CN116299577B - 一种应用于北斗三号基带芯片的窄带抗干扰装置及方法 - Google Patents
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Abstract
本发明属于通信基带技术领域，特别涉及一种应用于北斗三号基带芯片的窄带抗干扰装置及方法，所述窄带抗干扰装置包括有互补窗函数生成器、窗函数滤波器、流水傅里叶变换器、门限比较器、自适应滤波器、功率检波器、低通滤波器、信号合成器、流水傅里叶逆变器和数字重量化器等。本发明所述抗干扰装置由互补窗函数生成器、窗函数滤波器、流水傅里叶变换器、门限比较器、自适应滤波器、功率检波器、低通滤波器、信号合成器、流水傅里叶逆变器和数字重量化器构成，其能够实现卫星导航输入卫星导航信号的干扰抑制功能，从而实现卫星导航接收机的抗干扰能力，同时，能够实现高于65dB的带内干扰和带外干扰抑制能力。
Description
技术领域
本发明属于通信基带技术领域，特别涉及一种应用于北斗三号基带芯片的窄带抗干扰装置及方法。
背景技术
随着卫星通信产业的不断发展，卫星通信核心模组中的基带技术，已经成为产业的关键核心技术，全世界都在为卫星无线通信领域基带技术找寻新的突破，尤其是基带处理中的抗带内窄带干扰算法；传统抗干扰方法（如图2所示）采用将数据流转为数据包，然后对数据进行分包处理，待抗干扰处理完成后，再将数据包转为数据流的方式实现；由于数据流转为数据包需要大量的数据缓存，增加了信号处理的步骤，因此需要更高倍的时钟才能完成一系干扰抑制的处理，从而导致抗干扰处理的功耗大大提高，因此亟需研发一种能够降低抗干扰处理功耗的应用于北斗三号基带芯片的窄带抗干扰装置及方法。
发明内容
（一）要解决的技术问题
为了克服现有技术中由于数据流转为数据包需要大量的数据缓存，增加了信号处理的步骤，因此需要更高倍的时钟才能完成一系干扰抑制的处理，从而导致抗干扰处理的功耗大大提高的问题，本发明提供一种能够降低抗干扰处理功耗的应用于北斗三号基带芯片的窄带抗干扰装置及方法。
（二）技术方案
本发明通过如下技术方案实现：本发明提出了一种应用于北斗三号基带芯片的窄带抗干扰装置，所述窄带抗干扰装置包括有互补窗函数生成器、窗函数滤波器、流水傅里叶变换器、门限比较器、自适应滤波器、功率检波器、低通滤波器、信号合成器、流水傅里叶逆变器和数字重量化器；
窗函数滤波器设有两个，互补窗函数生成器与两个窗函数滤波器连接，
两个窗函数滤波器分成两支分组，每个窗函数滤波器分别顺序连接有流水傅里叶变换器、门限比较器、自适应滤波器；
两个自适应滤波器经信号合成器合成一支后顺序连接有流水傅里叶逆变器和数字重量化器；
低通滤波器均与两个窗函数滤波器顺序连接的门限比较器连接；
其中一支分组窗函数滤波器顺序连接的自适应滤波器与功率检波器连接，功率检波器与低通滤波器连接；
两个窗函数滤波器互为不同。
本发明还提供一种应用于北斗三号基带芯片的窄带抗干扰方法，基于上述装置实现，所述方法具体步骤如下：
S1 ：卫星导航输入信号输入，采样时钟对其进行采样为输入原始信号采样；
S2 ：输入原始信号采样进入两个窗函数滤波器对其进行同步处理，而在这过程中，互补窗函数生成器对两个窗函数滤波器生成幅度互为互补的互补窗函数，即为两支分组；
S3：互补窗函数由流水傅里叶变换器进行正变换；
S4：两支分组的互补窗函数正变换后的窗函数进入门限比较器、自适应滤波器进行处理；
其中，一支分组的窗函数会经过功率检波器、低通滤波器处理，从而计算出理想的比较门限，应用于两个支分组的门限比较器进行门限比较；
另一支分组的窗函数用于最后信号合成器合成信号的补偿；
S5 ：经过S4步骤处理后的两支分组窗函数由信号合成器处理，得到合成信号，接着再利用流水傅里叶逆变器进行逆变换，得到输出信号；
S6 ：输出信号由数字重量化器进行数字重量化，即将输出信号功率值调整到与输入信号接近，得到抗干扰信号。
作为优选地，所述S4步骤中：一支分组的窗函数由门限比较器、自适应滤波器、功率检波器、低通滤波器组合实现动态门限调整：
所述调整方法步骤如下：
① 设置初始默认门限值；
② 门限比较器将输入的频谱与设置的门限进行比较，输出与预期门限的差值；
③ 自适应滤波器根据门限比较器的输出，将超过门限预期位置的频谱信号直接置零，实现该点频谱的抑制；
④ 低通滤波器将功率检波器输出的功率信号进行平滑，从而输出新的门限值用于下一轮比较；
⑤ 重复以上②~④步骤，最终门限收敛到目标值。
作为优选地，所述S2步骤中两个互补的窗函数对数据进行两支分组，其中一路窗函数假设为X（n）（n=0,1,2，......,255）可以选择汉明窗、海宁窗等常用窗函数，最大幅度值假设为A，则另一个互补的窗函数则选择为Y（n）=A-X(n)作为补偿窗函数；其中上支路的窗函数具备断点归零的特点，可以有效防止傅里叶变换后的频谱泄露，从而更好的实现门限计算。
作为优选地，流水傅里叶变化器变换和流水傅里叶逆变器逆变换均为学术上通用的变换公式，公式如下：
流水傅里叶变化器变换：F(u) = ∫f(x)e^(-2 πixu) dx；
流水傅里叶逆变器逆变换：F(x) = (1/2π) ∫ F(u)e^ (2πixu) du。
（三）有益效果
本发明相对于现有技术，具有以下有益效果：
本发明所述抗干扰装置由互补窗函数生成器、窗函数滤波器、流水傅里叶变换器、门限比较器、自适应滤波器、功率检波器、低通滤波器、信号合成器、流水傅里叶逆变器和数字重量化器构成，其能够实现卫星导航输入卫星导航信号的干扰抑制功能，从而实现卫星导航接收机的抗干扰能力，同时，能够实现高于65dB的带内干扰和带外干扰抑制能力。
附图说明
通过阅读参照以下附图对非限制性实施例所作的详细描述，本发明的其它特征、目的和优点将会变得更明显：
图1为本发明的实现框图。
图2为传统抗干扰方法的实现框图。
图3为本发明实施例中ADC采样数据频谱示意图。
图4为本发明实施例中两路信号合成后进行傅里叶逆变换器变换，得到最终抑制完干扰的信号对应的频谱示意图。
具体实施方式
本技术方案中：
为了使本发明的目的、技术方案及优点更加清楚明白，以下结合附图及实施例，对本发明进行进一步详细说明。应当理解，此处所描述的具体实施例仅仅用以解释本发明，并不用于限定本发明。
参照图1-图2所示；
所述窄带抗干扰装置包括有互补窗函数生成器、窗函数滤波器、流水傅里叶变换器、门限比较器、自适应滤波器、功率检波器、低通滤波器、信号合成器、流水傅里叶逆变器和数字重量化器；
窗函数滤波器设有两个，互补窗函数生成器与两个窗函数滤波器连接，
两个窗函数滤波器分成两支分组，每个窗函数滤波器分别顺序连接有流水傅里叶变换器、门限比较器、自适应滤波器；
两个自适应滤波器经信号合成器合成一支后顺序连接有流水傅里叶逆变器和数字重量化器；
低通滤波器均与两个窗函数滤波器顺序连接的门限比较器连接；
其中一支分组窗函数滤波器顺序连接的自适应滤波器与功率检波器连接，功率检波器与低通滤波器连接；
两个窗函数滤波器互为不同。
本发明所述抗干扰装置由互补窗函数生成器、窗函数滤波器、流水傅里叶变换器、门限比较器、自适应滤波器、功率检波器、低通滤波器、信号合成器、流水傅里叶逆变器和数字重量化器构成，其能够实现卫星导航输入卫星导航信号的干扰抑制功能，从而实现卫星导航接收机的抗干扰能力，同时，能够实现高于65dB的带内干扰和带外干扰抑制能力；两个窗函数滤波器和互补窗函数生成器的构成，能够使用两个不同且幅度互补的窗函数生成器作为流水傅里叶变换器变换前的窗函数，可以实现数字信号按照时钟节拍流水线处理；对比传统干扰抑制方法采用两个相同的窗函数分别对当前信号和延时信号进行处理后再进行叠加，则需要将输入信息流转为信息包进行处理；采用流水线的流水傅里叶变换器，可以实现整个干扰抑制过程使用通频率时钟，大大降低抗干扰的处理功耗；传统的方法主要采用将数据流转为数据包，然后对时钟进行倍频处理后，用更高倍频的时钟处理抗干扰算法，该方法的由于需要数倍的时钟主频，因此功耗极大；采用门限比较器、自适应滤波器、功率检波器、低通滤波器形成干扰信号抑制的闭环控制系统，实现较好的自适应信号抑制能力；两个信号分支采用相同的时间的数据段进行处理，可以先进行信号合成再进行傅里叶逆变换，与传统方法（两个分支分别进行傅里叶逆变换再叠加）相比省一个傅里叶逆变器；对输出信号进行数字重量化，从而避免了传统方法在对干扰信号抑制之后，由于信号总输出功率减少而影响后面接收机的处理；
本发明还提供一种应用于北斗三号基带芯片的窄带抗干扰方法，基于上述装置实现，所述方法具体步骤如下：
S1 ：卫星导航输入信号输入，采样时钟对其进行采样为输入原始信号采样；
S2 ：输入原始信号采样进入两个窗函数滤波器对其进行同步处理，而在这过程中，互补窗函数生成器对两个窗函数滤波器生成幅度互为互补的互补窗函数，即为两支分组；
S3：互补窗函数由流水傅里叶变换器进行正变换；
S4：两支分组的互补窗函数正变换后的窗函数分别进入流水傅里叶变换器、门限比较器、自适应滤波器进行处理；
其中，一支分组的窗函数会经过功率检波器、低通滤波器处理，从而计算出理想的比较门限，应用于两个支分组的门限比较器进行门限比较；
另一支分组的窗函数用于最后信号合成器合成信号的补偿；
S5 ：经过S4步骤处理后的两支分组窗函数由信号合成器处理，得到合成信号，接着再利用流水傅里叶逆变器进行逆变换，得到输出信号；
S6 ：输出信号由数字重量化器进行数字重量化，即将输出信号功率值调整到与输入信号接近，得到抗干扰信号。
其中，所述S4步骤中：一支分组的窗函数由门限比较器、自适应滤波器、功率检波器、低通滤波器组合实现动态门限调整：
所述调整方法步骤如下：
① 设置初始默认门限值；
② 门限比较器将输入的频谱与设置的门限进行比较，输出与预期门限的差值；
③ 自适应滤波器根据门限比较器的输出，将超过门限预期位置的频谱信号直接置零，实现该点频谱的抑制；
④ 低通滤波器将功率检波器输出的功率信号进行平滑，从而输出新的门限值用于下一轮比较；
⑤ 重复以上②~④步骤，最终门限收敛到目标值。
其中，所述S2步骤中两个互补的窗函数对数据进行两支分组，其中一路窗函数假设为X（n）（n=0,1,2，......,255）可以选择汉明窗、海宁窗等常用窗函数，最大幅度值假设为A，则另一个互补的窗函数则选择为Y（n）=A-X(n)作为补偿窗函数；其中上支路的窗函数具备断点归零的特点，可以有效防止傅里叶变换后的频谱泄露，从而更好的实现门限计算。
其中，流水傅里叶变化器变换和流水傅里叶逆变器逆变换均为学术上通用的变换公式，公式如下：
流水傅里叶变化器变换：F(u) = ∫f(x)e^(-2 πixu) dx；
流水傅里叶逆变器逆变换：F(x) = (1/2π) ∫ F(u)e^ (2πixu) du。
本发明对两个支路信号进行同步处理，同时采用流水傅里叶变换和流水傅里叶逆变换，整个过程只需要与输入数据流相同的时钟主频就能实现，大大降低了抗干扰处理的功耗；本发明利用一支路窗函数良好的频谱防泄露特点，进行门限比较、自适应滤波器、功率检波器和低通滤波器，从而计算出理想的比较门限，应用于两个支路进行门限比较；而另一支路由于窗函数两个端点不归零，进行傅里叶变换后会发生一定的频谱泄露，仅用于最后合成信号的补偿；本发明由于两个处理支路的信号是相同时间段采样的（传统方法有一个支路是256个时钟延时），因此可以利用傅里叶逆变换的特性，将两个路信号的傅里叶逆变后合成变成先合成（相加），再做傅里叶逆变，从而节省了一路傅里叶逆变换；本发明利用门限比较器、自适应滤波器、功率检波器、低通滤波器组合实现动态门限调整，能够很好的实现动态门限，达到打干扰和小干扰的情况下，输出信号信噪比不变；本发明在信号输出之前增加了数字重量化器，将输出信号功率值调整到与输入信号接近，从而避免干扰信号变换引起的接收机电平跳动问题。
实施例
图3、图4中，FFT为傅里叶变换器；
1、原始输入的ADC（输入原始信号采样）采样数据为adc_data = [-977 -815 972821 -907 -774 913 791 -863 -748 905 768 -886 … … -410];其对应的频谱如图3，在带内存在较大的干扰；
2、根据截断长度生成互补窗函数date_windows1 = [0 0 0 0 0 0 0 0 1 1 1 11… … 0]，date_windows2与date_windows1互补；
3、adc_data分别经过两个窗函数后，按照512点分割进行FFT变换，得到fft_result_1和fft_result_2；
a)fft_result_1的实部为fft_result_1_Re = [-468 175 -185 494 -1638 2078-716 -70 … … 498 ], 虚部为fft_result_1_Im = [742 -692 36 566 -291 -320 500-559 565 -672 654 -461 162 … …130 ]；
b）fft_result_2的实部为fft_result_2_Re = [224 -294 212 -238 291 -965812 -586 164 -236 138 -242 … … 444 ],虚部为fft_result_2_Im = [266 -341 -24-399 871 -1270 919 -87 306 -210 … … 1370 ]；
4、 经过门限比较和自适应滤波滞后，分别得到fft_cut_1和fft_cut_2；
a)fft_cut_1的实部为fft_cut_1_Re = [-108 -468 175 -185 494 -1638 2078-716 -70 320 -4 -1300 … … -518 ],虚部为fft_cut_1_Im = [-478 742 -692 36 566-291 -320 500 -559 565 -672 654 -461.. … 630 ]；
b)fft_cut_2的实部为fft_cut_2_Re = [182 224 -294 212 -238 291 -965 812-586 164 -236 … … 76 ],虚部为fft_cut_2_Im = [592 266 -341 -24 -399 871 -1270 919 -87 306 … … -844 ]；
两路信号合成后进行IFFT（傅里叶逆变换器）变换，得到最终抑制完干扰的信号data_out_ifft_Re = [104 45 -157 92 89 -177 8 135 -37 -61 14 73 -1 -145 … …-33 ],其对应的频率如图4所示；
其带内干扰部分已经被抑制，每个数据均有65536个点，下列为大概数据；
3-2-2_512点_7位窗窄带抗干扰过程数据分析，adc_data = [-977 -815 972 821-907 -774 913 791 -863 -748 905 768 -886 -736 945 787 -930 -792 1000 855 -983-863 1045 949 -1015 -986 1057 1094 -1031……-103 -197 130 73 -146 100 62 -16576 102 -123 -32 26 26 70 -58 -49 33 -47 79 93 -205 -59 201 -17 -57 72 -104 -87 170 59 -168 -33 ] 。
以上所述仅为本发明的优选实施例而已，并不用于限制本发明，对于本领域的技术人员来说，本发明可以有各种更改和变化。凡在本发明的精神和原则之内，所作的任何修改、等同替换、改进等，均应包含在本发明的保护范围之内。
Claims (3)
1.一种应用于北斗三号基带芯片的窄带抗干扰装置，其特征在于：所述窄带抗干扰装置包括有互补窗函数生成器、窗函数滤波器、流水傅里叶变换器、门限比较器、自适应滤波器、功率检波器、低通滤波器、信号合成器、流水傅里叶逆变器和数字重量化器；
窗函数滤波器设有两个，互补窗函数生成器与两个窗函数滤波器连接，
两个窗函数滤波器分成两支分组，每个窗函数滤波器分别顺序连接有流水傅里叶变换器、门限比较器、自适应滤波器；
两个自适应滤波器经信号合成器合成一支后顺序连接有流水傅里叶逆变器和数字重量化器；
低通滤波器均与两个窗函数滤波器顺序连接的门限比较器连接；
其中一支分组窗函数滤波器顺序连接的自适应滤波器与功率检波器连接，功率检波器与低通滤波器连接；
两个窗函数滤波器互为不同。
2.一种应用于北斗三号基带芯片的窄带抗干扰方法，基于权利要求1所述的应用于北斗三号基带芯片的窄带抗干扰装置，其特征在于：所述方法具体步骤如下：
S1 ：卫星导航输入信号输入，采样时钟对其进行采样为输入原始信号采样；
S2 ：输入原始信号采样进入两个窗函数滤波器对其进行同步处理，而在这过程中，互补窗函数生成器对两个窗函数滤波器生成幅度互为互补的互补窗函数，即为两支分组；
S3 ：互补窗函数由流水傅里叶变换器进行正变换；
S4 ：两支分组的互补窗函数正变换后的窗函数进入门限比较器、自适应滤波器进行处理；
其中，一支分组的窗函数会经过功率检波器、低通滤波器处理，从而计算出理想的比较门限，应用于两支分组的门限比较器进行门限比较；
另一支分组的窗函数用于最后信号合成器合成信号的补偿；
S5 ：经过S4步骤处理后的两支分组窗函数由信号合成器处理，得到合成信号，接着再利用流水傅里叶逆变器进行逆变换，得到输出信号；
S6 ：输出信号由数字重量化器进行数字重量化，即将输出信号功率值调整到与输入信号接近，得到抗干扰信号。
3.根据权利要求2所述的一种应用于北斗三号基带芯片的窄带抗干扰方法，其特征在于：所述S4步骤中：一支分组的窗函数由门限比较器、自适应滤波器、功率检波器、低通滤波器组合实现动态门限调整：
所述调整方法步骤如下：
① 设置初始默认门限值；
② 门限比较器将输入的频谱与设置的门限进行比较，输出与预期门限的差值；
③ 自适应滤波器根据门限比较器的输出，将超过门限预期位置的频谱信号直接置零，实现该点频谱的抑制；
④ 低通滤波器将功率检波器输出的功率信号进行平滑，从而输出新的门限值用于下一轮比较；
⑤ 重复以上②~④步骤，最终门限收敛到目标值。
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