CN116325671A

CN116325671A - 一种使用参考信号的ofdm通信系统大频偏估计方法

Info

Publication number: CN116325671A
Application number: CN202380007829.1A
Authority: CN
Inventors: 张中惠; 张玉贤; 姚宜冰
Original assignee: Hong Kong Applied Science and Technology Research Institute ASTRI
Current assignee: Hong Kong Applied Science and Technology Research Institute ASTRI
Priority date: 2023-01-27
Filing date: 2023-02-02
Publication date: 2023-06-23

Abstract

本公开描述了一种在移动通信系统中进行物理信道的载波频率偏移(CFO)估计的方法。该方法包括以下步骤：基于在一个或多个参考信号(RS)中的多个正交频分复用(OFDM)符号，对物理信道上的接收信号进行信道估计。该方法包括：在包括+/‑π的基础相位旋转范围内确定在一个或多个RS中的不同OFDM符号之间的多个相位旋转值Φ和相应的时间差s，以获得第一CFO估计候选值f₀。扩展基础相位旋转范围以提供大于+/‑π的扩展相位旋转范围，以获得扩展相位旋转范围内的额外CFO估计候选值f₁,f₂…f_n。

Description

一种使用参考信号的OFDM通信系统大频偏估计方法

技术领域

本发明涉及一种用于使用参考信号(reference signal，RS)的移动无线通信系统的大频率偏移估计方法，特别是用于正交频分复用(orthogonal frequency divisionmultiplex，OFDM)通信系统，例如，但不限于第五代(5G)新无线电(New Radio，NR)通信系统。

背景技术

在5G NR通信系统中，高载频正交频分复用(OFDM)系统对以下原因引起的频率误差很敏感：(i)通信系统中的高多普勒频移，例如在高速环境中可能遇到的情况，例如，高速列车或车联网(vehicle to everything，V2X)侧链通信系统；和/或(ii)通信设备发射器和接收器的本地振荡器之间的频率不匹配。这种频率不匹配被标记为载波频率偏移(CarrierFrequency Offset，CFO)。由于解调高度依赖于信号相位信息，由CFO引起的信号相位旋转降低了解调的准确性。CFO还会引起载波间干扰(inter-carrier interference，ICI)，使OFDM系统性能下降。为了提高OFDM系统的性能，应该准确地估计和补偿CFO。然而，CFO估计范围受到NR通信系统中RS结构的限制，例如RS在时域的分离间隔。

在5G NR通信系统中，四个主要的RS是解调参考信号(Demodulation ReferenceSignal，DMRS)、相位跟踪RS(Phase-Tracking RS，PTRS)、探测RS(Sounding RS，SRS)和信道状态信息RS(Channel State Information RS，CSI-RS)等。

CN11146447A1公开了一种NR物理上行共享信道(Physical Uplink SharedChannel，PUSCH)的频偏计算方法。该频偏计算方法包括第一步：接收多段参考信号，并对接收到的多段参考信号分别进行采样。该方法包括：根据采样的多段参考信号在相应时域的分布情况，计算多段参考信号之间的相位差，得到多个相位差值。该方法还包括：根据得到的相位差值，处理相应频域的信号，得到第一频偏组，其中，第一频偏组包括多个频偏值。然后，通过预设的第一取值规则算法对第一频偏组进行处理，得到第一频偏值。这种方法有许多缺点。例如，该方法无法区分相位差是否超出范围，从而限制了测量范围。该方法还需要计算和组合第一和第二组频偏，这在计算上很复杂。该方法仅适用于NR PUSCH。

CN112398764B公开了一种解调参考信号(DMRS)和相位跟踪参考信号(PTRS)组合的频偏估计方法。该方法包括：对PTRS所在子载波对应的承载PTRS和DMRS的资源单元进行信道估计，得到各参考信号的信道估计值。该方法包括：根据每个参考信号的信道估计值，计算相邻参考信号符号之间的相关值，然后得到相邻参考信号符号之间的距离，其中相邻参考信号符号之间的距离是相邻的参考信号符号之间间隔的OFDM符号的数量。该方法根据所有相邻参考信号符号之间的相关值和相邻参考信号符号之间的距离来估计频偏，得到频偏估计结果。这种方法有一些缺点。例如，该方法只适用于DMRS和PTRS，这使得该方法难以在其他信道中使用。并非所有DMRS子载波都被使用，只有那些在PTRS子载波上的被使用，因此信噪比(SNR)比使用所有DMRS子载波时要低。此外，由于缺乏噪声抑制方法，信道响应估计上的噪声将很严重。该方法无法区分相位差是否超范围，这限制了测量范围。

期望有一种为移动通信系统无线电设备，特别是5G NR无线电设备，提供更准确的CFO估计值的方法。

发明目的

本发明的一个目的是在一定程度上减轻或避免与5G NR通信系统中已知的CFO估计方法有关的一个或多个问题。

上述目的是通过主权利要求的特征的组合来实现的；从属权利要求公开了本发明的进一步有利实施例。

本发明的另一个目的是为移动通信系统无线电设备，尤其是5GNR无线电设备提供更准确的CFO估计值。

本领域技术人员将从以下描述中得出本发明的其他目的。因此，上述目的陈述并非详尽无遗，仅用于说明本发明的多个目的中的一些目的。

发明内容

在第一主要方面，本发明提供了一种在移动通信系统中进行物理信道的载波频率偏移(CFO)估计的方法。该方法包括以下步骤：基于在一个或多个参考信号(RS)中的多个正交频分复用(OFDM)符号，对物理信道上的接收信号进行信道估计。该方法包括：在包括+/-π的基础相位旋转范围内确定在所述一个或多个RS中不同OFDM符号之间的多个相位旋转值Φ和相应的时间差s，以获得第一CFO估计候选值f₀。扩展基础相位旋转范围，以提供大于+/-π的扩展相位旋转范围，在扩展相位旋转范围内获得额外的CFO估计候选值f₁,f₂…f_n。

优选地，在扩展相位旋转范围内的额外CFO估计候选值f₁,f₂…f_n是根据CFO补偿后的接收RS与理想RS的相关结果确定、选择或计算的。

优选地，CFO估计候选值是从单变量线性回归函数的斜率获得的，该函数描述了不同OFDM信号之间的相位旋转和时间差的关系。

在第二主要方面，本发明提供了一种在移动通信系统中进行物理信道的载波频率偏移(CFO)估计的方法，该方法包括：基于在一个或多个参考信号(RS)中的多个正交频分复用(OFDM)符号，对物理信道上的接收信号进行信道估计，并在大于+/-π的扩展相位旋转范围内确定在一个或多个RS中不同OFDM符号之间的相位旋转Φ和相应的时间差s，以获得在扩展相位旋转范围内的多个CFO估计候选值f₀,f₁,f₂…f_n。

在第三主要方面，本发明提供了一种移动通信系统中的无线电设备，该无线电设备包括存储机器可读指令的存储器和用于执行机器可读指令的处理器，使得当处理器执行机器可读指令时，其配置无线电设备以实施本发明第一主要方面或本发明第二主要方面的方法。

在第四主要方面，本发明提供了一种存储机器可读指令的非暂时性计算机可读介质，其中，当机器可读指令被处理器执行时，它们配置处理器以实施本发明第一主要方面或本发明的第二主要方面的方法。

本发明内容不一定公开了定义本发明所必需的所有特征；本发明可以存在于所公开特征的子组合中。

前面已经广泛地概述了本发明的特征，以便可以更好地理解下面对本发明的详细描述。下文将描述本发明的其他特征和优点，它们构成本发明权利要求的主题。本领域技术人员将理解，所公开的概念和具体实施例可以容易地用作修改或设计其他结构的基础，以实现本发明的相同目的。

附图说明

本发明的上述和进一步的特征将从以下优选实施例的描述中显而易见，所述优选实施例仅以举例的方式结合附图来提供，其中：

图1是本发明的一种改进的无线电设备装置或网络节点的方框示意图；

图2是本发明的一种方法的流程图；

图3显示了OFDM系统的资源块(Resource Block，RB)资源映射，说明了CFO估计范围的限制；

图4显示了一个OFDM系统的探测参考信号(SRS)资源映射，表明本发明方法适用于SRS；

图5显示了本发明的CFO估计范围的扩展；

图6显示了在扩展CFO估计范围内可能的相位旋转值；

图7显示了图2方法的一些步骤的阶段；

图8显示了图2方法的其中一个步骤的阶段；

图9显示了构成图2方法一部分的线性回归方法。

具体实施方式

以下描述只是以举例的方式对优选实施例进行描述，并不限制将本发明付诸实施的必要特征的组合。

本说明书中提到的“一个实施例”或“一实施例”是指与该实施例有关的特定特征、结构或特性包括在本发明的至少一个实施例中。说明书中各处出现的短语“在一个实施例中”不一定都是指同一实施例，也不是与其他实施例相互排斥的单独或替代实施例。此外，所描述的各种特征可能由一些实施例展示，而不是由其他实施例展示。同样，描述了各种要求，这些要求可能是一些实施例的要求，而不是其他实施例的要求。

应当理解，图中所示的元件可以以各种形式的硬件、软件或其组合来实施。这些元件可以在一个或多个适当编程的通用设备上以硬件和软件的组合来实施，这些设备可以包括处理器、存储器和输入/输出接口。

本说明书说明了本发明的原理。因此应当理解，本领域技术人员将能够设计出各种安排，尽管在本文中没有明确描述或示出，但是体现了本发明的原理并包括在其精神和范围内。

此外，本文叙述了本发明的原理、方面和实施例及其具体示例，旨在涵盖其结构和功能等效物。此外，这种等效物还包括当前已知的等效物以及将来开发的等效物，即任何开发的、执行相同功能的元件，无论其结构如何。

因此，例如，本领域技术人员将理解，这里呈现的框图代表了体现本发明原理的系统和设备的概念图。

图中所示各种元件的功能可以通过使用专用硬件以及能够与适当的软件一起执行软件的硬件来提供。当由处理器提供时，这些功能可以由单个专用处理器、单个共享处理器或多个单独的处理器提供，其中一些可以共享。此外，术语“处理器”或“控制器”的明确使用不应被解释为仅指能够执行软件的硬件，可以隐含地包括但不限于数字信号处理器(“DSP”)硬件、用于存储软件的只读存储器(“ROM”)、随机存取存储器(“RAM”)和非易失性存储器。

在权利要求中，任何表示为执行特定功能的装置的元件旨在涵盖执行该功能的任何方式，包括，例如，a)执行该功能的电路元件的组合或b)任何形式的软件，因此，包括固件、微代码等，与执行该软件的适当电路相结合以执行功能。由这些权利要求定义的本发明在于，由各种被提及的装置提供的功能，以权利要求所要求的方式被组合和汇集在一起。因此认为任何提供这些功能的装置均等同于本文所示的装置。

在以下描述中提及5G无线电设备，并不排除将本文所述方法应用于兼容移动通信系统的无线电设备。

5G NR是第三代合作伙伴计划(3GPP)提出的新移动通信标准，是在4G LTE-advanced(LTE-A)标准的基础上提出了重大改进，其主要重点是增强型移动宽带、超可靠和低延迟通信、以及大规模机器型通信。为了实现这些目标，3GPP引入了统一的网络架构，采用了新的物理层设计，支持极高的载波频率、大频率带宽、以及大规模多输入多输出(MIMO)和波束成形等新技术。这些重大的修改增加了同步过程的挑战。事实上，非常高的定义载波频率会导致大的CFO值，通常需要一个精确且昂贵的振荡器来调整发射器和无线电设备以实现无干扰通信。干扰源主要与OFDM系统的不完善有关，它受到CFO的影响，导致载波间干扰(ICI)和符号间干扰(ISI)。发射器和无线电设备振荡器中的误差会导致CFO，它在时域样本上是一个线性相位，它会导致子载波上的ICI。CFO的影响随时间增加，因为它与离散时间指数成正比。OFDM中的CFO通常用子载波间隔进行归一化，从而表示为频率误差与子载波间隔之间的比率。

此外，3GPP还引入了一种新的基于高维相控阵的机制，在gNodeB和用户UE之间建立高度定向的传输链路。这种机制需要发射器和无线电设备波束的精确对准，通过一组称为波束管理的操作来实现。波束管理需要在gNodeB和UE处进行复杂的算法和高级处理，来执行各种控制任务，包括初始接入和波束跟踪，这增加了同步过程的挑战。

与已知的确定CFO估计的方法相比，本发明涉及一种用于移动通信系统尤其是5GNR无线电设备的CFO估计方法，其中基础相位旋转范围被扩展，以提供大于+/-π的扩展相位旋转范围，以获得额外的CFO估计候选值，这将支持更大的CFO估计范围并获得更准确的CFO估计值。

图1显示了根据本发明概念的改进的无线电设备装置100的示例性实施例。在图示的实施例中，无线电设备装置100可以包括通信设备，例如UE(由图1中的虚线框表示)，其与在5G NR通信系统环境115中运行的gNodeB(基站(BS)103)通信连接，然而本发明的改进的无线电设备装置100不限于在NR 5G通信系统中运行，而是可以包括用于4G蜂窝网络或任何合适的蜂窝网络的无线电设备装置。在另一个实施例中，无线电设备装置100可以包括网络嗅探器装置，其与gNodeB(BS)103或形成gNodeB(BS)103的一部分通信连接。

无线电设备装置100可以包括多个功能块，用于执行其各种功能。例如，无线电设备装置100包括接收器模块110，接收器模块110提供接收信号处理，并被配置提供接收信号和/或从中提取的信息给功能块模块120，例如可以包括各种数据接收器(data sink)、控制元件、用户接口等。虽然接收器模块110被描述为提供接收信号处理，但是应当理解，该功能块可以被实现为一个收发器，提供发送和接收信号处理。无论接收器110的具体配置如何，实施例包括与接收器模块110相关联布置的信号检测模块130，以根据本发明促进对接收的信息和信道信号进行准确处理和/或解码。信息和信道信号可以经由天线模块105接收。

尽管信号检测模块130显示为被部署成接收器模块110的一部分(例如，是无线电设备模块控制和逻辑电路的一部分)，但是根据本发明概念并不限于这种部署配置。例如，信号检测模块130可以被部署为无线电设备装置100的一个功能块，其不同于接收器模块110，但连接到接收器模块110。例如，信号检测模块130可以使用逻辑电路和/或存储在无线电设备装置100的存储器140中的可执行代码/机器可读指令来实现，以供处理器150执行，从而执行本文所述的功能。例如，可执行代码/机器可读指令可以存储在一个或多个存储器140中(如随机存取存储器(RAM)、只读存储器(ROM)、闪存、磁存储器、光存储器等)，适合于存储一个或多个指令集(如应用软件、固件、操作系统、小程序等)、数据(如配置参数、操作参数和/或阈值、收集的数据、处理的数据等)等。一个或多个存储器140可以包括处理器可读存储器，供一个或多个处理器150使用，处理器150可操作以执行信号检测模块130的代码段和/或利用由此提供的数据来执行本文所述的检测模块130的功能。另外地或备选地，信号检测模块130可以包括一个或多个专用处理器(例如，专用集成电路(ASIC)、现场可编程门阵列(FPGA)、图形处理单元(GPU)等)，以执行如本文所述的信号检测模块130的功能。

在本发明的一个实施例中，信号检测模块130执行CFO估计的方法。信号检测模块130基于在一个或多个RS中的OFDM符号对物理信道上的接收信号进行信道估计。信号检测模块130在包括+/-π的基础相位旋转范围内确定在一个或多个RS中的不同OFDM符号之间的多个相位旋转值和相应的时间差，以获得第一CFO估计候选值。然后，信号检测模块130扩展基础相位旋转范围，以提供大于+/-π的扩展相位旋转范围，以在扩展相位旋转范围内获得额外的CFO估计候选值。第一CFO估计候选值和额外CFO估计候选值中的一个被用于无线电设备装置100的接收信号处理。

虽然图1的无线电设备装置100是针对UE描述的，但是它可以包括移动无线通信系统中被配置为实施本发明方法的任何节点。

图2显示了根据本发明的优选方法200，用于确定CFO估计候选值并随后确定最终CFO估计候选值进行接收信号处理。

参考图2，在方法200的第一步骤205，信号检测模块130基于在一个或多个RS中的多个OFDM符号执行接收信号的信道估计。RS可以包括以下任何一项或多项：物理下行链路共享信道(PDSCH)DMRS和PTRS；物理下行链路控制信道(PDCCH)DMRS；物理广播信道(PBCH)DMRS；CSI-RS；物理上行链路共享信道(PUSCH)DMRS和PTRS；物理上行链路控制信道(PUCCH)格式1/2/3/4DMRS；SRS；物理侧链路共享信道(PSSCH)的DMRS；PSSCH的PTRS；物理侧链路控制信道(PSCCH)的DMRS；以及物理侧链路广播信道(PSBCH)的DMRS。

在一些实施例中，执行信道估计的步骤205包括基于在一个或多个RS中的多个OFDM符号的最小二乘法，但还可以采用任何其他信道估计方法。最小二乘法可以包括：

其中k是分配给接收信号的资源内的RS子载波索引；

l_n是第n个RS符号的符号索引，n＝0,1,2,3,…,N-1；

R(k,l_n)为符号l_n的子载波k上的接收信号；

P(k,l_n)是符号l_n的子载波k上的理想RS信号，|P(k,l_n)|＝1；以及

P*(k,l_n)是P(k,l_n)的复共轭。

在方法200的第二步骤210，信号检测模块130在一个基础相位旋转范围内确定在一个或多个RS中的不同OFDM符号之间的多个相位旋转值Φ和相应的时间差值s，以获得第一CFO估计候选值f₀。OFDM系统中的基础相位旋转范围包括+/-π。

图3显示了OFDM系统的基础相位旋转范围Φ∈[-π,π]，可以看出CFO估计范围与2个RS之间的时间差成反比，例如，基于

的最大CFO估计范围是/>

的两倍，是/>

的三倍。表示为/>

的相位旋转值与表示为/>

的时间差值是一一对应的。

参考图4，本发明方法的主旨是在频域中从不同的OFDM符号进行信道估计，从中可以计算出相位旋转值

和时间差值/>

因此，该方法不限于任何特定类型的RS，而是可以使用任何一种或任何组合的RS。换句话说，即使存在多于一种类型的RS符号，也可以实施本发明方法。

在一些实施例中，对于方法200的步骤210，多个相位旋转值

及其相应的时间差值/>

由以下确定：

其中k是分配给接收信号的资源内的RS子载波索引；

l_n是第n个RS符号的符号索引，n＝0,1,2,3,…,N-1；

是符号l_n的子载波k上的信道估计；

是/>

的复共轭；

Tl_n是符号l_n的开始时间；以及

arg f(x)是从目标函数f(x)提供参数x的运算。

通过上述方式确定多个相位旋转值

及其相应的时间差值/>

的一个意想不到的好处是，通过降低噪声提高了信噪比SNR。

应当理解，可以使用任何合适的方法来确定多个相位旋转值

及其相应的时间差值/>

现在参考图5和6，来说明和描述扩展CFO估计范围的方法200的下一阶段。

在图5中，向外延伸的箭头301、302之间的中心区域300包括基础相位旋转范围Φ∈[-π,π]，它限制了OFDM系统中的CFO估计范围。为了在更大范围内估计CFO，方法200将相位旋转范围Φ扩展到大于[-π,π]。在图5的示例中，相位旋转范围Φ增加到[-3π,3π]，即增加+/-2π，提供扩展相位旋转区域303、304，对应于箭头301、302。

给定原始相位旋转值Φ_ori 305，分别从扩展相位旋转区域303、304获得进一步的相位旋转值Φ₁,Φ₂ 306、307，其中所述进一步的相位旋转值Φ₁,Φ₂ 306、307中的第一个Φ₁ 306是从Φ₁＝Φ_ori+2π导出，所述进一步的相位旋转值Φ₁,Φ₂ 306、307中的第二个Φ₂307是从Φ₂＝Φ_ori-2π导出。这在图6中示出，其中内侧箭头线401包括Φ_ori，中间的内部箭头线402包括Φ₁＝Φ_ori+2π，外侧箭头线403包括Φ₂＝Φ_ori-2π。

再次参考图5，为原始相位旋转值Φ_ori 305确定第一CFO估计候选值f₀ 308，为第一额外相位旋转值Φ₁ 306确定第一额外CFO估计候选值f₁ 309，为第二额外相位旋转值Φ₂307确定第二额外CFO估计候选值f₂310。第一和额外相位旋转值Φ_ori、Φ₁、Φ₂对应于Δf＝f₀、f₁、f₂。

在图5中，

其中ΔT是2个RS之间的时间差/>

例如，如果2个DMRS符号之间的时间差为0.25ms，那么在这种情况下，/>

在图5的示例中，CFO估计范围已扩展到正常范围的三倍。

虽然已发现将基础相位旋转范围Φ∈[-π,π]扩展+/-2π足以实现本发明的目标，但在更一般的情况下，基础相位旋转范围Φ∈[-π,π]可以扩展+/-2mπ，以在更大的扩展相位旋转范围内获得额外的CFO估计候选值f₁,f₂,f,f₄…f_n，分别对应于相位旋转值Φ₁,Φ₂,Φ₃,Φ₄,…Φ_n＝[Φ_ori+/-2mπ]，其中m为正整数且m大于或等于1。

方法200的后续步骤215、220涉及如上所述的扩展CFO估计范围，并使用第一和额外CFO估计候选值f₀,f₁,f₂…f_n；以补偿接收信号，然后在接收信号已经用第一和额外CFO估计候选值f₀,f₁,f₂…f_n补偿之后，确定理想RS和接收RS之间的互相关值，然后基于该相关结果，确定扩展范围内的所有相位旋转值。

方法200的步骤215、220在图7中更完整地示出。在图7的示例中以及在下面的描述中，相位旋转范围Φ被认为已经被扩展到[-3π,3π]，并且参考DMRS作为一个或多个RS。

方法200的步骤215、220包括图7中的第一阶段505，即对第一和两个额外相位旋转值Φ_ori,Φ₁,Φ₂(Φ_ori现在表示为Φ₀)对应于第一和两个额外的CFO估计候选值Δf＝f₀,f₁,f₂的载波间干扰(ICI)进行补偿。这涉及使用Δf计算

并将其补偿到接收到的DMRS。

在一些实施例中，第一阶段505由以下导出：

其中

m是分配资源内的子载波索引；

i是CFO候选值索引；

R是接收到的RS的频域序列；以及

是循环卷积算子。

第一阶段505可以使用具有少量抽头的ICI补偿滤波器来实现，在频域中进行卷积以减少ICI。

方法200的步骤215、220包括图7中的第二阶段510，即计算理想DMRS序列与第一阶段505补偿后的接收到的DMRS序列之间的互相关值。理想DMRS序列与接收到的DMRS序列之间的互相关值可以从以下得出：

方法200的步骤215、220包括图7中的第三阶段515，即选择具有最优或最大相关结果的CFO估计候选值。

在一些实施例中，第三阶段515包括：使用以下方式比较补偿后的互相关值(使用第一和额外CFO估计候选值f₀,f₁,f₂对接收到的DMRS信号进行补偿)：

其中

是频域补偿后的接收到的RS序列，Δf＝f_i；

P^*是理想RS序列在频域的复共轭，|P(k)|＝1；以及

是从目标函数f(x)中找到给出最大值的参数x的运算。

其中C₁是最大互相关值，则

否则如果C₂是最大的C，则/>

否则

方法200的步骤215、220包括图7中的第四阶段520，即基于校正的相位旋转

和相应的时间差s_ref来校正或补偿剩余的相位旋转/>

在一些实施例中，第四阶段520可以包括：通过以下方式校正或补偿剩余的信号相位旋转值：

其中

是所有相位旋转/>

对应的时间差；以及

如果A≥0。

与其他方法相比，使用具有少量抽头的ICI补偿滤波器在频域中进行卷积来补偿由CFO引起的ICI是更好的，因为在5G NR通信系统中，eNodeB的基带单元(BBU)的输入信号包括频域中的资源元素(RE)。通常，再次转换到时域需要更多的计算量。一种替代方案是使用存储在内存中的查找表，根据候选相位旋转值获得

值，并且/>

的长度可以更小，以降低计算复杂度。也可以使用下采样方法来进一步降低计算复杂度。

虽然方法200获得了一个以上的相位旋转值，但是可以只选择一个相位旋转值来扩展CFO估计范围。任何剩余的相位旋转值都可以得到相应的校正，而不需要对每个相位旋转值进行卷积和相关。

方法200的下一步骤225涉及根据来自不同RS OFDM符号的所有相位旋转值来确定最终的CFO估计候选值。方法200的步骤225由图图8和图9更好地说明，涉及根据更新的相位旋转值

和相应的时间差值/>

计算最终CFO值。

在一些实施例中，步骤225包括：使用线性回归来获得

对s的斜率。这涉及第一阶段605，按升序对/>

进行排序，并标记为s_j，相应的相位旋转值标记为

如图9所示。

第二阶段610包括：进行线性回归以获得

对s的斜率：

N通常小于10，因此与其他方法和信道估计步骤等步骤相比，计算复杂度较小。

第三阶段615包括：计算最终的CFO估计候选值：

应当理解，在步骤225中使用线性回归方法是优选的，但不是必须的。可以采用其他方法将扩展范围内的所有相位旋转值结合起来，从以下得到最终的CFO估计候选值：

在一些实施例中，最终的CFO估计候选值从以下获得：

其中s_ref是对应于第一扩展相位旋转

的时间差。

方法200使用最终的CFO估计候选值来补偿无线电设备装置100中的接收信号。

本发明还提供了一种在移动通信系统中进行物理信道载波频偏(CFO)估计的方法，该方法包括：基于在一个或多个参考信号(RS)中的多个正交频分复用(OFDM)符号，对物理信道上的接收信号进行信道估计；在大于+/-π的扩展相位旋转范围内确定在一个或多个RS中不同OFDM符号之间的相位旋转Φ和对应的时间差s，以获得扩展相位旋转范围内的多个CFO估计候选值f₀,f₁,f₂…f_n。

本发明还提供了一种具有处理器和存储机器可读指令的存储器的无线电设备，其中，当机器可读指令被处理器执行时，它们配置无线电设备以实施所附方法权利要求中任何一项的方法。

无线电设备可以包括UE。

无线电设备可以包括移动通信系统网络节点，例如BS或者包括BS的一部分。

本发明还提供了一种存储机器可读指令的非暂时性计算机可读介质，其中，当机器可读指令被处理器执行时，它们配置处理器以实施所附方法权利要求中任何一项的方法。

上述装置可以至少部分地用软件实现。本领域技术人员将理解，上述装置可以至少部分地使用通用计算机设备或使用定制设备来实现。

在此，本文所述的方法和装置的各个方面可以在包括通信系统的任何装置上执行。该技术的程序方面可以被认为是“产品”或“制品”，通常是以可执行代码和/或相关数据的形式，承载或体现在一种机器可读介质中。“存储”型介质包括移动站、计算机、处理器或类似设备的任何或所有存储器，或其相关模块，如各种半导体存储器、磁带驱动器、磁盘驱动器等，其可在任何时候为软件编程提供存储。软件的全部或部分有时可以通过互联网或各种其他电信网络进行通信。例如，这种通信可以使软件从一台计算机或处理器加载到另一台计算机或处理器。因此，另一种类型的可以承载软件元素的媒体包括光波、电波和电磁波，例如在本地设备之间的物理接口上、通过有线和光学陆线网络以及通过各种空中链路使用。承载这种波的物理元件，如有线或无线链路、光链路等，也可以被认为是承载软件的介质。如本文所用，除非限于有形的非暂时性“存储”介质，否则计算机或机器“可读介质”等术语是指参与向处理器提供指令以供执行的任何介质。

虽然已在附图和前面的描述中详细地说明和描述了本发明，但应将其视为说明性的而不是限制性的，应当理解的是，仅示出和描述了示例性实施例并且不以任何方式限制本发明的范围。可以理解，这里描述的任何特征可以用于任何实施例。说明性的实施例不排斥彼此或本文未述及的其他实施例。因此，本发明还提供了包括上述一个或多个说明性实施例的组合的实施例。在不脱离本发明的精神和范围的情况下，可以对本发明进行修改和变化，因此，仅应施加如所附权利要求书中所示的限制。

在所附权利要求书和本发明的前述描述中，除非上下文由于明确的语言或必要的暗示而另有要求，否则“包括”一词或诸如“包含”等变体是以包容的意义使用，即指定所述特征的存在，但不排除本发明的各种实施例中存在或添加进一步的特征。

应当理解，如果在本文中提到任何现有技术出版物，这种参考不构成承认该出版物构成本领域公知常识的一部分。

Claims

1.一种在移动通信系统中进行物理信道的载波频率偏移(CFO)估计的方法，该方法包括：

基于在一个或多个参考信号(RS)中的多个正交频分复用(OFDM)符号，对物理信道上的接收信号进行信道估计；

在包括+/-π的基础相位旋转范围内确定在所述一个或多个RS中不同OFDM符号之间的多个相位旋转值Φ和相应的时间差s，以获得第一CFO估计候选值f₀；以及

扩展所述基础相位旋转范围，以提供大于+/-π的扩展相位旋转范围，在所述扩展相位旋转范围内获得额外的CFO估计候选值f₁,f₂…f_n。

2.根据权利要求1所述的方法，其中所述第一CFO估计候选值f₀对应于基础相位旋转值Φ₀＝Φ_ori，其中Φ_ori为原始相位旋转值，所述扩展相位旋转范围内的所述额外CFO估计候选值f₁,f₂…f_n分别对应于相位旋转值Φ₁,Φ₂,…Φ_n＝[Φ_ori+/-2mπ]，其中m是一个正整数。

3.根据权利要求1所述的方法，其中所述扩展相位旋转范围包括所述原始相位旋转范围+/-π扩展为+/-2mπ，其中m大于或等于1。

4.根据权利要求1所述的方法，其中所述方法包括：

用所述第一和额外的CFO估计候选值f₀,f₁,f₂…f_n补偿接收信号；

在已经用所述第一和额外CFO估计候选值f₀,f₁,f₂…f_n补偿所述接收信号之后，确定理想RS和接收RS之间的互相关值；以及

根据所确定的互相关值，将所述第一和额外CFO估计候选值f₀,f₁,f₂…f_n中的一个确定为最终CFO估计。

5.根据权利要求4所述的方法，其中用所述第一和额外CFO估计候选值f₀,f₁,f₂…f_n补偿所述接收信号是通过以下方式获得的：

其中

m是分配资源内的子载波索引；

i为CFO候选值的索引；

R是所述接收RS的频域序列；以及

是循环卷积算子。

6.根据权利要求4所述的方法，其中在用所述第一和额外CFO估计候选值f₀,f₁,f₂…f_n补偿所述接收信号之后，比较所述互相关值，是通过以下方式获得的：

和/>

其中

是在频域补偿后的所述接收RS序列，Δf＝f_i；

P^*是理想RS序列在频域中的复共轭，|P(k)|＝1；以及

是从目标函数f(x)中找到给出最大值的参数x的运算。

7.根据权利要求4所述的方法，其中所述方法使用所述最终CFO估计来补偿接收信号。

8.根据权利要求7所述的方法，其中所述方法使用所述最终CFO估计来补偿所述接收信号，是通过使用所述最终CFO估计来校正其他信号相位旋转Φ。

9.根据权利要求8所述的方法，其中所述最终CFO估计从以下获得：

其中s_ref是对应于第一扩展相位旋转

的时间差。

10.根据权利要求9所述的方法，其中所述最终CFO估计通过以下方式补偿其他信号相位旋转Φ：

其中

是所有相位旋转/>

对应的时间差；以及

如果A≥0。

11.根据权利要求4所述的方法，其中所述最终CFO估计被确定为包括具有最佳或最大互相关值的所述第一和额外CFO估计候选值f₀,f₁,f₂…f_n中的一个。

12.根据权利要求4所述的方法，其中根据所确定的互相关值确定所述最终CFO估计，是使用线性回归以获得相位旋转Φ对时间s的斜率来确定的。

13.根据权利要求12所述的方法，其中所述斜率通过以下方式获得：

其中s_j是对应于所有相位旋转Φ_j,j＝1,2…N的时间差。

14.根据权利要求13所述的方法，其中最终CFO估计从以下获得：

15.根据权利要求1所述的方法，其中进行信道估计的步骤包括基于所述在一个或多个RS中的多个OFDM符号的最小二乘法。

16.根据权利要求15所述的方法，其中所述使用最小二乘法进行信道估计的步骤包括：

其中k是分配给所述接收信号的资源内的RS子载波索引；

l_n是第n个RS符号的符号索引，n＝0,1,2,3,…，N-1；

R(k,l_n)是符号l_n的子载波k上的接收信号；

P(k,l_n)是符号l_n的子载波k上的理想RS信号，|P(k,l_n)|＝1；以及

P*(k,l_n)是P(k,l_n)的复共轭。

17.根据权利要求3所述的方法，其中，所述多个相位旋转Φ及其对应的时间差s由以下确定：

和

其中k是分配给所述接收信号的资源内的RS子载波索引；

l_n是第n个RS符号的符号索引，n＝0,1,2,3,…，N-1；

是符号l_n的子载波k上的信道估计；

是/>

的复共轭；

Tl_n是符号l_n的开始时间；以及

arg f(x)是从目标函数f(x)提供参数x的运算。

18.根据权利要求1所述的方法，其中所述一个或多个RS包括以下任一项：

物理下行链路共享信道(PDSCH)解调参考信号(DMRS)和相位跟踪参考信号(PTRS)；

物理下行链路控制信道(PDCCH)DMRS；

物理广播信道(PBCH)DMRS；

信道状态信息参考信号(CSI-RS)；

物理上行链路共享信道(PUSCH)DMRS和PTRS；

物理上行链路控制信道(PUCCH)格式1/2/3/4DMRS；

探测参考信号(SRS)；

物理侧链路共享信道(PSSCH)的DMRS；

PSSCH的PTRS；

物理侧链路控制信道(PSCCH)的DMRS；和

物理侧链路广播信道(PSBCH)的DMRS。

19.一种在移动通信系统中进行物理信道的载波频率偏移(CFO)估计的方法，该方法包括：

基于在一个或多个参考信号(RS)中的多个正交频分复用(OFDM)符号，对物理信道上的接收信号进行信道估计；以及

在大于+/-π的扩展相位旋转范围内确定在一个或多个RS中不同OFDM符号之间的相位旋转Φ和相应的时间差s，以获得扩展相位旋转范围内的多个CFO估计候选值f₀,f₁,f₂…f_n。

20.一种移动通信系统中的无线电设备，该无线电设备包括：

存储机器可读指令的存储器；和

执行所述机器可读指令的处理器，使得当所述处理器执行所述机器可读指令时，将所述无线电设备配置为：

在包括+/-π的基础相位旋转范围内确定一个或多个RS中的不同OFDM符号之间的多个相位旋转Φ和相应的时间差s，以获得第一CFO估计候选值f₀；以及

扩展所述基础相位旋转范围，以提供大于+/-π的扩展相位旋转范围，从而在所述扩展相位旋转范围内获得额外的CFO估计候选值f₁,f₂…f_n。