035920258600002312
Figure BDA00035920258600002313
Figure BDA00035920258600002314
接下来以D轴元素说明推导过程，式(87)对照开回路状态观察器公式的结果如式(90)，并利用式(16)的离散系统状态方程式转换公式以及拉普拉斯转换法求得Ad、Bd与Cd，如式(91)，并将求得的Ad、Bd与Cd重新带入式(16)，整理后可获得转化为离散型态的开回路状态观察器方程式如式(92)及式(93)。
Figure BDA0003592025860000241
y＝Cx
Figure BDA0003592025860000242
Figure BDA0003592025860000243
Figure BDA0003592025860000244
Figure BDA0003592025860000245
Cd＝(1 0 0) 式(91)
Figure BDA0003592025860000246
Figure BDA0003592025860000247
Figure BDA0003592025860000251
Figure BDA0003592025860000252
Figure BDA0003592025860000253
以vC为反馈参数，离散型态的闭回路状态观察器方程式如式(20)，使用无差拍控制法并令Ad-KCd为零来求得增益项K，计算结果如式(94)与式(95)，最后整理得离散系统闭回路状态观察器方程式如式(96)与式(97)，其中式(97)由式(98)关系式推导而来。
K1＝1+2cosωfxT
Figure BDA0003592025860000254
Figure BDA0003592025860000255
Figure BDA0003592025860000256
/>
Figure BDA0003592025860000257
Figure BDA0003592025860000261
Figure BDA0003592025860000262
关于负载电流的估测值计算，本次取样时间点的负载电流可由式(99)求得，另外，电感电流估测值的计算方式，式(100)为电感电流连续性时域状态方程式及其离散转换所需计算，求得的电感电流离散式状态方程式如式(101)，最后可通过式(102)求得负载电流于下一取样时间点的估测值。
Figure BDA0003592025860000263
Figure BDA0003592025860000264
Figure BDA0003592025860000265
Figure BDA0003592025860000266
/>
Figure BDA0003592025860000267
Figure BDA0003592025860000268
关于电感电压的计算，式(103)为电感电压连续型态关系式，使用高频限制器以及双线性转换方法，可以求得如式(104)的电感电压离散式状态方程式。另外，参照图10，其示意性的示出了本公开的根据另一实施例的D-Q轴元素直交流转换器模型。由图10的直交流转换器模型调整方式，可得知前馈补偿控制计算如式(105)所示。
Figure BDA0003592025860000271
Figure BDA0003592025860000272
Figure BDA0003592025860000273
Figure BDA0003592025860000274
Figure BDA0003592025860000275
根据上述推导过程，总结所得状态观察器及各参数计算，D-Q轴元素的状态观察器方程式如式(106)至式(109)，D-Q轴元素的前馈补偿控制计算用方程式如式(110)至式(113)。
Figure BDA0003592025860000276
Figure BDA0003592025860000277
Figure BDA0003592025860000278
/>
Figure BDA0003592025860000281
Figure BDA0003592025860000282
Figure BDA0003592025860000283
Figure BDA0003592025860000284
Figure BDA0003592025860000285
Figure BDA0003592025860000286
Figure BDA0003592025860000287
/>
Figure BDA0003592025860000291
Figure BDA0003592025860000292
参照第11～13图，图11示意性的示出了本公开的三相直交流转换器负载电流模拟验证波形，图12示意性的示出了本公开的三相直交流转换器电容电流模拟验证波形，图13示意性的示出了本公开的三相直交流转换器电容电压模拟验证波形。由图11与图13可看出，计算所得的负载电流及滤波电容电压为下一取样时间的估测值。由图12可看出，计算所得的滤波电容电流为不具纹波成分的平均值。参照第14～18图，图14示意性的示出了本公开的单相直交流转换器负载电流实例验证波形，图15示意性的示出了本公开的单相直交流转换器电容电流实例验证波形，图16示意性的示出了本公开的单相直交流转换器电容电压实例验证波形，图17示意性的示出了本公开的未使用电感电压成分前馈控制的整流性负载实测验证波形，图18示意性的示出了本公开的使用电感电压成分前馈控制的整流性负载实测验证波形。图14至图18为单相直交流转换器于满载情况下的实测验证波形。由图14至图16可看出估测的负载电流、滤波电容电流与滤波电容电压的正确性，且估测的滤波电容电流为不具纹波成分的平均值；图17与图18则为验证于独立运转模式及整流性负载情况下，加入电感电压成分的前馈控制结果，滤波电容电压的电压总谐波失真(Total HarmonicDistortion,THD)为3.01％，显著优于未使用电感电压成分的前馈控制结果5.46％。
综合前述说明，本公开的控制方法适用于单相及三相直交流转换器系统，而三相系统可使用于相元素控制、线元素控制以及D-Q轴元素控制。本公开所提的使用状态观察器的直交流转换器滤波电容电流及负载电流无感测器控制方法，先用硬体电路来侦测得到直流链电压、电感电流与滤波电容电压，就可估测下一取样时间的滤波电容电压、滤波电容电流、扰动电压、负载电流及电感电压，不须硬体感测器侦测滤波电容电流就可以得到滤波电容电流的估测值，且其值为平均值不受纹波成分干扰的影响。另一方面，系统控制流程可参考图7A的系统控制方块图，整个控制流程的反馈值都使用下一取样时间的估测值，无取样时间误差，使系统性能提升。本公开提出的控制方法，无论并网、独立运转或转换模式都适用，状态观察器的所有参数都为可控因数，准确性高且具预测性，且系统为滤波电容电流控制，系统响应佳，并以数位化控制，而使用状态观察器的计算结果可减少取样时间误差，此外，亦不需负载电流硬体感测器便可预测负载电流，可降低包含产品制造所需物料、人力采买与维修的元件使用成本，并避免受到因温度变化改变元件特性、元件及线路故障的影响，所以能提升系统的可靠度。
本领域技术人员可以理解，本公开的各个实施例和/或权利要求中记载的特征可以进行多种组合或/或结合，即使这样的组合或结合没有明确记载于本公开中。特别地，在不脱离本公开精神和教导的情况下，本公开的各个实施例和/或权利要求中记载的特征可以进行多种组合和/或结合。所有这些组合和/或结合均落入本公开的范围。
以上对本公开的实施例进行了描述。但是，这些实施例仅仅是为了说明的目的，而并非为了限制本公开的范围。尽管在以上分别描述了各实施例，但是这并不意味着各个实施例中的措施不能有利地结合使用。本公开的范围由所附权利要求及其等同物限定。不脱离本公开的范围，本领域技术人员可以做出多种替代和修改，这些替代和修改都应落在本公开的范围之内。

Claims (18)

1.一种直交流转换器系统的控制方法，其特征在于所述的直交流转换器系统的控制方法包括：
状态观察器至少接收当前取样时间的直流链电压及所述当前取样时间的滤波电容电压实际值；
所述状态观察器至少依据当前取样时间的所述直流链电压及所述当前取样时间的所述滤波电容电压实际值，输出下一取样时间的滤波电容电流估测值，所述下一取样时间的所述滤波电容电流估测值为无纹波的平均电流值；
电感电流运算器至少接收所述当前取样时间的滤波电感电流实际值；
所述电感电流运算器至少依据所述当前取样时间的所述直流链电压及所述当前取样时间的所述滤波电感电流实际值，输出所述下一取样时间的滤波电感电流估测值；
比较所述下一取样时间的所述滤波电感电流估测值与所述下一取样时间的所述滤波电容电流估测值，以获得所述下一取样时间的负载电流估测值；
电感电压估算器至少依据所述下一取样时间的所述负载电流估测值，输出所述下一取样时间的滤波电感电压估测值；以及
至少依据所述下一取样时间的所述滤波电感电压估测值进行前馈控制。
2.如权利要求1所述的直交流转换器系统的控制方法，还包括：
依据所述下一取样时间的所述滤波电容电流估测值，获得所述当前取样时间的滤波电容电流估测值；
比较所述当前取样时间的所述滤波电容电流估测值与所述当前取样时间的所述滤波电感电流实际值，以获得所述当前取样时间的负载电流估测值；
电感电压计算器依据所述当前取样时间的所述负载电流估测值，获得所述当前取样时间的滤波电感电压估测值；
其中所述状态观察器还依据所述当前取样时间的所述滤波电感电压估测值，输出所述下一取样时间的所述滤波电容电流估测值。
3.如权利要求2所述的直交流转换器系统的控制方法，其中所述状态观察器还输出所述下一取样时间的滤波电容电压估测值。
4.如权利要求2所述的直交流转换器系统的控制方法，其中所述状态观察器还输出所述下一取样时间的扰动电压估测值。
5.如权利要求4所述的直交流转换器系统的控制方法，其中所述直交流转换器系统依据所述当前取样时间的所述直流链电压、所述下一取样时间的所述扰动电压估测值及所述下一取样时间的所述滤波电感电压估测值进行前馈控制。
6.如权利要求4所述的直交流转换器系统的控制方法，其中所述电感电流运算器还依据所述下一取样时间的所述扰动电压估测值，输出所述下一取样时间的所述滤波电感电流估测值。
7.如权利要求2所述的直交流转换器系统的控制方法，其中所述电感电压估算器还依据所述当前取样时间的所述负载电流估测值与所述滤波电感电压估测值输出所述下一取样时间的所述滤波电感电压估测值。
8.如权利要求2所述的直交流转换器系统的控制方法，其中所述直交流转换器系统为单相直交流转换器系统或三相直交流转换器系统。
9.如权利要求2所述的直交流转换器系统的控制方法，其中所述直交流转换器系统使用于并网模式、独立运转模式或并网-独立运转的转换模式。
10.一种直交流转换器系统，其特征在于所述的直交流转换器系统包括：
状态观察器，用以至少接收当前取样时间的直流链电压及所述当前取样时间的滤波电容电压实际值，并至少依据所述当前取样时间的所述直流链电压及所述当前取样时间的所述滤波电容电压实际值，输出下一取样时间的滤波电容电流估测值，所述下一取样时间的所述滤波电容电流估测值为无纹波的平均电流值；
电感电流运算器，用以接收所述当前取样时间的滤波电感电流实际值，并至少依据所述当前取样时间的所述直流链电压及所述当前取样时间的所述滤波电感电流实际值，输出所述下一取样时间的滤波电感电流估测值；
第一比较器，用以比较所述下一取样时间的所述滤波电感电流估测值与所述下一取样时间的所述滤波电容电流估测值，以获得所述下一取样时间的负载电流估测值；以及
电感电压估算器，用以至少依据所述下一取样时间的所述负载电流估测值，输出所述下一取样时间的滤波电感电压估测值；
其中所述下一取样时间的所述滤波电感电压估测值用以进行前馈控制。
11.如权利要求10所述的直交流转换器系统，还包括：
延迟器，用以依据所述下一取样时间的所述滤波电容电流估测值，获得所述当前取样时间的滤波电容电流估测值；
第二比较器，用以比较所述当前取样时间的所述滤波电容电流估测值与所述当前取样时间的所述滤波电感电流实际值，以获得所述当前取样时间的负载电流估测值；
电感电压计算器，用以依据所述当前取样时间的所述负载电流估测值，获得所述当前取样时间的滤波电感电压估测值；
其中所述状态观察器还依据所述当前取样时间的所述滤波电感电压估测值，输出所述下一取样时间的所述滤波电容电流估测值。
12.如权利要求11所述的直交流转换器系统，其中所述状态观察器还输出所述下一取样时间的滤波电容电压估测值。
13.如权利要求11所述的直交流转换器系统，其中所述状态观察器还输出所述下一取样时间的扰动电压估测值。
14.如权利要求13所述的直交流转换器系统，其中所述直交流转换器系统依据所述当前取样时间的所述直流链电压、所述下一取样时间的所述扰动电压估测值及所述下一取样时间的所述滤波电感电压估测值进行前馈控制。
15.如权利要求13所述的直交流转换器系统，其中所述电感电流运算器还依据所述下一取样时间的所述扰动电压估测值，输出所述下一取样时间的所述滤波电感电流估测值。
16.如权利要求11所述的直交流转换器系统，其中所述电感电压估算器还依据所述当前取样时间的所述负载电流估测值与所述滤波电感电压估测值输出所述下一取样时间的所述滤波电感电压估测值。
17.如权利要求11所述的直交流转换器系统，其中所述直交流转换器系统为单相直交流转换器系统或三相直交流转换器系统。
18.如权利要求11所述的直交流转换器系统，其中所述直交流转换器系统使用于并网模式、独立运转模式或并网-独立运转的转换模式。
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