KR101629680B1 - Lte 시스템의 하향링크 동기화 방법 - Google Patents

Lte 시스템의 하향링크 동기화 방법 Download PDF

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주정석
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한국외국어대학교 연구산학협력단
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Abstract

본 발명은, 초기 셀 탐색을 위한 LTE 시스템의 하향링크 동기화 방법에 있어서, PSS(Primary Synchronization Signal) 신호가 전송되는 대역 신호를 추출하는 단계; 및 대역 신호와 복수의 구간으로 분할된 기준 신호를 각 구간별로 상관값 연산하여 PSS(Primary Synchronization Signal) 신호를 검출하는 단계를 포함한다. 본 발명에 따르면, 기준 신호의 상관값 계산 구간 길이가 가장 짧은 상관값 결과를 이용하여 다른 구간의 상관값 연산을 수행하기 때문에 적은 연산량으로도 PSS 신호를 검출할 수 있는 이점이 있다.

Description

LTE 시스템의 하향링크 동기화 방법{DOWNLINK SYNCHRONIZATION METHOD FOR LTE SYSTEM}
본 발명은 LTE 시스템의 하향링크 동기화 방법에 관한 것으로, 넓은 주파수 오차 범위에서 적은 연산량으로 PSS(Primary Synchronization Signal) 신호를 검출할 수 있는 LTE 시스템의 하향링크 동기화 방법에 관한 것이다.
사용자 단말은 기지국으로부터 하향링크(downlink)를 통해 데이터 또는 다양한 제어 정보를 수신할 수 있다. 또한, 사용자 단말은 상향링크(uplink)를 통해 데이터 또는 다양한 정보를 기지국으로 전송할 수 있다. 이동통신 시스템에서 이와 같이 사용자 단말이 특정 기지국과 통신하기 위해서는 기지국과 시간 동기를 맞추는 과정이 필요하다.
한편, 통신방식으로 3GPP(3rd Generation Partnership Project) LTE(Long Term Evolution) 시스템은 3세대 이후의 이동통신 시스템 분야에서 핵심 기술 표준으로 자리를 잡아가고 있다. LTE 시스템의 하향링크는 OFDMA(orthogonal frequency division multiple access) 방식을 채택하고 있다. 또한, LTE 시스템의 각각의 셀은 cell-ID(cell identity)로 구별되어 있으며, cell-ID에 관한 정보는 하향링크 동기채널에 실려서 반복 전송된다. 사용자 단말은 전원이 꺼진 상태에서 다시 전원이 켜지거나, 기지국에 의해 서비스되는 지리적 영역인 셀에 새로이 진입한 경우, 기지국과 동기를 맞추기 위해서 제일 먼저 해당 셀의 cell-ID 정보를 탐색하게 되는데 이를 초기 셀 탐색(initial cell search)이라 한다.
초기 셀 탐색 시간을 줄이기 위하여 LTE 시스템의 하향링크 동기 신호는 PSS(Primarly Synchronization Signal) 신호와 SSS(Secondary Synchronization Signal) 신호로 나눠져 있다. 초기 셀 탐색은 미리 정해져 있는 3개의 신호 중 하나가 전송되는 PSS 신호를 먼저 찾은 다음 SSS 신호를 검출하게 된다.
PSS 검출 시는 초기 동기에 대한 정보가 전혀 없기 때문에 PSS 신호의 반복 주기인 5msec 구간 전체를 탐색해야 한다. PSS 검출은 단말기에 전원이 켜지면 최초로 수행되는 작업이므로 채널 왜곡 및 주파수 오차에 대한 부수적인 정보 없이 동작되어야 한다. 단말기에 사용되는 크리스탈 오실레이터는 최대 10 PPM 정도까지의 주파수 오차를 가질 수 있으므로, PSS 검출은 넓은 주파수 오차 범위에서도 안정적으로 동작할 수 있어야 한다.
도 1은 LTE 시스템에서 다운링크 신호의 송수신 과정을 설명하기 위한 도이다. 도 1에 도시된 바와 같이, 기지국이 5 서브프레임 주기로 동기신호(SS)를 전송하고 단말은 임의의 시점부터 기지국 신호를 수신하게 된다. 한편 LTE 시스템에서는 504개의 셀 아이디를 정의하여 서로 다른 기지국들이 서로 다른 셀 아이디를 통해 구분된다. 즉 단말은 수신한 기지국 신호가 504개의 서로 다른 셀 아이디 정보 중에서 어떤 셀 아이디의 기지국 신호인지와 찾은 셀 아이디의 동기신호(SS)의 위치를 찾아 기지국 신호와 동기를 맞춰야 한다.
일반적으로, 기지국 동기화 과정에서 단말은 가능한 모든 종류의 후보 동기신호(SS)를 생성한 후 수신된 기지국 신호와 후보 동기신호 간의 상관성(correlation)을 측정하여 상관성이 가장 큰 후보 동기신호를 찾아 셀 아이디를 찾고 상관성이 가장 큰 시간 위치를 찾아 동기 위치를 찾아낸다. 따라서 LTE 시스템에서 단말은 후보 동기신호와 수신한 기지국 신호와 504회의 서로 다른 상관성 연산을 수행하게 된다.
cell-ID 그룹은 다음과 같이 정의될 수 있다.
[수학식 1]
Figure 112014120668338-pat00001
위의 식에서
Figure 112014120668338-pat00002
은 cell-ID 그룹의 인덱스(
Figure 112014120668338-pat00003
{0,1,… 167})를 나타낸다.
Figure 112014120668338-pat00004
는 cell-ID 그룹 내의 3개의 cell-ID에 대한 인덱스를 나타낸다. (
Figure 112014120668338-pat00005
{0,1,2}) PSS 신호는
Figure 112014120668338-pat00006
값에 의해 정해지며, SSS 신호는
Figure 112014120668338-pat00007
값에 의해 정해진다.
따라서, LTE 시스템의 초기 셀 탐색은 PSS 신호를 검출하여
Figure 112014120668338-pat00008
값을 찾은 다음, SSS 신호를 검출하여
Figure 112014120668338-pat00009
값을 찾는 두 단계로 이루어진다. 이 과정을 통해 해당 셀의 cell-ID(
Figure 112014120668338-pat00010
)를 알아내면, P-BCH(Physical Broadcast Channel)을 통해 전송되는 시스템 관련 정보를 수신할 수 있게 된다.
초기 셀 탐색에 있어서 PSS를 이용한 하향링크 동기화 과정은 동기신호 위치를 찾기 위하여 다수의 수신신호들과 상관성 검사를 해야 한다. 이런 과정은 많은 연산과 시간 지연이 요구된다. 또한, 시간영역에서 부분 상관값을 계산하여 PSS를 검출할 경우, 주파수 오차에 따라서 검출 성능이 저하될 수 있는 문제점이 있다. 이와 관련 종래기술로 한국공개특허 제2009-0022385호(TDD 무선 통신 시스템에서 초기 동기화를 수행하는 방법 및 수신기)가 있다.
따라서 본 발명은 적은 연산량으로 PSS 신호를 검출할 수 있는 LTE 시스템의 하향링크 동기화 방법을 제공하고자 한다.
또한, 본 발명은 넓은 주파수 오차 범위에 대해서도 PSS 신호를 검출할 수 있는 LTE 시스템의 하향링크 동기화 방법을 제공하고자 한다.
상기 목적을 달성하기 위하여 본 발명은, 초기 셀 탐색을 위한 LTE 시스템의 하향링크 동기화 방법에 있어서, PSS(Primary Synchronization Signal) 신호가 전송되는 대역 신호를 추출하는 단계; 및 대역 신호와 복수의 구간으로 분할된 기준 신호를 각 구간별로 상관값 연산하여 PSS(Primary Synchronization Signal) 신호를 검출하는 단계를 포함하는 것을 특징으로 한다.
바람직하게, 대역 신호를 추출하는 단계는 기저대역의 수신신호를 샘플링하는 단계; 샘플링된 수신신호의 고주파 영역을 필터링하는 단계; 필터링된 수신신호를 다운 샘플링하여 대역신호를 추출하는 단계를 포함할 수 있다.
바람직하게, PSS(Primary Synchronization Signal) 신호를 검출하는 단계는, 대역 신호와 기준 신호와의 상관값이 최대값인 구간의 PSS 신호를 검출할 수 있다.
바람직하게, PSS(Primary Synchronization Signal) 신호를 검출하는 단계는, 기준 신호의 상관값 계산 구간 길이가 가장 짧은 상관값 결과를 이용하여 다른 구간의 상관값 연산을 수행할 수 있다.
바람직하게, PSS(Primary Synchronization Signal) 신호를 검출하는 단계는, 기준 신호의 구간별 상관값 연산을 수행하는 단계; 및 연산 수행 결과 복수의 상관값 중 최종 추정치를 선택하는 단계를 포함할 수 있다.
바람직하게, 최종 추정치를 선택하는 단계는, 구간별 상관값 연산 단계의 결과값이 서로 다를 경우, 임시 주파수 오차값으로 상기 대역 신호의 주파수 오차를 보상하고, 보상 이후 동기식 상관값 결과가 최대값인 구간의 PSS 신호를 검출할 수 있다.
본 발명에 따르면, 기준 신호의 상관값 계산 구간 길이가 가장 짧은 상관값 결과를 이용하여 다른 구간의 상관값 연산을 수행하기 때문에 적은 연산량으로도 PSS 신호를 검출할 수 있는 이점이 있다.
또한 본 발명은, 주파수 오차값을 설정하여 주파수 오차를 보상한 후 최종 추정치를 선택하기 때문에 넓은 주파수 오차 범위에 대해서도 효율적인 PSS 신호를 검출할 수 있는 이점이 있다.
도 1은 LTE 시스템에서 다운링크 신호의 송수신 과정을 나타낸 모습이다.
도 2는 LTE 시스템의 하향링크 프레임 구조를 나타낸 모습이다.
도 3은 본 발명의 실시 예에 따른 LTE 시스템의 하향링크 동기화 방법을 나타낸다.
도 4는 주파수 오차가 없는 AWGN 채널에서 부분 상관값 계산 구간의 개수(M)에 따른 PSS 검출 성능을 비교한 모습을 나타낸다.
도 5는 SNR이 ??4dB인 경우 주파수 오차에 따른 PSS 검출 성능을 비교한 모습을 나타낸다.
도 6은 본 실시 예의 최종 추정치 선택에 따른 PSS 신호의 검출 성능을 비교한 모습을 나타낸다.
이하, 첨부된 도면들에 기재된 내용들을 참조하여 본 발명을 상세히 설명한다. 다만, 본 발명이 예시적 실시 예들에 의해 제한되거나 한정되는 것은 아니다. 각 도면에 제시된 동일 참조부호는 실질적으로 동일한 기능을 수행하는 부재를 나타낸다.
도 2는 LTE 시스템의 하향링크 프레임 구조를 나타낸 모습이다. 도 2를 참조하면, FDD 방식의 LTE 시스템 하향링크에서는 10msec 길이의 프레임 단위로 전송이 이루어진다. 각각의 프레임은 20개의 슬롯(slot)으로 구성될 수 있다. 각각의 슬롯에는 7개의 OFDM 심볼이 포함될 수 있다.
하향링크 동기 신호는 PSS 신호와 SSS 신호로 나눠져 있다. 이 경우, PSS 신호는 매 프레임의 0번째 슬롯과 10번째 슬롯의 6번 OFDM 심볼에 실려 반복 전송된다. 따라서 PSS 신호의 전송 주기는 5msec가 된다. SSS 신호는 PSS 신호가 실린 OFDM 심볼의 바로 이전 심볼에 실려 전송된다.
PSS 신호는 다음과 같이
Figure 112014120668338-pat00011
값에 따라 주파수 영역 Zadoff-Chu 부호(frequency domain Zadoff-Chu sequence)로 정의되어 있다.
[수학식 2]
Figure 112014120668338-pat00012
Figure 112014120668338-pat00013
는 0, 1, 2의 값만을 가지며, 각각에 대해 Zadoff-Chu root 인덱스 u는 25, 29, 34의 값을 갖는다. 따라서 PSS 신호의 가능한 형태는 3가지가 되며, 해당 셀의 PSS 신호가 3가지 중 어느 것인지를 찾으면 해당 셀의
Figure 112014120668338-pat00014
값을 찾을 수 있다.
본 실시 예로 대역폭이 20 MHz이고, 샘플링 주파수가 30.72 MHz인 FDD 방식의 LTE 시스템을 고려하여 설명한다. 상기 조건의 LTE 시스템 하향링크에서는 부 반송파(sub-carrier) 간격이 15 KHz인 2048-point IFFT(N=2048)가 사용된다. LTE 시스템의 OFDM 심볼은 연속된 12개의 부 반송파를 하나의 블록으로 묶어 놓은 자원 블록을 기준으로 하여 생성된다.
PSS 신호는 매 프레임의 0번째와 10번째 슬롯의 마지막 OFDM 심볼에 실려 전송된다. 해당 OFDM 심볼의 중앙 6개의 자원 블록 내에 위치한 62개의 부 반송파는 [수학식 2]에서 정해진 신호 값이 실려 전송된다. 따라서 시간 영역에서 PSS 신호를 검출하기 위한 기준 신호는 다음과 같이 나타낼 수 있다.
[수학식 3]
Figure 112014120668338-pat00015
Figure 112014120668338-pat00016
{…}는 입력 벡터에 대한 2048-point IFFT 연산을 나타낸다.
Figure 112014120668338-pat00017
는 벡터에 대한 transpose 연산을 나타낸다. 0은 영 벡터(zero vector)이며, u는
Figure 112014120668338-pat00018
값에 따라 {25, 29, 34} 중 하나의 값을 갖는다.
PSS 신호가 전송되는 중앙 6개의 자원 블록 이외의 자원 블록은 다른 신호 전송을 위해 사용된다. 따라서, 시간 영역에서 PSS 신호를 검출하기 위해서는 우선 샘플링된 기저대역 수신신호에서 PSS 신호가 전송되는 대역 신호를 추출해야 한다. 추출된 신호를
Figure 112014120668338-pat00019
(도 3)라 할 경우,
Figure 112014120668338-pat00020
로부터 전송된 PSS 신호의 시작 시점과 u 값을 찾는 과정을 PSS 검출이라 한다.
도 3은 본 발명의 실시 예에 따른 LTE 시스템의 하향링크 동기화 방법을 나타낸다. 도 3을 참조하면, LTE 시스템의 하향링크 동기화 방법은 PSS 신호가 전송되는 대역 신호를 추출하는 단계(S10)와 PSS 신호를 검출하는 단계(S30)를 포함할 수 있다.
대역 신호를 추출하는 단계(S10)는, 기저대역의 수신신호를 샘플링하는 단계(S101); 샘플링된 수신신호의 고주파 영역을 필터링하는 단계(S103); 및 필터링된 수신신호를 다운샘플링하여 대역신호를 추출하는 단계(S105)를 포함할 수 있다.
본 실시 예로 (S101)단계에서 기저대역의 수신신호
Figure 112014120668338-pat00021
는 30.72 MHz로 샘플링될 수 있다. (S103)단계에서는 PSS 신호 대역만 통과시키는 저역통과필터(LPF)가 적용될 수 있다. 저역통과필터는 전체 2048개의 부 반송파 중 중앙의 64개의 부 반송파만을 통과시킬 수 있도록 대역폭이 1/32(=64/2048)인 조건으로 설계될 수 있다. PSS 신호는 중앙의 DC 성분 주변에 확보된 72개의 부 반송파 중 중앙의 62개 부 반송파에만 신호를 실어 보낸다. 따라서 중앙의 64개 부 반송파를 통과시키는 저역통과필터가 적용될 수 있다.
Figure 112014120668338-pat00022
는 필터링 결과로 출력되는 신호를 나타낸다.
(S105)단계는 PSS 신호 검출시 계산 복잡도를 줄이기 위하여
Figure 112014120668338-pat00023
의 다운샘플링 과정을 수행한다.
Figure 112014120668338-pat00024
는 다운샘플링 결과로 출력되는 신호를 나타낸다. 단말기에서는 초기 셀 탐색 과정이 완료되면 그 다음 단계로 P-BCH 검출을 통해 해당 셀의 시스템 관련 정보를 얻게 된다. 따라서 초기 셀 탐색에서 사용하는 샘플링 주파수와 P-BCH 검출에 사용하는 샘플링 주파수를 동일하게 유지할 필요가 있다.
P-BCH 신호는 중앙의 72개의 부 반송파에 실려 전송되므로 P-BCH 검출을 위한 FFT의 최소 크기는 128이 된다. 이에 근거하여 초기 셀 탐색시 사용할 다운 샘플링율은 1/16(=128/2048)이 될 수 있다. 즉, PSS 검출에 사용되는
Figure 112014120668338-pat00025
신호의 샘플링 주파수는 1.92 MHz(=30.72 MHz/16)가 될 수 있다.
PSS 신호를 검출하는 단계(S30)는 기준 신호의 구간별 상관값 연산을 수행하는 단계(S301); 및 연산 수행 결과 복수의 상관값 중 최종 추정치를 선택하는 단계(S303)를 포함할 수 있다.
(S301)단계는 기준 신호를 동일 크기의 여러 개의 구간으로 나눠 각 구간에 대해 수신 신호와의 부분 상관값을 계산하게 된다. 시간영역에서 상관값 기반의 검출 방식은, PSS 신호가 위상변화 없이 AWGN(Additive White Gaussian Noise) 채널을 거쳐 수신되는 환경에서 [수학식 3]의 기준 신호 전체와 수신 신호와의 동기식 상관값이 최대가 되는 곳을 찾으면 최적의 PSS 검출 성능을 얻을 수 있다.
다만, 주파수 오차가 커지면 동기식 상관값을 계산하는 구간 동안에 수신된 PSS 신호의 위상 변화가 심해지게 된다. 이 경우, 검출 성능이 급격히 저하되는 단점이 있다. 이와 같은 주파수 오차에 대한 영향을 줄이기 위해서 (S301)단계는 기준 신호 전체와 수신 신호와의 동기식 상관값을 계산하는 대신 기준 신호를 동일 크기의 구간으로 분할하고, 분할된 각 구간에 대해 수신 신호와의 부분 상관값을 계산하게 된다.
본 실시 예에서는 1/16로 다운샘플링된 신호
Figure 112014120668338-pat00026
를 대상으로 PSS 신호를 검출한다. 따라서 PSS 신호 검출을 휘한 기준 신호는 2048-point IFFT가 아닌 128-point IFFT를 거친 시간 영역의 신호가 되어야 한다. 이를 수학식으로 표현하면 다음과 같다.
[수학식 4]
Figure 112014120668338-pat00027
Figure 112014120668338-pat00028
{…}는 입력 벡터에 대한 128-point IFFT 연산을 나타낸다.
Figure 112014120668338-pat00029
는 벡터에 대한 transpose 연산을 나타낸다. 0은 영 벡터(zero vector)이며, u는
Figure 112014120668338-pat00030
값에 따라 {25, 29, 34} 중 하나의 값을 갖는다.
위의 조건에 따라 (S103)단계에서 부분 상관값을 계산하는 과정을 수학식으로 표현하면 다음과 같다.
[수학식 5]
Figure 112014120668338-pat00031
M은 기준신호가 분할된 구간의 개수를 나타내며, 이는 부분 상관값 계산 구간의 개수를 나타낸다.
Figure 112014120668338-pat00032
은 부분 상관값 계산 구간의 길이를 나타낸다. 본 실시 예에서 M과
Figure 112014120668338-pat00033
의 관계는
Figure 112014120668338-pat00034
로 표현할 수 있다. u는 Zadoff-Chu root 인덱스 값을 나타낸다.
Figure 112014120668338-pat00035
는 PSS 신호의 시작 시점을 나타낸다. (S301)단계는 Zadoff-Chu root의 인덱스 값 u와 PSS 신호의 시작 시점
Figure 112014120668338-pat00036
를 검출할 수 있다.
(S301)단계는 PSS 신호가 위상변화 없이 AWGN(Additive White Gaussian Noise) 채널을 거쳐 수신되는 환경에서 기준 신호 전체와 수신 신호와의 동기식 상관값이 최대가 되는 구간의 PSS 신호를 검출할 수 있다.
주파수 오차가 발생하는 상황에서는 따라 최적의 성능을 보이는 M 값이 달라지게 된다. 도 4는 주파수 오차가 없는 AWGN 채널에서 부분 상관값 계산 구간의 개수(M)에 따른 PSS 검출 성능을 비교한 모습을 나타낸다. 본 실시 예에서, (M,
Figure 112014120668338-pat00037
) 값으로는 (1, 128), (2, 64), (4, 32), (8,16)의 4가지 경우를 고려하였다. 주파수 오차가 없으므로 전체 구간에 대해 동기식 상관값을 계산하는 경우 (M=1)의 검출 성능이 가장 우수했다. 도 4를 참조하면 주파수 오차가 없는 환경에서는, 부분 상관값 기반의 검출 방식의 경우, 기준 신호를 작은 구간으로 많이 나눌수록(M의 값이 커질수록) 검출 성능이 저하되는 것을 확인할 수 있다.
도 5는 SNR을 -4dB로 고정하고 주파수 오차에 따른 PSS 검출 성능을 비교한 모습을 나타낸다. 도 5를 참조하면, 부분 상관값 기반의 검출 방식은 기준 신호를 작은 구간으로 많이 나눌수록 주파수 오차가 작은 환경에서의 검출 성능은 떨어지지만, 주파수 오차가 증가함에 따른 검출 성능의 강인성(robustness)은 좋아지는 trade-off 특성을 갖는다. 따라서, 주파수 오차가 작을 때는 M의 값을 작게 해야 검출 성능을 높일 수 있다. 주파수 오차가 커질 경우는 M의 값을 크게 해야 검출 성능을 높일 수 있다.
주파수 오차에 따라 M의 값을 조절할 경우, 넓은 범위의 주파수 오차에 대하여 우수한 검출 성능을 유지할 수 있다. 본 실시 예에 따른 PSS 신호를 검출하는 단계(S30)는 M=1, 2, 4인 경우를 예시로 하여 PSS 신호를 검출하고, 주어진 환경에 따라 3가지 경우의 결과값 중 하나를 적절히 선택하는 최종 추정치 선택(S303)단계를 통해 넓은 주파수 오차 범위에 대해서도 PSS 신호를 효율적으로 검출할 수 있다.
(S301)단계는 기준 신호의 상관값 계산 구간 길이가 가장 짧은 상관값 결과를 이용하여 다른 구간의 상관값 연산을 수행할 수 있다. 이는 M= 1, 2, 4의 3가지 경우를 모두 포함함에 따른 연산량 증가를 최소화하기 위함이다. 즉, 부분 상관값 계산 구간의 길이인
Figure 112014120668338-pat00038
가 가장 짧은 경우에 계산된 부분 상관값을 부분 상관값 계산 구간의 길이가 긴 경우에 다시 활용하여 연산량 증가를 최소화할 수 있다.
M=4인 경우(
Figure 112014120668338-pat00039
=32)의 상관값은 [수학식 5]에 의해서 다음과 같이 표현할 수 있다.
Figure 112014120668338-pat00040
구간별 부분 상관값(
Figure 112014120668338-pat00041
, m=0,1,2,3)을 구한 후, 이들의 제곱의 합을 계산한다. 이 때 계산된 구간별 부분 상관값들을 이용하면 M=2인 경우(
Figure 112014120668338-pat00042
=128)에 대한 상관값도 아래와 같이 쉽게 얻을 수 있다.
Figure 112014120668338-pat00043
M=4인 경우 필요한 연산량(복소수 덧셈 127번과 복소수 곱셈 132번)에 단시 복소수 덧셈 6번과 복소수 곱셈 3번만 추가하면 M=1, 2, 4의 3가지 경우에 이를 이용하여 손쉽게 계산이 가능하다. 따라서, PSS 검출에서 대부분의 계산량을 차지하는 상관값 계산 과정에 약간의 연산만을 추가하여 M= 1, 2, 4의 3가지 경우를 모두 포함할 수 있다. (덧셈과 곱셈의 복잡도를 같다고 가정하면 약 3.5%의 연산량 증가)
M=1, 2, 4를 모두 포함할 경우, 이들 결과값 중에서 하나를 어떤 기준에 따라 선택하는지가 중요하다. M=1, 2, 4의 각 경우에 해당되는 PSS 검출 결과값 중 하나를 선택하는 작업을 최종 추정치 선택(S303)이라 한다.
최종 추정치를 선택하는 단계(S303)는 M=1, 2, 4의 각각의 경우에 해당되는 PSS 검출 결과값을
Figure 112014120668338-pat00044
라 할 경우, 다음과 같은 알고리즘으로 수행될 수 있다.
Figure 112014120668338-pat00045
위의 알고리즘을 설명하면, M= 1, 2, 4의 3가지 경우에 대한 PSS 검출 결과가 동일할 경우 이 값을 최종 추정치로 판정한다. 물론 이와 같은 경우는 주파수 오차가 상대적으로 작은 환경에서 주로 일어난다. 예로, 도 5에서 5 KHz이내의 주파수 오차에 대해서는 M=1, 2, 4의 검출 확률이 모두 60% 이상이므로, 많은 경우에
Figure 112014120668338-pat00046
가 된다.
M= 1, 2, 4의 검출 결과값들이 서로 다를 경우는 이들 결과값 중에서 하나를 적절히 선택해야 한다. 본 실시 예로 최종 추정치를 선택하는 단계(S303)는 구간별 상관값 연산 단계의 결과값이 서로 다를 경우, 임시 주파수 오차값을 설정할 수 있다. 이후, 임시 주파수 오차값으로 수신 신호의 주파수 오차를 보상할 수 있다. 이후, 동기식 상관값을 계산하고, 계산된 값들 중 최대값에 해당되는 검출 결과값을 최종 추정치로 선택할 수 있다.
알고리즘의
Figure 112014120668338-pat00047
는 임시 주파수 오차값들의 집합을 나타낸다.
Figure 112014120668338-pat00048
는
Figure 112014120668338-pat00049
의 샘플링 주기를 나타낸다. (
Figure 112014120668338-pat00050
=1/1.92 MHz) 도 5에서 알 수 있듯이 주파수 오차가 5 KHz 정도까지는 동기식 상관값을 사용하는 경우(M=1)가 가장 우수한 성능을 보인다. 따라서 [-15 KHz ~ 15 KHz]범위의 주파수 오차에서 보정된 신호의 잔여 주파수 오차는 최소값이 5KHz 이내가 되도록 임시 주파수 오차값들을 설정해야 한다. 이 경우, 임시 주파수 오차값들의 집합
Figure 112014120668338-pat00051
는 {-10 KHz, 0 Hz, 10 KHz}로 설정될 수 있다.
Figure 112014120668338-pat00052
= {-14 KHz, -7 KHz, 0 Hz, 7 KHz, 14 KHz}로 설정하면 [-17.5 KHz ~ 17.5 KHz] 범위의 주파수 오차에서 보정된 신호의 잔여 주파수 오차는 최소값이 3.5 KHz 이내가 되게 할 수 있다.
도 6은 본 실시 예의 최종 추정치 선택에 따른 PSS 신호의 검출 성능을 비교한 모습을 나타낸다. 도 6을 참조하면
Figure 112014120668338-pat00053
가 {-10 KHz, 0 Hz, 10 KHz}로 설정된 경우와
Figure 112014120668338-pat00054
가 {-14 KHz, -7 KHz, 0 Hz, 7 KHz, 14 KHz}로 설정된 경우의 검출 성능을 비교할 수 있다. 결과 그래프 중 'proposed (ideal selection)'은 {
Figure 112014120668338-pat00055
} 중 하나라도 옳은 값이 있으면 항상 그 값을 최종 추정치로 선택하는 경우에 대한 검출 성능을 나타낸다. 즉 M= 1, 2, 4를 동시에 사용함으로써 얻을 수 있는 최적의 검출 성능을 나타낸다.
도 6으로부터 알 수 있듯이, 본 실시 예는 3개 또는 5개의 임시 주파수 오차값 만을 고려해도 15 KHz 이내의 주파수 오차에 대해서는 최적의 검출 성능과 거의 유사한 성능을 나타낸다. 즉, (S303)단계에 의할 때 주파수 오차가 작을 때는 M 값이 작은 경우의 결과값을 선택하게 하여 검출 성능을 높일 수 있다. 또한, 주파수 오차가 클 때는 M 값이 큰 경우의 결과값을 선택하게 하여 검출 성능의 급격한 저하를 방지할 수 있다.
이상에서 대표적인 실시예를 통하여 본 발명을 상세하게 설명하였으나, 본 발명이 속하는 기술 분야에서 통상의 지식을 가진 자는 상술한 실시예에 대하여 본 발명의 범주에서 벗어나지 않는 한도 내에서 다양한 변형이 가능함을 이해할 것이다. 그러므로 본 발명의 권리 범위는 설명한 실시예에 국한되어 정해져서는 안 되며, 후술하는 특허청구범위뿐만 아니라 특허청구범위와 균등 개념으로부터 도출되는 모든 변경 또는 변형된 형태에 의하여 정해져야 한다.
S10: 대역 신호를 추출하는 단계(S10)
S101: 기저대역의 수신신호를 샘플링하는 단계
S103: 샘플링된 수신신호의 고주파 영역을 필터링하는 단계
S105: 필터링된 수신신호의 다운샘플링 단계
S30: PSS 신호를 검출하는 단계
S301: 구간별 상관값 연산 단계
S303: 최종 추정치 선택 단계

Claims (6)

  1. 초기 셀 탐색을 위한 LTE 시스템의 하향링크 동기화 방법에 있어서,
    (a) PSS(Primary Synchronization Signal) 신호가 전송되는 대역 신호를 추출하는 단계; 및
    (b) 상기 대역 신호와 복수의 구간으로 분할된 기준 신호를 각 구간별로 상관값 연산하여 PSS(Primary Synchronization Signal) 신호를 검출하는 단계를 포함하며,
    상기 제 (b) 단계는 상기 기준 신호의 상관값 계산 구간 길이가 가장 짧은 상관값 결과를 이용하여 다른 구간의 상관값 연산을 수행하며,
    임시 주파수 오차값들을 설정하여 주파수 오차를 보상한 후 기준신호가 분할된 구간의 개수 M의 각 경우에 해당하는 PSS검출 결과값 중 하나를 선택하는 최종 추정치 선택시, 상기 기준신호가 분할된 구간의 개수인 M값을 동시에 사용하여 PSS신호를 검출하되, 주파수 오차가 평균보다 작을 때는 상기 M값이 작은 경우의 결과값을 선택하게 하는 제1 단계; 및 상기 제1 단계의 주파수 오차보다 클 때는 상기 M값이 상기 제1 단계의 M값보다 큰 경우의 결과값을 선택하게 하는 제2 단계;를 포함하는 것을 특징으로 하는 LTE 시스템의 하향링크 동기화 방법.
  2. 제 1 항에 있어서,
    상기 대역 신호를 추출하는 단계는,
    기저대역의 수신신호를 샘플링하는 단계;
    상기 샘플링된 수신신호의 고주파 영역을 필터링하는 단계; 및
    상기 필터링된 수신신호를 다운샘플링하여 대역신호를 추출하는 단계를 포함하는 것을 특징으로 하는 LTE 시스템의 하향링크 동기화 방법.
  3. 제 1 항에 있어서,
    상기 PSS(Primary Synchronization Signal) 신호를 검출하는 단계는,
    상기 대역 신호와 상기 기준 신호와의 상관값이 최대값인 구간의 PSS 신호를 검출하는 것을 특징으로 하는 LTE 시스템의 하향링크 동기화 방법.
  4. 삭제
  5. 제 1 항에 있어서,
    PSS(Primary Synchronization Signal) 신호를 검출하는 단계는,
    상기 기준 신호의 구간별 상관값 연산을 수행하는 단계; 및
    연산 수행 결과 복수의 상관값 중 최종 추정치를 선택하는 단계를 포함하는 것을 특징으로 하는 LTE 시스템의 하향링크 동기화 방법.
  6. 제 5 항에 있어서,
    상기 최종 추정치를 선택하는 단계는,
    상기 구간별 상관값 연산 단계의 결과값이 서로 다를 경우,
    임시 주파수 오차값을 설정하여 상기 대역 신호의 주파수 오차를 보상하고, 보상 이후 동기식 상관값 결과가 최대값인 구간의 PSS 신호를 검출하는 것을 특징으로 하는 LTE 시스템의 하향링크 동기화 방법.
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