CN1162875A - 用作改进乱真信号抑制的电流控制载波跟踪滤波器 - Google Patents

Abstract

通过包含用作跨导-电容滤波器的电流-控制MOSFET型电阻(153)和相关的跨导调节级(40)的后混频器跟踪滤波器，不用大数量级噪声抑制滤波器就达到数字通信系统的乱真能量抑制。由形成输出频率的同一控制电流(150)控制MOSFET型电阻。结果，跟踪滤波器的截止频率与载波成线性比例，而与绝对工艺参数和温度无关。

Description

用作改进乱真信号抑制的电流控制载波跟踪滤波器

本发明涉及在芯片上具有截止频率随输入到电流控制振荡器的控制电流而线性变化的“载波-跟踪”滤波器电路，从“载波-跟踪”滤波器电路得出被跟踪的载波频率。

现时对通信系统和网络强制的技术要求之一是他们履行非常严格的乱真能量抑制标准。在现今的数字通信环境中，特别是使数字信号(具有方波特征而不是正弦波特征)调节和调制在较高载波频率(例如经由以射极耦合逻辑电路(ECL)为基础的同相I和正交Q信道)时候，数字能够被更迅速传送。

使主要的信号能量部分处于紧接载波中心频率附近的频谱，为了避免损害邻近的含有他们特有的信息能量部分的载波信道，必须去除其他乱真能量。

去除这样的乱真能量的一种方法是把混频输出施加于具有比在一给定的通信装置例如频率敏捷无线电收发机中使用的最高载波频率稍高的截止频率的低通滤波器。不幸的是，为了在所有的工作条件下达到不需要能量充分的抑制，要求滤波器的尺寸(数量级)大得难以接受。况且，这样大的数量级滤波器有较大的能增加误码率的群延迟误差。

如果制造集成电路构造使用的工艺是BiMOS工艺，则MOSFET开关可以用于阵列的电容器间的开关。然而，对于有相当大数量的潜在载波频率-对每一载波频率要求一个隔离电容的多信道系统，由于滤波器的截止频率随电容器数值的倒数而变化，所以事实上不能使用二进制负荷电容。因此，如果截止频率按线性方式变化，那么断路控制电容必须按非线性方式变化，这不仅重新产生难以接受巨大而复杂的滤波器，而且所要求的开关阵列造成难以被补偿的寄生电极。

本发明是包含用作跨导-电容滤波器电阻的电流控制MOSFET和组合的跨导调节单元的一种后混频器载波频率跟踪滤波器。以电流控制MOSFET电阻为基础的滤波器机理具有由调节所关心的载波频率的振荡器控制电流建立的传递函数。

本发明的载波后混频器包括一个在高频无线电通讯信号处理的集成电路结构中通常使用类型的连续时间滤波器电路，特别是可调谐g_m/c滤波器。这种可调谐g_m/c滤波器的基本结构单元是由跨导(g_m)单元和积分电容组合形成的积分器单元。通过级联许多积分器单元，可以获得具有实际上与g_m对c的比率成正比的截止频率f₀的任何所希望的跨导-C(g_m-c)滤波器。

跨导单元-电容滤波器和组合的跨导调节单元中的每一个起电阻作用的MOSFET的可调谐跨导的传递函数实际上依赖于确定可调频率合成器输出的同样的振荡器控制电流，可调频率合成器产生所关心的载波频率。在发送装置的调制部分中，使这样的输出载波频率和基带(数字)信号合并产生调制载波，然后使调制载波通过载波跟踪滤波器滤波。

跨导单元-电容滤波器的可调谐跨导与重复可调合成器的控制电流的电流镜象电路有关，并包括差动连接的匹配的双极晶体管对，每个双极晶体管具有有效跨导g_m。使差动连接的双极晶体管对的基极连接以共态基准电压为中心得到互补的输入电压，而差动连接的双极晶体管对具有在电路中与相应的起电阻器作用的控制(发射极负反馈)MOSFET连接的发射极。起电阻器作用的MOSFET的栅极连接在一起，以接收从跨导调节网络产生的控制电压，使MOSFET在其V_DS-I_DS特性的线性区域内工作。

从具有伺服回路连接的差动放大器的调节网络得到用作可调谐跨导单元的起电阻器作用的MOSFET的控制电压。使差动放大器的第一输入同固定电流源和在电路中与双极晶体管的发射极连接的基准电阻器之间的结点连接，固定电流源最好是PTAT基准电流源，以便有效地消除温度影响。电压和由与基准电阻器同样的电阻器材料组成的电流调节电阻器的比率可以确定电流。使差动放大器的第二输入同提供电流值为振荡器控制电流倍数(分数或整数)的镜象电流源和在电路中与双极晶体管发射极连接的起电阻器作用的控制MOSFET的源电极之间的结点连接。

在与可调谐跨导单元同一的集成电路芯片内制成同差动放大器输入端的电阻器连接的双极晶体管，并与可调谐跨导单元的双极晶体管匹配。使起电阻器作用的控制MOSFET具有与起电阻器作用的MOSFET完全一样的形状，并且其栅极同差动放大器的输出端连接。

在运行中，在由于基准电阻器使固定电流输送到差动放大器的第一输入端的情况下和在由于起电阻器作用的MOSFET使镜象的频率合成器控制电流输送到差动放大器的第二输入端的情况下，考虑到平衡的伺服回路状态，施加于差动放大器的相应的输入端的二个输入电压是相等的。

分析揭示，可调谐跨导单元的每一个起电阻器作用的MOSFET的控制电阻R_m与频率合成器的控制电流成反比。此外，跨导单元的每一个双极晶体管的跨导g_m取决于电流镜象电路输送的偏流值，以致可调谐跨导单元的总有效跨导G_m与偏置(镜象合成器控制)电流成线性比例。

由于合成器的相位同步回路的电流-控制振荡器产生与振荡器控制电流成线性比例而与基准电压和频率-调节电容成反比的输出频率，而且考虑到相位同步回路的振荡器频率与载波频率相等的相位同步状态，所以跟踪滤波器的截止频率将与载波频率成线性比例，而实际上与独立工艺参数和温度变化无关。

本发明包括，通信装置的频率跟踪滤波器电路，具有根据控制电流产生输出频率的电流-控制振荡器，包括一个根据上述的控制电流其工作特性能控制的可调谐滤波器单元，以使上述的可调谐滤波器具有与上述的控制电流成线性比例的截止频率。

本发明也包括控制跨导电路的方法，包括的步骤为：

(a)提供为根据输送到上述的跨导的控制电流产生可调的控制输出而工作的跨导调节单元；和

(b)按与上述的跨导调节单元产生的上述的可调控制输出成线性比例改变上述的跨导电路的跨导。

现在将用举例的方法，参阅附图，描述本发明，附图中：

图1用图解法表示使用跟踪滤波器的可调载波频率通信信号调制器配置的一般线性接法；

图2用图解法表示在高频无线电收发信号处理上常用的集成电路结构类型的连续时间可调谐g_m/c积分电路；

图3用图解法表示图2的可调谐积分电路单元的级联排列；

图4用图解法表示本发明的跟踪滤波器的可调谐跨导单元；和

图5用图解法表示用作调节跟踪滤波器的可调谐跨导单元的调节网络。

图1用图解法表示本发明的跟踪滤波器的线路接法，和其并入可调载波频率通信信号调制器排列的后调制器信号电路的位置。相应的信道例如I信道的调制器(混频器/倍增器)单元10具有第一输入端11，把所关心的基带信号施加于第一输入端11，并具有连接接收在可调频率合成器20的输出端21上产生的载波频率信号的第二输入端13。调制器单元1O还具有输出端15，从输出端15产生所关心的被调制的载波信号。被调制的载波信号被施加到可调跟踪滤波器30的输入端，如将要描述的那样，可调跟踪滤波器30是为从被调制的载波去除不需要的乱真能量信号而工作的。

可调频率合成器20是通用结构的，最好使用具有电流控制振荡器锁相环(PLL)，以产生与施加于控制输入端23的控制电流I_OSC成线性比例的输出(载波)频率。合成器20可以包括一个发射极耦合多谐振荡器，其输出频率与控制电流成正比而与以带隙或PTAT为基础的基准电压(设定振荡器输出幅度)和频率调节电容成反比。

本发明的载波跟踪滤波器机理是用这样的频率合成器控制电流I_OSC来调节为了形成跟踪滤波器跨导调节单元40的跨导特性的以MOSFET为基础的电阻，跨导调节单元40具有连接接收来自电流镜象电路25同样的控制电流I_OSC的输入端41，以使以跨导为基础的跟踪滤波器30的截止频率f₀随着载波频率f_c按与控制电流I_OSC成线性比例变化而“跟踪”载波频率f_c。

电流镜象电路25在电路中与可调频率合成器的电流控制电路连接，因此，除了把在频率合成器20的输出端21上的可调载波频率f₀施加于基带调制单元10外，可调频率合成器20还把在电流镜象输出端27上同样的控制电流I_OSC作用于跨导调节单元40。

跟踪滤波器30包括一个通常在高频无线电收发信号处理集成电路结构中使用的类型的连续时间滤波电路，特别是可调谐g_m/c滤波器。如在图2中用图解法表示的那样，上述的可调谐g_m/c滤波器的基本结构单元是由跨导单元51和负荷元件特别是积分电容器(C_L)组合形成的积分电路单元50。跨导(g_m)单元51含有产生与施加于输入端52的输入控制电压Vin成正比的输出电流Ig_m’的跨导元件。在跨导单元51的输出电流Ig_m作用于输出终端54时负荷电容器(C_L)同输出终端54耦合，并从负荷电容器(C_L)得到输出电压Vout，图2的积分电路单元50的传递函数可以由下列公式确定：

Vout/Vin＝g_m/sC_L     (1)

通过连接多级积分电路和跨导，如图3中在51-1和51-2上用图解法所示，可以实现所希望数量级的具有实际上与g_m对C的比率成正比的截止频率f₀的跨导-C(g_mC)滤波器。

即，

f₀∝g_m/C             (2)

图4的线路常用于实现图1的跨导单元40，能够与用来形成可调频率合成器20的载波频率f_c的控制电流I_OSC成比例地调节跨导分量g_m，以使滤波器截止频率与控制电流I_OSC中的变化成正比或者线性地跟踪控制电流I_OSC中的变化。

由第一双极(NPN)晶体管61和第二双极(PNP)晶体管71组成的匹配的差动双极晶体管对组成图4的可调谐跨导单元，每一个双极晶体管具有有效跨导为g_m。双极晶体管61和71具有分别同第一和第二控制(发射极负反馈)电阻器连接的发射极62和72，如MOSFET晶体管81和91所示。第一和第二双极晶体管61和71的相应的集电极63和71同基准电压干线78连接，而使其相应的基极64和74同得到的以共态基准电压值Vcm为中的互补输入电压Vin+和Vin-连接。

为了获得预期的所描述的控制的电阻特性在其V_DS-I_DS的线性区域内工作的MOSFET晶体管81和91具有在电路中分别与晶体管61和71的发射极62和72连接的漏电极82和92，和共同与电流镜象电路100中的MOSFET101的漏电极102连接的源电极83和93。相应的MOSFET81和93的栅电极84和94共同与控制电压线80连接，使来自图5的跨导调节网络的控制电压VC施加于栅电极84和94。

电流镜象电路100包括另外的MOSFET111，其源电极113与MOSFET101的源电极103共同连接。MOSFET101和111的相应的栅电极104和114共同与MOSFET111的漏电极115连接，使频率合成器20的控制电流I_OSC作用于栅电极104和114。由于各种装置部件中的每一部件是在同一半导体芯片上形成，因此同一部件的几何尺寸是互相一致，连接在一起的相应的MOSFET101和111的源电极103和113实际上与为调节合成器20的输出频率所使用的相同电流源I_OSC连接。

如上所述，从图5的调节网络产生控制电压V_C，调节网络包括伺服回路连接的差动放大器120的，差动放大器120分别具有第一(+)和第二(-)输入端121和122并具有输出端123(如将要说明的那样，从此得出控制电压V_C)。差动放大器120的第一输入端121同固定电流(I_f)源130和基准电阻器132之间的结点131连结，具有基准电阻值为R₀的基准电阻器132在电路中同双极(NPN)晶体管140的发射极142连接。

固定电流源130可以包括与温度无关的以PTAT为基础的电流源或者以带隙为根据的基准电流源，具有I_f的数值确定为：

If＝V_bg/Rset’                (3)

此外V_bg是带隙电压(大约为1.25伏特)，和

Rset’是用与基准电阻器132同样的电阻器材料组成的电流调节电阻器，所以实际上与基准电阻器132的薄层电阻率相等。

差动放大器120的第二输入端122同供给数值为振荡器控制电流I_OSC一半的电流I_OSC/2的镜象电流源150和在电路中同双极(NPN)晶体管160的发射极162连接的起电阻器作用的控制MOSFET的源电极之间的结点151连接。

在与图4的可调谐跨导单元同一的集成电路芯片上形成的双极晶体管140和160与双极晶体管61和71匹配，参考以上所述，双极晶体管140和160并具有经由控制导线149被供有共态输入电压值V_cm的相应的基极144和164。相应的集电极143和163与V_CC供电干线168连接。

使起电阻器作用的控制MOSFET153具有与图4的可调谐跨导单元的MOSFET101和111相同的形状，并使其栅电极154同在差动放大器120的输出端123上产生的控制电压V_C连接。MOSFET电阻器153的漏电极155同双极晶体管160的发射极162连接。

在运行中，在经由电流源130供给的固定电流I_f通过基准电阻器时和在经由电流源150供给的镜象电流I_OSC/2通过MOSFET电阻器153时，考虑到平衡的伺服回路状态，施加于差动放大器120的相应的输入端121和122的二个输入电压是相等的。即，

Rm^*I_OSC/2＝R₀ ^*I_f         (4)

根据公式(4)，控制MOSFET电阻器153的电阻值能写作：

R_m＝R₀ ^*2I_f/I_OSC             (5)

根据公式(3)代入I_f值，R_m值可以表示为：

R_m＝k₀/I_OSC                  (6)

此处k₀＝2V_bg ^*(R₀/Rset’)，由于k₀是正比于固定的带隙电压和同样薄片材料的电阻的比率的乘积，所以实际上是一个常数。

因此，公式(6)表明在图4的可调谐跨导单元中每一个MOSFET101和111的控制电阻R_m与频率合成器的控制电流I_OSC成反比。

图4中差动配对实现的可调谐跨导单元的总有效跨导Gm由下列表达式给出：

Gm＝2g_m(2+2g_mRm)              (7)

每一个双极晶体管61和71的跨导g_m取决于由电流镜象电路100提供的偏流I_OSC的数值，以致

g_m＝(q/KT)^*(I_OSC/2)       (8)

通过合并公式(6)、(7)和(8)，图4中可调谐跨导单元的总有效跨导G_m可以表示为

Gm＝(qI_OSC/KT)/(2+(q/k₀)/kT)     (9)

该式说明Gm与偏流I_OSC成线性比例。

在图2的频率合成器20中，合成器20的PLL电流控制振荡器可以使用发射极耦合多谐振荡器，该振荡器输出频率是与控制电流(I_OSC)成正比而与以带隙为基础的基准电压(Verf)和频率调节电容(C₀)成反比。

根据以上参考的Grebene课本，振荡器输出频率可以写作

f_OSC＝I_OSC/4VrefCo                (10)

考虑到相位同步状态，此处PLL振荡器频率f_OSC等于载波频率f_C，因而在公式(10)中所要求的振荡器控制电流I_OSC变为：

I_OSC＝4Vref fc Co                     (11)

为了得到截止频率f₀的表达式，合并公式(2)、(9)和(11)得出：

f₀∝Gm/C＝(4Vref fc(q/KT)Co/C)/(2+qk₀/kT)(12)

这样，除了T和f_C之外，公式(12)中所有项是常数。通过使用以PTAT为基础的电流源作图5的电流源130(取代用来简化推导的带隙电源)。公式(12)因而成为：

f₀∝K₁ ^*f_C ^*(CO/C)      (13)

此处K₁是与Vref成正比的系数而与温度无关。

这样就形成由图4的可调谐跨导单元和图5的调节网络组成的本发明的以跨导单元为基础的跟踪滤波器的截止频率实际上与工艺参数无关(如上所述，除了类似的(匹配的)部件的几何尺寸比外)，与温度无关，而与载波频率f_C成正比。

通过含有用电流控制的MOSFET实现的用作跨导-电容滤波器的电阻和组合的跨导调节单元的后混频器跟踪滤波器，不用大数量级噪声抑制滤波器达到数字通信系统的乱真能量抑制。用形成输出频率的同样的控制电流调节起电阻作用的MOSFET。结果，跟踪滤波器的截止频率与载波频率成正比，而与独立工艺参数和温度无关。

通信装置的频率跟踪电路具有根据控制电流因而产生输出频率的电流控制振荡器，包括根据上述的控制电流控制其工作特性的可调谐滤波器，以使上述的可调谐滤波器具有与上述的控制电流成正比的截止频率。

信号处理电路包括在其中连接的可调谐跨导和跨导调节单元，在那里每一个上述的可调谐跨导和上述的跨导调节单元是基于共同的控制电流。

Claims (13)

1.通信装置的频率跟踪滤波器电路，具有根据控制电流而产生输出频率的电流控制振荡器，包括根据上述的控制电流控制其工作特性的可调谐滤波器级，以使上述的可调谐滤波器具有与上述的控制电流成正比的截止频率。

2.如权利要求1中所要求的频率跟踪滤波器电路，其中上述的可调谐滤波器级包括可调谐的包含跨导的滤波器级和与其相连的跨导调节级，所述的跨导和上述的跨导调节级的工作特性根据所述的控制电流受控，使得所述的含有可调谐跨导级的滤波器具有与上述的控制电流成线性比例的截止频率，而且上述的含有可调谐跨导级的滤波器包括一个可调谐g_m/C滤波器，可调谐g_m/C滤波器具有至少一个可调谐跨导(g_m)级和与其连接的积分电容器C，使得上述的可调谐g_m/C滤波器具有与g_m对C的比率成正比的截止频率f_o，并与重复上述的控制电流的电流镜电路为基准。

3.如权利要求1或2中所要求的频率跟踪滤波器，其中上述的通信装置包括频率合成器，频率合成器具有包括上述的电流控制振荡器的锁相环，上述的电流控制振荡器工作产生与上述的控制电流成线性比例的上述的输出频率。

4.一种信号处理电路，包括可调谐跨导和与其连接的跨导调节级，和其中每一个上述的可调谐跨导和跨导调谐级的传递函数是基于共同的控制电流。

5.如权利要求4中所要求的信号处理电路，其中根据控制由可调频率合成器产生的输出频率的控制电流得到上述的共同控制电流，由上述的可调频率合成器产生的上述的输出频率同发射装置的调制部分耦合，可调频率合成器是为把上述的输出频率与基带信号合并以产生调制频率信号而工作的，使上述的调制频率信号同可调谐g_m/C滤波器耦合，可调谐g_m/C滤波器具有可调谐跨导(g_m)级和与其连接的积分电容器C，以使上述的可调谐g_m/C滤波器具有与g_m对C的比率成正比的截止频率f_o。

6.如权利要求5中所要求的信号处理电路，其中互相连接上述的可调谐跨导和上述的跨导调节级以使上述的可调谐g_m/C滤波器有与上述的控制电流成线性比例的截止频率，上述的可调谐跨导(g_m)级与重复上述的控制电流的电流镜象电路为基准。

7.如权利要求2或6中所要求的电路，其中上述的可调谐跨导(g_m)级包括差动连接的双极晶体管对，每个双极晶体管有一个有效跨导g_m并用相应的受控MOSFET型电阻连接成电路，该电阻的连入用于接收从上述的跨导调节级产生的控制输入。

8.如权利要求7中所要求的电路，其中上述的跨导调节级包括伺服回路连接的差动放大器的，差动放大器具有连接从固定电流源和基准电阻器产生的与第二电压相比较的第一电压的第一输入端，从随上述的控制电流而变化的可调电流源和在运行上与相应的MOSFET型电阻相当的受控MOSFET型电阻器产生第二电压，和向上述跨导调节级供给上述的控制输入而连接的输出端。

9.如权利要求8所要求的电路，其中上述的固定电流源包括一个带隙电流源和以PTAT为基础的电流源。

10.如权利要求9所要求的电路，其中上述的可调电流源包括供应一小部分的上述的控制电流的镜象电流源。

11.如权利要求10所要求的电路，其中上述的可调谐跨导级的每个MOSFET型电阻具有与上述的控制电流成反比的控制电阻。

12.控制跨导电路的方法包括的步骤为：

(a)提供为根据供给上述的跨导的控制电流产生可调控制输出的跨导调节级；和

(b)按与由上述的跨导调节级产生的可调控制输出成线性比例改变上述的跨导电路的跨导。

13.如权利要求12所要求的方法，其中步骤(a)包括根据用作控制由可调频率合成器产生的输出频率的控制电流产生上述的控制电流，和使由上述的可调频率合成器产生的输出频率和基带信号调制以产生调制频率信号，和把上述的调制频率信号施加于含有上述的可调谐跨导电路和与此连接的积分电容的含可调谐跨导的滤波器级。

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