CN109787662B - 多波束接收下的时频偏差估计方法、装置及用户设备 - Google Patents

多波束接收下的时频偏差估计方法、装置及用户设备 Download PDF

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CN109787662B CN201711105416.XA CN201711105416A CN109787662B CN 109787662 B CN109787662 B CN 109787662B CN 201711105416 A CN201711105416 A CN 201711105416A CN 109787662 B CN109787662 B CN 109787662B
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Abstract

本发明提供一种多波束接收下的时频偏差估计方法、装置及用户设备。所述方法包括：基于不同类型的TRS分别估计出不同波束对应的CTO、CFO、频域相关性和时域相关性；估计当前DMRS资源单元处的第一弱信道增益；对第一弱信道增益进行CTO补偿，获得没有CTO的第二弱信道增益；对第二弱信道增益进行频域滤波，获得DMRS资源单元处滤波后的第三信道增益；采用第三信道增益，在频域对非DMRS资源单元处的资源网格进行线性插值，获得非DMRS资源单元处的第四信道增益；根据第四信道增益重新确定整个DMRS符号上存在CTO时的第五信道增益；对第五信道增益进行时域滤波，获得DMRS符号处滤波后的第六信道增益；对非DMRS符号上的信道增益进行CFO的重新建模，获得整个时频网格上的等效信道增益。

Description

多波束接收下的时频偏差估计方法、装置及用户设备
技术领域
本发明涉及无线通信技术领域，尤其涉及一种多波束接收下的时频偏差估计方法、装置及用户设备。
背景技术
在LTE(Long Term Evolution，长期演进)系统中，基站能够周期性地发送小区指定参考信号(Cell-specific Reference Signal，CRS)，也称为公共参考信号(CommonReference Signal，CRS)，用户设备(User Equipment，UE)通过跟踪此参考信号，在时间和频率上与基站保持同步。换言之，由于UE和基站的硬件差异，如晶振不同步等，总是会有一定的时频偏差，UE通过跟踪基站周期发送的CRS信号，来计算并纠正此时频偏差。此时频偏差又可分别称为载波定时偏差(Carrier Timing Offset，CTO)和载波频率偏差(CarrierFrequency Offset，CFO)。
在5G NR(New Radio，新空口)系统中不存在CRS信号，但为了满足不同应用场景、部属场景的需求，需要不同的时频跟踪参考信号(Tracking Reference Signal，TRS)进行动态或半静态地配置，以满足在最小化资源开销的情况下，通过给UE提供高精度的时频同步来获得最优的接收机性能。
现有的3GPP(the 3rd Generation Partnership Project，第三代合作伙伴计划)会议结论中，NR系统的UE可以配置多个类型的TRS资源以支持multi-TRP(多发射源)形成的multi-beam(多波束)的传输方案。当多个波束之间不是QCL(Quasi co-located，拟共站址)时，其中QCL的参数为时延扩展、多普勒扩展、平均时延、多普勒偏移，其中平均时延和多普勒偏移分别对应于CTO和CFO，每一个波束将配置自己的TRS信号，以获得对应的大尺度参数。由于UE接收机需要同时接收多个波束发来的数据，且在UE看来，其不用知道多个波束之间的关系，当不同波束之间的大尺度参数相差较大时，若不能合理使用对应的大尺度参数，信道估计将不准，进而导致接收机性能下降。
LTE系统中一般只能基于CRS获得一类CTO和CFO估计值，而且CTO和CFO补偿都是在时域对接收信号(FFT前的信号)进行处理。当5G NR系统中存在multi-TRP形成的multi-beam的传输方案时，多类TRS信号将基于各自对应的波束获得多类大尺度参数值，传统的时域CTO和CFO补偿算法将不再适用。
发明内容
本发明提供的多波束接收下的时频偏差估计方法、装置及用户设备，能够基于不同TRS估计出来的大尺度参数，在频域对解调参考信号估计的信道进行等效变换，获得整个时频网格的信道估计值，提高接收机的接收性能。
第一方面，本发明提供一种多波束接收下的时频偏差估计方法，包括：
基于不同类型的TRS分别估计出不同波束对应的CTO、差CFO、频域相关性和时域相关性；
基于DMRS估计出当前DMRS资源单元处的第一弱信道增益；
采用所估计出的CTO对所述第一弱信道增益进行CTO补偿，并获得没有CTO的第二弱信道增益；
采用所估计出的频域相关性，基于线性最小均方误差算法获得q阶的频域滤波系数，并对所述第二弱信道增益进行频域滤波，获得DMRS资源单元处滤波后的第三信道增益；
采用所述第三信道增益，在频域对非DMRS资源单元处的资源网格进行线性插值，获得DMRS符号上非DMRS资源单元处的第四信道增益；
基于所估计出的CTO，根据所述第四信道增益重新确定整个DMRS符号上存在CTO时的第五信道增益；
采用所估计出的时域相关性，基于线性最小均方误差算法获得p阶的时域滤波系数，并对所述第五信道增益进行时域滤波，获得DMRS符号处滤波后的第六信道增益；
采用所估计出的CFO对非DMRS符号上的信道增益进行CFO的重新建模，获得整个时频网格上的等效信道增益。
可选地，所述采用所估计出的CTO对所述第一弱信道增益进行CTO补偿，并获得没有CTO的第二弱信道增益包括：按照如下公式确定没有CTO的第二弱信道增益：
Figure BDA0001464225180000031
Figure BDA0001464225180000032
其中，k为频域上子载波的位置，Δn1和Δn2为所估计出的CTO，N为FFT大小，h″11(k，l)和h″12(k，l)为第一弱信道增益。
可选地，所述采用所述第三信道增益，在频域对非DMRS资源单元处的资源网格进行线性插值，获得DMRS符号上非DMRS资源单元处的第四信道增益包括：按照如下公式确定DMRS符号上非DMRS资源单元处的第四信道增益：
Figure BDA0001464225180000033
Figure BDA0001464225180000034
其中，α和β为插值系数，ki和ki+1为频域相邻两个DMRS资源单元位置，
Figure BDA0001464225180000041
和
Figure BDA0001464225180000042
为第三信道增益。
可选地，所述基于所估计出的CTO，根据所述第四信道增益重新确定整个DMRS符号上存在CTO时的第五信道增益包括：按照如下公式重新确定整个DMRS符号上存在CTO时的第五信道增益：
Figure BDA0001464225180000043
Figure BDA0001464225180000044
其中，k为频域上子载波的位置，Δn1和Δn2为所估计出的CTO，N为FFT大小，
Figure BDA0001464225180000045
和
Figure BDA0001464225180000046
为第四信道增益。
可选地，所述采用所估计出的CFO对非DMRS符号上的信道增益进行CFO的重新建模，获得整个时频网格上的等效信道增益包括：按照如下公式重新建模非DMRS符号上的信道增益：
Figure BDA0001464225180000047
Figure BDA0001464225180000048
其中，
Figure BDA0001464225180000049
和
Figure BDA00014642251800000410
为DMRS符号上相邻DMRS资源单元处信道增益的线性插值，k为频域上子载波的位置，δ＝Δf/fs，Δf为CFO，fs为子载波间隔，fs＝2μ·15[kHZ]，μ为子载波间隔配置参数，Q为两个相邻DMRS符号之间非DMRS符号相对于参考DMRS符号的距离，单位为Ts＝1/(N·fs)，其中N为FFT大小；
则整个时频网格上的等效信道增益为：
Figure BDA0001464225180000051
第二方面，本发明提供一种多波束接收下的时频偏差估计装置，包括：
第一估计单元，用于基于不同类型的TRS分别估计出不同波束对应的CTO、CFO、频域相关性和时域相关性；
第二估计单元，用于基于DMRS估计出当前DMRS资源单元处的第一弱信道增益；
第一补偿单元，用于采用所估计出的CTO对所述第一弱信道增益进行CTO补偿，并获得没有CTO的第二弱信道增益；
第一滤波单元，用于采用所估计出的频域相关性，基于线性最小均方误差算法获得q阶的频域滤波系数，并对所述第二弱信道增益进行频域滤波，获得DMRS资源单元处滤波后的第三信道增益；
插值单元，用于采用所述第三信道增益，在频域对非DMRS资源单元处的资源网格进行线性插值，获得DMRS符号上非DMRS资源单元处的第四信道增益；
第一确定单元，用于基于所估计出的CTO，根据所述第四信道增益重新确定整个DMRS符号上存在CTO时的第五信道增益；
第二滤波单元，用于采用所估计出的时域相关性，基于线性最小均方误差算法获得p阶的时域滤波系数，并对所述第五信道增益进行时域滤波，获得DMRS符号处滤波后的第六信道增益；
第二确定单元，用于采用所估计出的CFO对非DMRS符号上的信道增益进行CFO的重新建模，获得整个时频网格上的等效信道增益。
可选地，所述第一补偿单元，用于按照如下公式确定没有CTO的第二弱信道增益：
Figure BDA0001464225180000061
Figure BDA0001464225180000062
其中，k为频域上子载波的位置，Δn1和Δn2为所估计出的CTO，N为FFT大小，h″11(k，l)和h″12(k，l)为第一弱信道增益。
可选地，所述插值单元，用于按照如下公式确定DMRS符号上非DMRS资源单元处的第四信道增益：
Figure BDA0001464225180000063
Figure BDA0001464225180000064
其中，α和β为插值系数，ki和ki+1为频域相邻两个DMRS资源单元位置，
Figure BDA0001464225180000065
和
Figure BDA0001464225180000066
为第三信道增益。
可选地，所述第一确定单元，用于按照如下公式重新确定整个DMRS符号上存在CTO时的第五信道增益：
Figure BDA0001464225180000067
Figure BDA0001464225180000068
其中，k为频域上子载波的位置，Δn1和Δn2为所估计出的CTO，N为FFT大小，
Figure BDA0001464225180000069
和
Figure BDA00014642251800000610
为第四信道增益。
可选地，所述第二确定单元，用于按照如下公式重新建模非DMRS符号上的信道增益：
Figure BDA0001464225180000071
Figure BDA0001464225180000072
其中，
Figure BDA0001464225180000073
和
Figure BDA0001464225180000074
为DMRS符号上相邻DMRS资源单元处信道增益的线性插值，k为频域上子载波的位置，δ＝Δf/fs，Δf为CFO，fs为子载波间隔，fs＝2μ·15[kHZ]，μ为子载波间隔配置参数，Q为两个相邻DMRS符号之间非DMRS符号相对于参考DMRS符号的距离，单位为Ts＝1/(N·fs)，其中N为FFT大小；
则整个时频网格上的等效信道增益为：
Figure BDA0001464225180000075
第三方面，本发明提供一种用户设备，所述用户设备包括上述多波束接收下的时频偏差估计装置。
本发明实施例提供的多波束接收下的时频偏差估计方法、装置及用户设备，能够基于不同TRS估计出来的大尺度参数，在频域对解调参考信号估计的信道进行等效变换，获得整个时频网格的信道估计值，提高接收机的接收性能。
附图说明
图1为本发明一实施例多波束接收下的时频偏差估计方法的流程图；
图2为本发明实施例提供的多TRP传输下的UE接收示意图；
图3为本发明一实施例多波束接收下的时频偏差估计装置的结构示意图。
具体实施方式
为使本发明实施例的目的、技术方案和优点更加清楚，下面将结合本发明实施例中的附图，对本发明实施例中的技术方案进行清楚、完整地描述，显然，所描述的实施例仅仅是本发明一部分实施例，而不是全部的实施例。基于本发明中的实施例，本领域普通技术人员在没有做出创造性劳动前提下所获得的所有其他实施例，都属于本发明保护的范围。
本发明实施例提供一种多波束接收下的时频偏差估计方法，如图1所示，所述方法包括：
S11、基于不同类型的TRS分别估计出不同波束对应的CTO、CFO、频域相关性和时域相关性。
S12、基于DMRS估计出当前DMRS资源单元处的第一弱信道增益。
S13、采用所估计出的CTO对所述第一弱信道增益进行CTO补偿，并获得没有CTO的第二弱信道增益。
S14、采用所估计出的频域相关性，基于线性最小均方误差算法获得q阶的频域滤波系数，并对所述第二弱信道增益进行频域滤波，获得DMRS资源单元处滤波后的第三信道增益。
S15、采用所述第三信道增益，在频域对非DMRS资源单元处的资源网格进行线性插值，获得DMRS符号上非DMRS资源单元处的第四信道增益。
S16、基于所估计出的CTO，根据所述第四信道增益重新确定整个DMRS符号上存在CTO时的第五信道增益。
S17、采用所估计出的时域相关性，基于线性最小均方误差算法获得p阶的时域滤波系数，并对所述第五信道增益进行时域滤波，获得DMRS符号处滤波后的第六信道增益。
S18、采用所估计出的CFO对非DMRS符号上的信道增益进行CFO的重新建模，获得整个时频网格上的等效信道增益。
本发明实施例提供的多波束接收下的时频偏差估计方法，能够基于不同TRS估计出来的大尺度参数，在频域对解调参考信号估计的信道进行等效变换，获得整个时频网格的信道估计值，提高接收机的接收性能。
下面结合具体实施例对本发明多波束接收下的时频偏差估计方法进行详细说明。
在本实施例中，假设有m＝2类TRS信号，分别对应2个波束，接收机有n＝2个物理接收天线，如图2所示。
当不存在CTO和CFO时，完美信道H为：
Figure BDA0001464225180000091
传输信号为
Figure BDA0001464225180000092
接收信号为：
Figure BDA0001464225180000093
其中，y1(k，l)＝h11(k，l)x1(k，l)+h12(k，l)x2(k，l)，
y2(k，l)＝h21(k，l)x1(k，l)+h22(k，l)x2(k，l)。
当存在CTO和CFO时，等效信道增益的确定过程如下：
(1)基于不同类型TRS分别估计出波束1和波束2下的CTOΔn1和Δn2；分别估计出波束1和波束2下的归一化频率偏移δ1和δ2，其中δ＝Δf/fs，Δf为CFO，fs为子载波间隔，fs＝2μ·15[kHZ]，μ为子载波间隔配置参数；分别估计出波束1和波束2下的频域相关性(对应时延扩展)；分别估计出波束1和波束2下的时域相关性(对应多普勒扩展)。
(2)基于DMRS(Demodulation Reference Signal，解调参考信号)估计出当前DMRS资源单元处的弱信道增益，在这里我们只对接收天线1进行描述，天线2的过程等价，假设天线1端DMRS资源单元处的弱信道增益为h″11(k，l)和h″12(k，l)。
(3)采用(1)中估计的CTO对(2)中的弱信道增益进行CTO补偿，并获得没有CTO的弱信道增益，公式表示如下：
Figure BDA0001464225180000101
Figure BDA0001464225180000102
其中N为FFT大小。
(4)采用(1)中的频域相关性，基于线性最小均方误差
(Linear Minimum Mean Square Error，LMMSE)算法获得q阶的频域滤波系数，并对(3)中的弱信道增益进行频域滤波，获得DMRS资源单元处滤波后的信道增益
Figure BDA0001464225180000103
和
Figure BDA0001464225180000104
(5)采用(4)中的信道增益，在频域对非DMRS资源单元处的资源网格进行线性插值，获得DMRS符号上非DMRS资源单元处的信道增益；
Figure BDA0001464225180000105
Figure BDA0001464225180000106
其中α和β为插值系数，ki和ki+1为频域相邻两个DMRS资源单元位置。
(6)基于(1)中的CTO，重新建模(5)中整个DMRS符号上存在CTO时的信道增益，公式表示如下：
Figure BDA0001464225180000107
Figure BDA0001464225180000111
(7)采用(1)中的时域相关性，基于LMMSE算法获得p阶的时域滤波系数，并对(6)中的信道增益进行时域滤波，获得DMRS符号处滤波后的信道增益
Figure BDA0001464225180000112
和
Figure BDA0001464225180000113
(8)采用(1)中估计的CFO对(7)中的非DMRS符号上的信道增益进行CFO的重新建模，获得整个时频网格上的等效信道增益，公式表示如下：
Figure BDA0001464225180000114
Figure BDA0001464225180000115
其中Q为两个相邻DMRS符号之间非DMRS符号相对于参考DMRS符号的距离，单位为Ts＝1/(N·fs)，
Figure BDA0001464225180000116
和
Figure BDA0001464225180000117
是DMRS符号上相邻DMRS资源单元处信道增益的线性插值。整个时频网格上的等效信道增益为：
Figure BDA0001464225180000118
需要说明的是，本发明实施例可以适用于任何数量的TRS信号和接收机天线数，而不仅限于上述实施例所述。
另外，上述方案同样适用于只有一类TRS估计出的CTO和CFO的补偿方案。
本发明实施例还提供一种多波束接收下的时频偏差估计装置，如图3所示，所述装置包括：
第一估计单元11，用于基于不同类型的TRS分别估计出不同波束对应的CTO、CFO、频域相关性和时域相关性；
第二估计单元12，用于基于DMRS估计出当前DMRS资源单元处的第一弱信道增益；
第一补偿单元13，用于采用所估计出的CTO对所述第一弱信道增益进行CTO补偿，并获得没有CTO的第二弱信道增益；
第一滤波单元14，用于采用所估计出的频域相关性，基于线性最小均方误差算法获得q阶的频域滤波系数，并对所述第二弱信道增益进行频域滤波，获得DMRS资源单元处滤波后的第三信道增益；
插值单元15，用于采用所述第三信道增益，在频域对非DMRS资源单元处的资源网格进行线性插值，获得DMRS符号上非DMRS资源单元处的第四信道增益；
第一确定单元16，用于基于所估计出的CTO，根据所述第四信道增益重新确定整个DMRS符号上存在CTO时的第五信道增益；
第二滤波单元17，用于采用所估计出的时域相关性，基于线性最小均方误差算法获得p阶的时域滤波系数，并对所述第五信道增益进行时域滤波，获得DMRS符号处滤波后的第六信道增益；
第二确定单元18，用于采用所估计出的CFO对非DMRS符号上的信道增益进行CFO的重新建模，获得整个时频网格上的等效信道增益。
本发明实施例提供的多波束接收下的时频偏差估计装置，能够基于不同TRS估计出来的大尺度参数，在频域对解调参考信号估计的信道进行等效变换，获得整个时频网格的信道估计值，提高接收机的接收性能。
可选地，所述第一补偿单元13，用于按照如下公式确定没有CTO的第二弱信道增益：
Figure BDA0001464225180000121
Figure BDA0001464225180000131
其中，k为频域上子载波的位置，Δn1和Δn2为所估计出的CTO，N为FFT大小，h″11(k，l)和h″12(k，l)为第一弱信道增益。
可选地，所述插值单元15，用于按照如下公式确定DMRS符号上非DMRS资源单元处的第四信道增益：
Figure BDA0001464225180000132
Figure BDA0001464225180000133
其中，α和β为插值系数，ki和ki+1为频域相邻两个DMRS资源单元位置，
Figure BDA0001464225180000134
和
Figure BDA0001464225180000135
为第三信道增益。
可选地，所述第一确定单元16，用于按照如下公式重新确定整个DMRS符号上存在CTO时的第五信道增益：
Figure BDA0001464225180000136
Figure BDA0001464225180000137
其中，k为频域上子载波的位置，Δn1和Δn2为所估计出的CTO，N为FFT大小，
Figure BDA0001464225180000138
和
Figure BDA0001464225180000139
为第四信道增益。
可选地，所述第二确定单元18，用于按照如下公式重新建模非DMRS符号上的信道增益：
Figure BDA00014642251800001310
Figure BDA00014642251800001311
其中，
Figure BDA0001464225180000141
和
Figure BDA0001464225180000142
为DMRS符号上相邻DMRS资源单元处信道增益的线性插值，k为频域上子载波的位置，δ＝Δf/fs，Δf为CFO，fs为子载波间隔，fs＝2μ·15[kHZ]，μ为子载波间隔配置参数，Q为两个相邻DMRS符号之间非DMRS符号相对于参考DMRS符号的距离，单位为Ts＝1/(N·fs)，其中N为FFT大小；
则整个时频网格上的等效信道增益为：
Figure BDA0001464225180000143
本实施例的装置，可以用于执行上述方法实施例的技术方案，其实现原理和技术效果类似，此处不再赘述。
本发明实施例还提供一种用户设备，所述用户设备包括上述多波束接收下的时频偏差估计装置。
本领域普通技术人员可以理解实现上述实施例方法中的全部或部分流程，是可以通过计算机程序来指令相关的硬件来完成，所述的程序可存储于一计算机可读取存储介质中，该程序在执行时，可包括如上述各方法的实施例的流程。其中，所述的存储介质可为磁碟、光盘、只读存储记忆体(Read-Only Memory，ROM)或随机存储记忆体(Random AccessMemory，RAM)等。
以上所述，仅为本发明的具体实施方式，但本发明的保护范围并不局限于此，任何熟悉本技术领域的技术人员在本发明揭露的技术范围内，可轻易想到的变化或替换，都应涵盖在本发明的保护范围之内。因此，本发明的保护范围应该以权利要求的保护范围为准。

Claims (11)

1.一种多波束接收下的时频偏差估计方法，其特征在于，包括：
基于不同类型的跟踪参考信号TRS分别估计出不同波束对应的载波定时偏差CTO、载波频率偏差CFO、频域相关性和时域相关性；
基于解调参考信号DMRS估计出当前DMRS资源单元处的第一弱信道增益；
采用所估计出的CTO对所述第一弱信道增益进行CTO补偿，并获得没有CTO的第二弱信道增益；
采用所估计出的频域相关性，基于线性最小均方误差算法获得q阶的频域滤波系数，并对所述第二弱信道增益进行频域滤波，获得DMRS资源单元处滤波后的第三信道增益；
采用所述第三信道增益，在频域对非DMRS资源单元处的资源网格进行线性插值，获得DMRS符号上非DMRS资源单元处的第四信道增益；
基于所估计出的CTO，根据所述第四信道增益重新确定整个DMRS符号上存在CTO时的第五信道增益；
采用所估计出的时域相关性，基于线性最小均方误差算法获得p阶的时域滤波系数，并对所述第五信道增益进行时域滤波，获得DMRS符号处滤波后的第六信道增益；
采用所估计出的CFO对非DMRS符号上的信道增益进行CFO的重新建模，获得整个时频网格上的等效信道增益。
2.根据权利要求1所述的方法，其特征在于，所述采用所估计出的CTO对所述第一弱信道增益进行CTO补偿，并获得没有CTO的第二弱信道增益包括：按照如下公式确定没有CTO的第二弱信道增益：
Figure FDA0002449571160000021
Figure FDA0002449571160000022
其中，k为频域上子载波的位置，l为时域OFDM符号索引，Δn1和Δn2为所估计出的CTO，N为FFT大小，h″11(k，l)和h″12(k，l)为第一弱信道增益。
3.根据权利要求1所述的方法，其特征在于，所述采用所述第三信道增益，在频域对非DMRS资源单元处的资源网格进行线性插值，获得DMRS符号上非DMRS资源单元处的第四信道增益包括：按照如下公式确定DMRS符号上非DMRS资源单元处的第四信道增益：
Figure FDA0002449571160000023
Figure FDA0002449571160000024
其中，l为时域OFDM符号索引，α和β为插值系数，ki和ki+1为频域相邻两个DMRS资源单元位置，
Figure FDA0002449571160000025
和
Figure FDA0002449571160000026
为第三信道增益。
4.根据权利要求1所述的方法，其特征在于，所述基于所估计出的CTO，根据所述第四信道增益重新确定整个DMRS符号上存在CTO时的第五信道增益包括：按照如下公式重新确定整个DMRS符号上存在CTO时的第五信道增益：
Figure FDA0002449571160000027
Figure FDA0002449571160000028
其中，k为频域上子载波的位置，l为时域OFDM符号索引，Δn1和Δn2为所估计出的CTO，N为FFT大小，
Figure FDA0002449571160000029
和
Figure FDA00024495711600000210
为第四信道增益。
5.根据权利要求1所述的方法，其特征在于，所述采用所估计出的CFO对非DMRS符号上的信道增益进行CFO的重新建模，获得整个时频网格上的等效信道增益包括：按照如下公式重新建模非DMRS符号上的信道增益：
Figure FDA0002449571160000031
Figure FDA0002449571160000032
其中，l为时域OFDM符号索引，
Figure FDA0002449571160000033
和
Figure FDA0002449571160000034
为DMRS符号上相邻DMRS资源单元处信道增益的线性插值，k为频域上子载波的位置，δ1＝Δf1/fs，δ2＝Δf2/fs，δ1和δ2分别为波束1和波束2下的归一化频率频移，Δf1和Δf2分别为波束1和波束2的CFO，fs为子载波间隔，fs＝2μ·15[kHZ]，μ为子载波间隔配置参数，Q为两个相邻DMRS符号之间非DMRS符号相对于参考DMRS符号的距离，单位为Ts＝1/(N·fs)，其中N为FFT大小；
则整个时频网格上的等效信道增益为：
Figure FDA0002449571160000035
6.一种多波束接收下的时频偏差估计装置，其特征在于，包括：
第一估计单元，用于基于不同类型的TRS分别估计出不同波束对应的CTO、差CFO、频域相关性和时域相关性；
第二估计单元，用于基于DMRS估计出当前DMRS资源单元处的第一弱信道增益；
第一补偿单元，用于采用所估计出的CTO对所述第一弱信道增益进行CTO补偿，并获得没有CTO的第二弱信道增益；
第一滤波单元，用于采用所估计出的频域相关性，基于线性最小均方误差算法获得q阶的频域滤波系数，并对所述第二弱信道增益进行频域滤波，获得DMRS资源单元处滤波后的第三信道增益；
插值单元，用于采用所述第三信道增益，在频域对非DMRS资源单元处的资源网格进行线性插值，获得DMRS符号上非DMRS资源单元处的第四信道增益；
第一确定单元，用于基于所估计出的CTO，根据所述第四信道增益重新确定整个DMRS符号上存在CTO时的第五信道增益；
第二滤波单元，用于采用所估计出的时域相关性，基于线性最小均方误差算法获得p阶的时域滤波系数，并对所述第五信道增益进行时域滤波，获得DMRS符号处滤波后的第六信道增益；
第二确定单元，用于采用所估计出的CFO对非DMRS符号上的信道增益进行CFO的重新建模，获得整个时频网格上的等效信道增益。
7.根据权利要求6所述的装置，其特征在于，所述第一补偿单元，用于按照如下公式确定没有CTO的第二弱信道增益：
Figure FDA0002449571160000041
Figure FDA0002449571160000042
其中，k为频域上子载波的位置，l为时域OFDM符号索引，Δn1和Δn2为所估计出的CTO，N为FFT大小，h″11(k，l)和h″12(k，l)为第一弱信道增益。
8.根据权利要求6所述的装置，其特征在于，所述插值单元，用于按照如下公式确定DMRS符号上非DMRS资源单元处的第四信道增益：
Figure FDA0002449571160000043
Figure FDA0002449571160000051
其中，l为时域OFDM符号索引，α和β为插值系数，ki和ki+1为频域相邻两个DMRS资源单元位置，
Figure FDA0002449571160000052
和
Figure FDA0002449571160000053
为第三信道增益。
9.根据权利要求6所述的装置，其特征在于，所述第一确定单元，用于按照如下公式重新确定整个DMRS符号上存在CTO时的第五信道增益：
Figure FDA0002449571160000054
Figure FDA0002449571160000055
其中，k为频域上子载波的位置，l为时域OFDM符号索引，Δn1和Δn2为所估计出的CTO，N为FFT大小，
Figure FDA0002449571160000056
和
Figure FDA0002449571160000057
为第四信道增益。
10.根据权利要求6所述的装置，其特征在于，所述第二确定单元，用于按照如下公式重新建模非DMRS符号上的信道增益：
Figure FDA0002449571160000058
Figure FDA0002449571160000059
其中，l为时域OFDM符号索引，
Figure FDA00024495711600000510
和
Figure FDA00024495711600000511
为DMRS符号上相邻DMRS资源单元处信道增益的线性插值，k为频域上子载波的位置，δ1＝Δf1/fs，δ2＝Δf2/fs，δ1和δ2分别为波束1和波束2下的归一化频率频移，Δf1和Δf2分别为波束1和波束2的CFO，fs为子载波间隔，fs＝2μ·15[kHZ]，μ为子载波间隔配置参数，Q为两个相邻DMRS符号之间非DMRS符号相对于参考DMRS符号的距离，单位为Ts＝1/(N·fs)，其中N为FFT大小；
则整个时频网格上的等效信道增益为：
Figure FDA0002449571160000061
11.一种用户设备，其特征在于，所述用户设备包括如权利要求6至10中任一项所述的多波束接收下的时频偏差估计装置。
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