CN102437865B - 提高直扩跳频混合扩频系统频域抗干扰性能的方法 - Google Patents
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Abstract
本发明提出的提高直扩跳频混合扩频系统频域抗干扰性能的方法，旨在提供一种解决相位不连续影响抗干扰性能和快速时变干扰信号抑制性能差，提高频域抗干扰性能的方法。本发明通过下述技术方案予以实现：首先由依次串联在同一线路上的解跳模块、带通滤波器、频域抗干扰模块、解调模块、解扩模块、测距测速模块，跨接并联在解跳模块、频域抗干扰模块上的跳频跟踪模块和跨接并联在解调模块、解扩模块的载波和码跟踪模块组成一个具有频域抗干扰功能的测距测速接收机，其次进一步地在上述频域抗干扰模块中划分：与跳频跟踪模块跳频同步的加窗子模块、FFT变换子模块、干扰抑制处理子模块和IFFT变换子模块。本发明适用于窄带干扰信号的抑制。
Description
技术领域
本发明涉及一种主要用于航天测控、卫星导航接收系统的数字基带设备，适用于直扩跳频混合扩频系统的抑制窄带干扰信号的方法。
背景技术
现有技术DS/FH混合扩频系统中存在两个干扰抑制的难题，第一个是直扩跳频混合扩频系统信号载波相位不连续，第二个难题是直扩跳频混合扩频系统对快速时变干扰信号的干扰抑制性能不佳。第一个问题产生的原因是直扩跳频混合扩频信号的载波频率按照跳频图案不断跳变，需要占用更宽的射频带宽，而直扩跳频混合扩频信号接收系统的信道设备(上下变频器、滤波器等)和无线传播链路(主要是电离层)难以保证在宽带条件下线形传输，导致直扩跳频混合扩频信号发生群时延畸变，群时延畸变使载波相位不再连续；其次跳频带宽很宽的信号需要多个数字直接频率合成器 (DDS)共同产生，单个DDS独立工作，只负责生成某部分频段内的跳频信号，多个DDS共同产生宽带跳频信号，不同DDS切换时就会导致载波相位不连续。当载波相位出现不连续时，按照现有任意位置加窗的频域抗干扰技术，如果被加窗的数据段包含了载波相位不连续数据，FFT变换(快速傅里叶变换)子模块做FFT变换后，频域上会出现很多杂乱的线谱，这些线谱都要被干扰抑制处理子模块误判成干扰信号从而被抑制掉，导致信号信噪比降低，影响了抗干扰的性能。
第二个难题是DS/FH混合扩频系统中干扰信号的时变性，由于直扩跳频混合扩频信号载波频率按照跳频图案不断跳变，跳频图案中每个跳频点频率不同，导致混合扩频信号在不同跳频点处面临的干扰信号也不同，所以在时域上看干扰信号是时变的，信号每发生一跳时干扰信号就变化一次。按照现有的应用于直扩系统中的频域抗干扰算法，通过自适应滤波方法来求出干扰信号的判定门限值，超过判定门限值的功率被认为是窄带干扰进行抑制，现有频域抗干扰算法中的自适应滤波器需要一定的收敛时间，当收敛时间大于跳频图案中单跳的驻留时间时，干扰信号的判定门限值还没正确求算出来时干扰信号就已经发生改变，导致求出的干扰信号判定门限值不正确，如果门限值偏小，则有一些信号被误判成干扰而被抑制掉，导致信噪比损失，如果门限值偏大，对干扰信号又起不到抑制效果。
发明内容
本发明的目的是针对现有技术在直扩跳频混合扩频系统中应用存在的不足之处，提供一种通过跳频跟踪模块辅助同步加窗模块和合理选取窗函数大小，利用平均值法获取门限，解决相位不连续影响抗干扰性能，解决快速时变干扰信号抑制性能差，提高直扩跳频混合扩频系统频域抗干扰性能的方法。
本发明解决现有技术问题所采用的方案是：一种提高直扩跳频混合扩频系统频域抗干扰性能的方法，其特征在于包括如下步骤：
首先由依次串联在同一线路上的解跳模块、带通滤波器、频域抗干扰模块、解调模块、解扩模块、测距测速模块，跨接并联在解跳模块、频域抗干扰模块上的跳频跟踪模块和跨接并联在解调模块、解扩模块的载波和码跟踪模块组成一个具有频域抗干扰功能的测距测速接收机，其次进一步地在上述频域抗干扰模块中划分：与跳频跟踪模块跳频同步的加窗子模块、FFT变换子模块、干扰抑制处理子模块和IFFT变换子模块，其中，跳频跟踪模块辅助频同步加窗子模块对输入信号进行加窗，跳频跟踪模块产生的本地跳频信号通过解跳模块对输入的直扩跳频和混合扩频中频信号进行解跳，送入带通滤波器滤波，再由频域抗干扰模块抑制处理干扰信号，抑制后的干扰信号再经解调模块和解扩模块后送给测距测速模块。
本发明所述的跳频跟踪模块辅助跳频同步加窗子模块对输入信号进行加窗：选取跳频沿之后的一段数据进行加窗，避开窗函数加在载波相位不连续的数据段；加窗后的信号经FFT变换子模块变换到频域，再经干扰抑制处理子模块把FFT变换子模块输出的代表每个频率点信号的N个能量数值进行求均值运算，均值再乘以一个系数θ得到门限值，把这N个能量值中大于门限值处的频率点能量值抑制为零，对干扰信号进行抑制处理后的信号通过IFFT变换子模块重新变换到时域上，得到频域抗干扰模块的输出信号，把频域抗干扰模块的输出信号再经解调模块和解扩模块送给测距测速模块提高频域抗干扰性能。
本发明相比于现有技术具有如下有益效果：
本发明利用跳频同步模块来辅助频域抗干扰模块，选取跳频沿之后的一段数据进行加窗，避开窗函数加在跨越了跳频沿前后的一段数据，再结合合理选取窗函数的大小，选取窗函数大小的正整数倍为单跳驻留时间内采样数据的个数，以彻底避开跨越相位不连续的数据段，解决了直扩跳频混合扩频系统中载波相位不连续造成频域抗干扰性能恶化的问题；再通过利用平均值法得到干扰门限值，实现对快速时变干扰信号的有效抑制，提高了直扩跳频混合扩频系统中快速时变干扰信号的抑制性能。
本发明特别适用于直扩跳频混合扩频系统的窄带干扰信号的抑制。
附图说明
下面结合附图和实施例对本专利进一步说明。
图1是直扩跳频混合扩频系统具有频域抗干扰功能的接收机原理框图。
图2是图1中频域抗干扰模块内部子模块划分原理框图。
具体实施方式
参阅图1。在以下描述的本发明最佳实施例中，用于直扩跳频混合扩频系统中的具有频域抗干扰功能的测距测速接收机，依次由串联在同一线路上的解跳模块、带通滤波器、频域抗干扰模块、解调模块、解扩模块、测距测速模块，跨接并联在解跳模块、频域抗干扰模块上的跳频跟踪模块和跨接并联在解调模块、解扩模块的载波和码跟踪模块，共八部分构成。其中，跳频跟踪模块辅助频同步加窗子模块对输入信号进行加窗，跳频跟踪模块产生的本地跳频信号通过解跳模块对输入的直扩跳频和混合扩频中频信号进行解跳，送入带通滤波器滤波，再由频域抗干扰模块抑制处理干扰信号，抑制后的干扰信号再经解调模块和解扩模块后送给测距测速模块。
参阅图2.图2对图1中的频域抗干扰模块做了进一步的子模块划分，频域抗干扰模块由同步加窗子模块、FFT变换子模块、干扰抑制处理子模块和IFFT变换子模块组成，其中同步加窗子模块由跳频跟踪模块进行辅助。
在混合扩频接收机中，跳频跟踪模块产生与输入信号同步跳频的本地跳频信号，产生的本地跳频信号通过解跳模块对输入的直扩跳频混合扩频中频信号进行解跳；在解跳模块之后通过带通滤波器对解跳后的信号进行滤波，把更宽的混合扩频信号带宽滤波到只有直扩信号的带宽上来；滤波后信号首先通过频域抗干扰模块内的跳频同步加窗子模块进行加窗运算，由跳频跟踪模块辅助选取跳频沿之后的一段数据进行加窗，避开窗函数加在跨越了跳频沿前后的一段数据。窗函数可以选用海明窗(清华大学出版社，程佩青，<数字信号处理教程>199页)，窗宽选取为N=Th×Fs／K，此处的K为自然数，Th为跳频图案中单跳的驻留时间，Fs为接收机的AD采样率。加窗后的信号经FFT变换子模块变换到频域；再经干扰抑制处理子模块对干扰信号进行抑制处理：把FFT变换子模块输出的代表每个频率点信号的N个能量数值进行求均值运算，均值再乘以一个系数θ得到门限值，把这N个能量值中大于门限值处的频率点能量值抑制为零；抑制后的信号通过IFFT变换子模块重新变换到时域上，就得到频域抗干扰模块的输出信号；再经解调模块和解扩模块后送给测距测速模块，有效地提高直扩跳频混合扩频系统的频域抗干扰性能。
在直扩跳频混合扩频系统中，本实施例以每秒10000跳的跳频速率，每秒5兆码片的直扩码率，60兆赫兹的接收机的AD采样钟为例，进一步说明本发明提高直扩跳频混合扩频系统频域抗干扰性能的具体实现步骤：
（1）解跳：混合扩频接收机本地产生同步的相同跳频图案的跳频信号和输入信号相乘实现解跳；
（2）滤波：在解跳模块之后通过带通滤波器对解跳后的信号进行滤波，带通滤波器选取10兆赫兹带宽的中频滤波器；
（3）加窗：滤波后信号通过频域抗干扰模块内的跳频同步加窗子模块进行加窗运算，窗函数选用海明窗，由跳频跟踪模块辅助选取加窗位置：从跳频沿处开始到第600个数据采样点处结束；
（4）FFT变换： FFT变换子模块对加窗后的信号做序列长度为600的快速傅里叶变换，把加窗后序列长度为600点的时域信号变换成序列长度为600点的频域信号；
（5）干扰抑制：干扰抑制处理子模块首先对FFT变换后序列长度为600点的频域信号求均值，再进行干扰判定处理：大于平均值2倍的频域信号被判成干扰信号抑制为零，不大于平均值2倍的数值判为信号不作处理；
（6）IFFT变换：IFFT变换子模块对干扰抑制处理后序列长度为600点的频域信号做序列长度为600的快速傅里叶反变换，变换后得到完成时域抗干扰处理后的时域信号；
（7）解调解扩测距测速：后续的处理同一般的直扩扩频接收机一样，接收机本地产生载波信号对抗干扰处理后的时域信号进行解调，接收机本地产生同步扩频码序列对解调后的信号进行解扩，从载波和码跟踪模块里的跟踪环路提取得到载波多普勒和码相位，对之进行转换计算求得速度和距离，这就实现了测距测速。
Claims (3)
1.一种提高直扩跳频混合扩频系统频域抗干扰性能的方法，其特征在于包括如下步骤：首先，由依次串联在同一线路上的解跳模块、带通滤波器、频域抗干扰模块、解调模块、解扩模块、测距测速模块、跨接并联在解跳模块和频域抗干扰模块上的跳频跟踪模块和跨接并联在解调模块和解扩模块上的载波和码跟踪模块，组成一个具有频域抗干扰功能的测距测速接收机；其次，上述频域抗干扰模块进一步由跳频同步加窗子模块、FFT变换子模块、干扰抑制处理子模块和IFFT变换子模块组成，其中，跳频同步加窗子模块由跳频跟踪模块进行辅助，跳频跟踪模块产生与输入信号同步跳频的本地跳频信号，产生的本地跳频信号通过解跳模块对输入的直扩跳频混合扩频中频信号进行解跳；在解跳模块之后通过带通滤波器对解跳后的信号进行滤波，把更宽的混合扩频信号滤波到只有直扩信号的带宽上；滤波后信号首先通过频域抗干扰模块内的跳频同步加窗子模块进行加窗运算，由跳频跟踪模块辅助选取跳频沿之后的一段数据进行加窗，避开窗函数加在跨越了跳频沿前后的一段数据，窗函数选用海明窗，窗宽选取为N=Th×Fs/K，此处的K为自然数，Th为跳频图案中单跳的驻留时间，Fs为接收机的AD采样率；加窗后的信号经FFT变换子模块变换到频域，再经干扰抑制处理子模块对干扰信号进行抑制处理：把FFT变换子模块输出的代表每个频率点信号的N个能量数值进行求均值运算，均值再乘以一个系数θ得到门限值，把这N个能量数值中大于门限值处的频率点能量值抑制为零；抑制后的信号通过IFFT变换子模块重新变换到时域上，得到频率抗干扰模块的输出信号，该频率抗干扰模块的输出信号再经解调模块和解扩模块后输送给测距测速模块。
2.按权利要求1所述的提高直扩跳频混合扩频系统频域抗干扰性能的方法，其特征在于，跳频跟踪模块产生与输入信号同步的相同跳频图案的本地跳频信号，解跳模块将上述本地跳频信号和输入信号相乘实现解跳。
3.按权利要求2所述的提高直扩跳频混合扩频系统频域抗干扰性能的方法，其特征在于，当滤波后信号通过频域抗干扰模块内的跳频同步加窗子模块进行加窗运算，窗函数选用海明窗，由跳频跟踪模块辅助选取加窗位置为从跳频沿处开始到第600个数据采样点处结束时，FFT变换子模块对加窗后的信号做序列长度为600的FFT变换，把加窗后序列长度为600点的时域信号变换成序列长度为600点的频域信号；干扰抑制处理子模块首先对FFT变换后的序列长度为600点的频域信号求均值，再进行干扰判定处理：大于均值2倍的频域信号被判成干扰信号并被抑制为零，不大于均值2倍的频域信号被判为信号不作处理；对干扰抑制处理后的序列长度为600点的频域信号做序列长度为600点的IFFT变换，变换后得到完成干扰抑制处理后的时域信号。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| CN2011103998393A CN102437865B (zh) | 2011-12-06 | 2011-12-06 | 提高直扩跳频混合扩频系统频域抗干扰性能的方法 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| CN2011103998393A CN102437865B (zh) | 2011-12-06 | 2011-12-06 | 提高直扩跳频混合扩频系统频域抗干扰性能的方法 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| CN102437865A CN102437865A (zh) | 2012-05-02 |
| CN102437865B true CN102437865B (zh) | 2012-11-14 |
Family
ID=45985757
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| CN2011103998393A Expired - Fee Related CN102437865B (zh) | 2011-12-06 | 2011-12-06 | 提高直扩跳频混合扩频系统频域抗干扰性能的方法 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| CN (1) | CN102437865B (zh) |
Families Citing this family (11)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| CN102752015B (zh) * | 2012-07-09 | 2014-04-09 | 中国人民解放军国防科学技术大学 | 一种ds/fh混合扩频通信系统窄带干扰检测处理方法 |
| CN103237318B (zh) * | 2013-03-21 | 2016-08-31 | 杭州华三通信技术有限公司 | 一种频谱分析时读取数据的装置和方法 |
| CN104459733B (zh) * | 2014-11-18 | 2017-01-18 | 中国电子科技集团公司第十研究所 | 提高gps信号l1‑p(y)码跟踪性能的方法 |
| CN104393891B (zh) * | 2014-11-27 | 2017-05-10 | 电子科技大学 | 采用信息驱动直接序列扩频/跳频的通信方法 |
| CN106026973B (zh) * | 2016-05-17 | 2019-02-05 | 中国电子科技集团公司第四十一研究所 | 一种对fft数据实施的平均噪声降噪方法 |
| CN106374970B (zh) * | 2016-11-05 | 2019-04-05 | 福建北峰通信科技股份有限公司 | 一种百万次级别窄带跳频通信的装置及方法 |
| CN110730018B (zh) * | 2019-10-21 | 2021-07-02 | 电子科技大学 | 一种直扩跳频混合扩频系统的抗干扰方法 |
| CN111431560B (zh) * | 2020-03-25 | 2021-03-26 | 北京理工大学 | 一种基于iir滤波器的抗强干扰装置及方法 |
| CN114079527B (zh) * | 2020-08-11 | 2024-04-05 | 上海交通大学 | 光子跳频数字信号接收方法和装置 |
| CN112711045B (zh) * | 2020-12-08 | 2023-11-21 | 和芯星通科技(北京)有限公司 | 一种处理导航信号中干扰的方法和装置 |
| CN113507548A (zh) * | 2021-07-09 | 2021-10-15 | 郑州琼佩电子技术有限公司 | 一种用于图像处理的信号防干扰系统 |
Family Cites Families (3)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US8085831B2 (en) * | 2004-05-17 | 2011-12-27 | Qualcomm Incorporated | Interference control via selective blanking/attenuation of interfering transmissions |
| CN101610231B (zh) * | 2008-06-18 | 2013-06-05 | 中兴通讯股份有限公司 | 跳频实现方法和装置 |
| CN101631102B (zh) * | 2009-04-10 | 2011-09-21 | 北京理工大学 | 一种跳频系统干扰样式识别方法 |
-
2011
- 2011-12-06 CN CN2011103998393A patent/CN102437865B/zh not_active Expired - Fee Related
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| Publication number | Publication date |
|---|---|
| CN102437865A (zh) | 2012-05-02 |
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Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
| C06 | Publication | ||
| PB01 | Publication | ||
| C10 | Entry into substantive examination | ||
| SE01 | Entry into force of request for substantive examination | ||
| C14 | Grant of patent or utility model | ||
| GR01 | Patent grant | ||
| CF01 | Termination of patent right due to non-payment of annual fee | ||
| CF01 | Termination of patent right due to non-payment of annual fee |
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