CN116208231A - 一种全数字卫星解调器自动增益控制系统及方法 - Google Patents

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杨平
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梁增毅
徐彬彬
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付睿
王纪东
刘晓玲
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Abstract

一种全数字卫星解调器自动增益控制(AGC)系统及方法，属于通信技术领域，传统AGC环路采用模拟电路实现，硬件成本高，运算过程精度不足，通用性差；本发明提供的系统包括前置电平检测器、可变增益放大器、增益误差检测器、环路滤波器；能够减小硬件开销，支持环路参数的灵活配置，同时保持高精度的计算结果。

Description

一种全数字卫星解调器自动增益控制系统及方法
技术领域
本发明属于通信领域，特别涉及一种全数字卫星解调器自动增益控制(AGC)系统及方法。
背景技术
随着卫星小型化技术的推进和单颗卫星发射成本的快速降低，全球各国愈发重视卫星通信系统的资源投入和产业建设，全球范围内在轨卫星数量迎来爆发性增长，然而这也使得卫星通信信道日益拥挤，相互之间干扰愈发严重。
自动增益控制(AGC)环路作为卫星接收机中的重要组成部分，能够增强整个系统的抗干扰能力，提升系统对于复杂信道环境和快速变化信道环境的适应能力，具体地，AGC环路的功能包括：(1)最大化输入信号动态范围；(2)补偿信道信噪比变化；(3)保持判决器输入信号幅度在最优范围内。
为了实现上述功能，AGC环路包括可变增益放大器、增益误差检测器和增益控制信号发生器等模块。增益误差检测器通过比较输入信号幅度信息与期望门限，产生增益误差信号。增益控制信号发生器对增益误差信号进行处理，产生增益控制信号，来控制放大器的增益，从而完成增益的自动反馈调节。传统AGC环路采用模拟电路实现，硬件成本高，运算过程精度不足，通用性差，一旦部署，无法对AGC动态范围、期望门限等参数进行灵活配置。
发明内容
针对现有技术的以上缺陷或改进需求中的一种或者多种，本发明提供了一种全数字卫星解调器自动增益控制系统，所述系统包括：前置电平检测器、可变增益放大器、增益误差检测器、环路滤波器；
所述前置电平检测器用于估计输入复数信号的幅度，并与用户预设电平门限值的大小进行比较，得到电平指示信号；
所述可变增益放大器，用于根据增益控制信号，对所述输入复数信号匹配滤波后的信号进行放大或者缩小；
所述增益误差检测器，用于比较所述控制系统的输出信号与所述用户预设门限值，产生增益误差信号和功率指示信号；
所述环路滤波器，用于对所述增益误差信号进行滤波，产生所述增益控制信号，从而控制可变增益放大器，形成闭环反馈结构。
优选地，所述输入复数信号匹配滤波后的信号是指：由本地振荡信号发生器产生的与所述输入复数信号中载波同频同相的本地振荡信号，然后由混频器利用所述本地振荡信号去除所述输入复数信号中存在的载波，再经匹配滤波器滤除带外噪声和干扰，保留接收信号中的目标信号分量。
本发明还提供了一种利用上述系统进行增益控制的方法，包括以下步骤：
步骤S1:所述前置电平检测器通过比较输入复数信号的幅度与用户预设电平门限的大小，产生电平指示信号；
步骤S2:采用混频器以及本地振荡信号产发生器，用于去除输入信号中的载波；
步骤S3:匹配滤波器，用于对去除了载波的信号进行匹配滤波，使其信噪比达到最大；
步骤S4:所述可变增益放大器，用于根据增益控制信号，对匹配滤波后的信号进行放大或者缩小；
步骤S5:所述增益误差检测器，用于产生增益误差信号和功率指示信号，增所述益误差信号，作为环路滤波器输入；
步骤S6:所述环路滤波器，用于对增益误差信号进行滤波，产生增益控制信号。
优选地，在步骤S4中，放大器线性增益、放大器对数增益按照如下公式计算：
Figure BDA0004074678640000021
GAGC-dB＝20×[log(1.0+mAGC)+eAGClog(2)]
其中，mAGC和eAGC分别为增益控制信号的底数部分和指数部分。
优选地，在步骤S5中，所述增益误差检测器包括笛卡尔坐标-极坐标转换器、增益误差信号发生器和功率比较器三个模块。
优选地，在步骤S5中，所述增益误差检测器包括增益误差信号发生器，用于比较所述可变增益放大器输出信号幅度与用户预设门限值的大小，从而得到增益误差信号，作为环路滤波器输入。
优选地，在步骤S6中，所述环路滤波器用户可自行配置三个参数滤波器系数、AGC增益最小值和AGC增益最大值。
总体而言，通过本发明所构思的以上技术方案与现有技术相比，具有的有益效果包括：
(1)本发明实施例提供了一种全数字卫星解调器AGC设计方法，采用所述方法设计的AGC环路，能够减小硬件开销，支持环路参数的灵活配置，同时保持高精度的计算结果。
(2)本发明实施例通过设计一种全数字卫星解调器AGC环路，实现了对卫星解调器输入信号的自动增益控制功能，在保持判决器输入信号幅度在最优范围内的同时，最大化输入信号动态范围，并且补偿信道信噪比变化，解决了传统卫星解调器上AGC环路硬件开销大、运算精度低、配置不灵活等问题。
附图说明
图1是本发明实施例提供的一种全数字卫星解调器自动增益控制(AGC)设计方法的流程图；
图2是本发明实施例提供的一种前置电平检测器流程图；
图3是本发明实施例提供的一种混频器原理图；
图4是本发明实施例提供的一种增益误差检测器流程图；
图5是本发明实施例提供的一种笛卡尔坐标-极坐标转换器原理图；
图6是本发明实施例提供的一种环路滤波器流程图；
图7是本发明实施例提供的一种增益控制信号的数值格式和比特权重示意图；
图8是本发明实施例提供的增益控制信号高八位数值与AGC环路增益之间关系图。
具体实施方式
为了使本发明的目的、技术方案及优点更加清楚明白，以下结合附图及实施例，对本发明进行进一步详细说明。应当理解，此处所描述的具体实施例仅用以解释本发明，并不用于限定本发明。此外，下面所描述的本发明各个实施方式中所涉及到的技术特征只要彼此之间未构成冲突就可以相互组合。
实施例：
如图1所示，为本发明实施例提供的一种全数字卫星解调器自动增益控制(AGC)设计方法的流程图。所述AGC环路包括：
前置电平检测器101，用于快速估计输入复数信号r(n)的幅度，并与用户预设电平门限Ad的大小进行比较，得到位宽为1比特的电平指示信号d(n)。
混频器102，用于利用本地所产生的振荡信号，去除输入信号中可能存在的载波。
本地振荡信号发生器103，用于产生与输入复数信号中载波同频同相的本地振荡信号。
匹配滤波器104，用于滤除接收信号中的带外噪声和干扰，尽可能只保留接收信号中的目标信号分量。
可变增益放大器105，用于根据增益控制信号c(n)，对匹配滤波后的信号s(n)进行放大或者缩小。
增益误差检测器106，用于比较AGC环路输出信号与用户预设门限值，产生增益误差信号e(n)和功率指示信号p(n)。
环路滤波器107，用于对增益误差信号e(n)进行滤波，产生增益控制信号c(n)，从而控制可变增益放大器，形成闭环反馈结构。
自动增益控制环路(AGC)108，采用闭环反馈调节的方式，调整放大器电路增益，保持放大器电路输出信号的幅度在期望值附近。
图2为本发明实施例提供的一种前置电平检测器流程图。如图2所示，所述前置电平检测器模块包括：
幅度快速估计201，利用公式(1)得到输入复数信号幅度的估计值。
幅度比较202，将复数信号r(n)的幅度值估计值Mag(r(n))与门限Ad进行比较，若Mag(r(n))小于用户预设电平门限Ad，则将d(n)置为“1”(高电平)，否则，将d(n)置为“0”(低电平)。
例如，所述前置电平检测器的输入为有符号定点16比特的复数信号r(n)(包括I路和Q路)，单路信号绝对值不超过1，Ir＝-0.0108530111(FE9C，十六进制)，Qr＝0.051550484(0699，十六进制)。根据所述快速估计算法，复数信号r(n)的幅度值估计值Mag(r(n))为0.0555118330515(071B，十六进制)。
用户预设电平门限为无符号定点8比特小数，具体格式为：
20.2-12-22-32-42-52-62-7
最大表示范围为0至1.9921875(00-FF，十六进制)。用户预设电平门限Ad为0.0625(08，十六进制)。取Mag(r(n))前八位(07，十六进制)与Ad进行比较，得到d(n)＝1。
图3为本发明实施例提供的一种混频器原理图。参见图3，混频器本质上为一个复数乘法器，两个乘数分别是输入复数信号和本地产生的振荡信号，输入信号r(n)与输出信号x(n)之间的关系由式(2)和(3)进行描述。
匹配滤波器对混频器的输出信号x(n)进行滤波，抑制带外噪声和干扰信号分量，本发明实施例采用RRC滤波器(α＝0.25)。
图4为本发明实施例提供的一种增益误差检测器流程图。参见图4，所述增益误差检测器包括：
笛卡尔坐标-极坐标转换器301，用于提取AGC环路输出信号z(n)的幅度信息。所述笛卡尔坐标-极坐标转换器输入输出信号之间的关系由式(6)与(7)描述，其原理如图5所示。本发明实施例提供的笛卡尔坐标-极坐标转换器具体采用CORDIC算法，提取输出信号z(n)的幅度信息，并作为增益误差信号发生器的输入。采用CORDIC算法能够大幅降低计算复杂度，并且便于硬件实现。若输入信号I路和Q路绝对值均为1，则笛卡尔坐标-极坐标转换器输出幅度值为
Figure BDA0004074678640000062
即笛卡尔坐标-极坐标转换器增益为GC-P＝1.4142。
增益误差信号发生器302，用于产生增益误差信号e(n)，作为环路滤波器输入，如图4所示，增益误差信号发生器本质上是一个减法器，Ae为AGC环路输出信号的期望幅度。
功率比较器303，用于比较Mag(z(n))与用户预设电平门限Ap，得到功率指示信号p(n)。若Mag(z(n))小于用户预设电平门限Ap，则将p(n)置为1，否则，将p(n)置为0。
图6为本发明实施例提供的一种环路滤波器流程图。参见图6，所述环路滤波器包括：
放缩器401，用于对增益误差信号e(n)进行放缩，用户输入的滤波器系数Ki可对放缩程度进行控制，从而之间影响AGC环路跟踪速度，滤波器系数Ki分为指数部分eK和底数部分mK两部分，例如，底数部分mK位宽位3位，取值范围为0到7。滤波器系数底数部分mK二进制值与放缩后十进制值映射关系如下表一：
表一：
二进制值 放缩后十进制值 二进制值 放缩后十进制值
000 0.000 100 0.500
001 0.125 101 0.625
010 0.250 110 0.750
011 0.375 111 0.875
指数部分eK位宽为2位，取值范围为0到3。滤波器系数指数部分eK二进制值与放缩后十进制值映射关系如下表二：
表二：
Figure BDA0004074678640000061
/>
Figure BDA0004074678640000071
结合指数部分eK和底数部分mK，可以得到环路滤波器增益GLPF如下：
Figure BDA0004074678640000072
由公式(9)可以得到，环路滤波器增益GLPF取值范围为0到0.875×2-6。
饱和累加器402，用于对放缩后的增益误差信号进行积分，从而得到增益控制信号c(n)。用户可以输入参数Gmax和Gmin，分别作为饱和累加器的上限和下限。当所述饱和累加器的数值达到Gmax时，数值不再增加；当所述饱和累加器的数值达到Gmin时，数值不再减小。用户可以通过将Gmin和Gmax置为相同值，从而将AGC环路的增益置为定值。
图7为本发明实施例提供的一种增益控制信号c(n)的数值格式和比特权重示意图。参见图7，饱和累加器输出信号的高八位为增益控制信号的指数部分(eee)和底数部分(mmmmm)，Gmin和Gmax即是通过控制高八位的数值，来实现控制饱和累加器的上限和下限。后10位(在图中由“g”表示)为饱和累加器的输入累加位，每一位具有不同的权重。
分析增益控制信号c(n)的数值格式和比特权重，可得增益控制信号底数部分mAGC二进制值与放缩后十进制值映射关系如下表三：
表三：
Figure BDA0004074678640000073
/>
Figure BDA0004074678640000081
增益控制信号指数部分eAGC二进制值与放缩后十进制值映射关系如下表四：
表四：
二进制值 十进制值 放缩后十进制值
000 0 1
001 1 2
010 2 4
011 3 8
100 4 16
101 5 32
110 6 64
111 7 128
由公式(4)和(5)可知，若不设定Gmin和Gmax，AGC环路增益范围为1到1.96875×128，以对数形式表示，即为0dB到48dB。增益控制信号c(n)的表示形式与滤波器系数Ki表示形式类似，都具有底数部分和指数部分，不同的是，增益控制信号用于控制放大器的增益，而滤波器系数只影响环路滤波器的收敛速度。
图8为本发明实施例提供的增益控制信号c(n)高八位数值与AGC环路增益之间关系图。参见图8，增益控制信号c(n)高八位数值与AGC环路增益GAGC-dB之间保持近似对数线性关系，这种近似对数线性关系可以用于预测AGC响应时间，同时，这种近似的对数线性关系也表明，AGC环路增益并不随着增益误差而均匀变化，在AGC环路增益较大时，由增益误差信号引起的环路增益变化越快，AGC环路增益较小时，由增益误差信号引起的环路增益变化越慢。由于所述AGC环路由全数字结构组成，在硬件部署之后，用户依然可以通过设置Gmin和Gmax的值，在曲线上截取任意一段作为实际AGC环路增益的动态范围，从而实现灵活配置AGC环路参数的目的，方便适配不同应用需求。
AGC环路收敛时间受到多种因素影响，这些因素包括：用户预设期望门限Ae、环路滤波器系数Ki、笛卡尔坐标转极坐标器增益GC-P、增益控制信号比特权重、饱和累加器下限Gmin和上限Gmax。
其中，环路滤波器系数Ki直接决定了饱和累加器数值变化的速率，而环路滤波器输出增益控制信号的变化速率直接决定了AGC环路跟踪信号变化的速率。AGC环路响应表示每次增益控制信号数值变化时所引起的AGC环路增益变化幅度，其单位为dB/符号，AGC环路响应反应了单位时间内AGC环路增益能够变化的幅度。在实际AGC环路收敛过程中，当AGC环路开始捕获信号时，值会较大，而随着信号幅度逐渐收敛于用户期望幅度附近，值逐渐减小，直至减小至0附近振荡。
根据公式(9)，环路响应值在收敛过程中不断减小，直至最后稳定在0附近，在AGC环路参数确定后，可对环路响应最大值进行计算。具体的，使用不同增益项的底数部分对最大值进行估计结果如下：
RSPmax＝1×0.5×0.5×2-6×48＝0.1875dB/symbol (11)
其中，第一个0.5为GC-P底数部分的最大有效位权重，第二个0.5为环路增益相应的底数部分的最大有效位权重，2-6为最大移位增益，48为AGC环路增益最大值。相应地，根据公式(9)可以计算得到不同比特权重Ws下，AGC环路响应的RSP值，具体值如下表五：
表五：
Figure BDA0004074678640000091
/>
Figure BDA0004074678640000101
由表五可以得到，当AGC环路增益为最大值48dB时，环路响应RSP最大值RSPmax为0.1875dB/symbol，最小值RSPmin为0.02344dB/symbol。设置不同位宽的误差增益信号e(n)和增益控制信号c(n)，可以得到不同的环路响应RSP值表。
本发明实施例通过设计一种全数字卫星解调器AGC环路，实现了对卫星解调器输入信号的自动增益控制功能，在保持判决器输入信号幅度在最优范围内的同时，最大化输入信号动态范围，并且补偿信道信噪比变化，解决了传统卫星解调器上AGC环路硬件开销大、运算精度低、配置不灵活等问题。
本发明提供的全数字卫星解调器自动增益控制方法如下：
前置电平检测器，用于产生位宽为1比特的电平指示信号。所述前置电平检测器通过比较输入复数信号r(n)的幅度与用户预设电平门限Ad的大小，得到位宽为1比特的电平指示信号d(n)。
按照如下公式对所述定点复数信号的幅度值进行快速估计：
Figure BDA0004074678640000111
其中，n为采样时刻索引，Ir和Qr分别为输入信号r(n)的实部和虚部。若Mag(r(n))小于用户预设电平门限Ad，则将d(n)置为“1”(高电平)，否则，将d(n)置为“0”(低电平)。分析估算过程可以发现，采用所述快速估计算法，可以极大地降低前置电平检测器的工作延迟，同时，并不显著增加系统硬件开销。
所述前置电平检测器产生的电平指示信号d(n)能够集成到外部或其他AGC环路中，确保当输入信号幅度低于后续AGC环路动态范围下限时，能够及时对系统进行提示或警告，促使系统其他部件采取对应措施，保证后续AGC环路输入处于动态范围之内。传统AGC环路在这类情况发生时，无法对系统进行及时提醒，而是继续后续自动增益调节的过程，导致解调端无法工作在最佳状态，从而极大地降低了系统的解调性能。
混频器以及本地振荡信号产发生器，用于去除输入信号中可能存在的载波。由于信号传输过程中存在的多普勒效应或者射频前端未完全去除载波分量，此时的输入信号中可能存在频率偏移或低频载波，需要首先送入混频器中，对载波进行消除。混频器本质上是一个复数乘法器，其另外一个输入是由本地生成的与载波同频同相的振荡信号，在数字电路中，本地振荡一般由NCO进行产生。
所述混频器输入输出之间的关系可由如下公式进行描述：
Ix＝Ircos(ωc)-Qrsin(ωc) (2)
Qx＝Irsin(ωc)+Qrcos(ωc) (3)
其中，ωc为本地振荡信号的频率，Ix和Qx分别为所述混频器输出信号x(n)的实部和虚部。
匹配滤波器，用于使抽样判决时刻处信号的信噪比达到最大，从而降低整个系统的误码率。在经过混频器对信号频谱进行搬移之后，输入的基带信号中可能包含有以下几种分量：
1.目标信号；
2.噪声分量；
3.干扰信号分量。
当接收端信噪比较高时，目标信号的分量会远大于其他分量，反之，当接收端信噪比较低时，噪声分量或干扰信号分量可能会远大于目标信号，将匹配滤波器的带宽变窄可以有效地减少噪声分量和干扰信号分量的大小，从而提高信噪比。由于混频器、本地振荡信号发生器和匹配滤波器并非本发明重点关注内容，此处不再进行详细阐述。
可变增益放大器，用于根据增益控制信号，对匹配滤波后的信号s(n)进行放大或者缩小。匹配滤波虽然抑制了干扰信号分量和带外噪声，却无法处理带内噪声分量，当信道环境或者发送端信号功率发生变化时，需要对接收信号幅度变化进行补偿。所述可变增益放大器及时对增益控制信号做出反馈，无论输入端信号幅度如何变化(在动态范围内)，输出端信号z(n)的幅度始终维持在期望电平附近，保持相对稳定。放大器增益与增益控制信号之间保持正相关关系，而并非严格的线性关系。
按照如下公式计算放大器增益：
Figure BDA0004074678640000121
GAGC-dB＝20×[log(1.0+mAGC)+eAGClog(2)] (5)
其中，mAGC和eAGC分别为增益控制信号的底数部分和指数部分。通过控制底数部分和指数部分的位长，可以控制放大器增益最大值和最小值，从而影响AGC环路的动态范围。但通过这种方式控制动态范围并不灵活，一旦部署后，动态范围便无法调整。
增益误差检测器，用于产生增益误差信号和功率指示信号。所述增益误差检测器包括笛卡尔坐标-极坐标转换器、增益误差信号发生器和功率比较器三个模块。
所述笛卡尔坐标-极坐标转换器将I路和Q路数据映射为等价的极坐标表示形式，I路和Q路数据与极坐标数据之间具体关系可以表示为：
Figure BDA0004074678640000122
Phase(z(n))＝tan-1(Qz/Iz) (7)
其中，Iz和Qz分别为AGC环路输出信号z(n)的实部和虚部，tan-1(·)为反正切函数。笛卡尔坐标-极坐标转换器输入数据的采样速率决定了AGC环路数据处理速度。
所述增益误差信号发生器，用于比较放大器输出信号幅度Mag(z(n))与用户预设门限值Ae的大小，从而得到增益误差信号e(n)，作为环路滤波器输入，用户可通过改变预设门限值Aed控制信号稳定的期望幅度。
按照如下公式计算所述增益误差信号e(n)：
e(n)＝Ae-Mag(z(n)) (8)
所述增益误差信号e(n)作为环路滤波器的输入，直接影响增益控制信号的变化方向和变化速率。将e(n)置为0，可以将AGC环路放大增益锁定在固定值，增益误差信号发生器的增益记为GE。
所述功率比较器用于，产生位宽为1的功率指示信号。所述功率比较器通过放大器输出信号幅度Mag(z(n))与用户预设门限值Ap的大小，得到位宽为1比特的功率指示信号。若Mag(z(n))小于用户预设电平门限Ap，则将p(n)置为“1”(高电平)，否则，将p(n)置为“0”(低电平)。
所述功率比较器产生的功率指示信号p(n)可用于信号探测和功率检测，并且能够集成到外部AGC环路中，确保当输出信号功率高于AGC环路动态范围上限时，能够对系统进行提示或警告，促使系统其他部件采取对应措施。与前置电平检测器不同，所述功率比较器输入信号需要经过笛卡尔坐标-极坐标转换器和匹配滤波器等模块，因此，相比于输入信号，所产生的功率指示信号p(n)具有一定延迟。
所述环路滤波器，用于对增益误差信号e(n)进行滤波，产生增益控制信号c(n)。所述环路滤波器首先将增益误差信号e(n)进行放缩，然后将放缩后的信号进行积分，得到L位的增益控制信号c(n)，第i位比特权重记为Wi(i＝1，2，3...，L)，其中，与增益误差信号e(n)移位后对齐的第一位比特权重记为Ws。直观上，增益控制信号c(n)通过调整所述可变增益放大器的增益，控制放大器输出信号的幅度保持在用户预设门限Ae附近，从而使得增益误差信号e(n)保持在零值附近。
所述环路滤波器作为AGC环路中的核心模块，用户可自行配置三个参数，分别是：滤波器系数Ki、AGC增益最小值Gmin和AGC增益最大值Gmax。与AGC环路增益控制信号c(n)类似，以上所述参数均包含底数部分和指数部分。通过控制AGC增益最小值Gmin和AGC增益最大值Gmax，可以直接影响AGC环路的动态范围，且该方式配置灵活，硬件部署后，依然能通过编程等方式对AGC环路动态范围进行更改，以适配不同应用需要。将Gmin和Gmax置为相同值，可以将AGC环路放大增益锁定在固定值。
所述环路滤波器的三个参数会直接影响AGC环路的收敛时间。滤波器系数越大，动态范围越小，AGC环路捕获和跟踪信号的速度就越快，然而滤波器系数过大可能会引起系统振荡，严重降低系统性能；滤波器系数过小，收敛时间可能会过长，导致数据部分无法正常解调。此外，AGC环路的收敛时间与输入信号符号速率也有关。
环路响应RSP值表示每次增益控制信号数值变化时所引起的AGC环路增益变化的数值(dB)，其单位为dB/符号，AGC环路响应反应了单位时间内AGC环路增益能够变化的幅度。
根据所设计的AGC环路结构，环路响应RSP值可以根据如下公式进行计算：
RSP＝|z(n)|×GC-P×GE×Ws×GAGC-dB (9)
即RSP值等于输出信号z(n)的幅度、笛卡尔坐标转极坐标器增益GC-P、增益误差信号发生器增益GE、e(n)移位后第一比特权重Ws和环路滤波器增益GAGC-dB五者之间的乘积。在实际AGC环路收敛过程中，当AGC环路开始捕获信号时，RSP值会较大，而随着信号幅度逐渐收敛于用户期望幅度附近，RSP值逐渐减小，直至减小至0附近振荡。
本领域的技术人员容易理解，以上所述仅为本发明的较佳实施例而已，并不用以限制本发明，凡在本发明的精神和原则之内所作的任何修改、等同替换和改进等，均应包含在本发明的保护范围之内。

Claims (7)

1.一种全数字卫星解调器自动增益控制系统，其特征在于：所述系统包括：前置电平检测器、可变增益放大器、增益误差检测器、环路滤波器；
所述前置电平检测器用于估计输入复数信号的幅度，并与用户预设电平门限值的大小进行比较，得到电平指示信号；
所述可变增益放大器，用于根据增益控制信号，对所述输入复数信号匹配滤波后的信号进行放大或者缩小；
所述增益误差检测器，用于比较所述控制系统的输出信号与所述用户预设门限值，产生增益误差信号和功率指示信号；
所述环路滤波器，用于对所述增益误差信号进行滤波，产生所述增益控制信号，从而控制可变增益放大器，形成闭环反馈结构。
2.根据权利要求1所述的控制系统，其特征在于：所述输入复数信号匹配滤波后的信号是指：由本地振荡信号发生器产生的与所述输入复数信号中载波同频同相的本地振荡信号，然后由混频器利用所述本地振荡信号去除所述输入复数信号中存在的载波，再经匹配滤波器滤除带外噪声和干扰，保留接收信号中的目标信号分量。
3.利用权利要求1-2中任一控制系统的自动增益控制方法，其特征在于：所述方法包括以下步骤：
步骤S1:所述前置电平检测器通过比较输入复数信号的幅度与用户预设电平门限的大小，产生电平指示信号；
步骤S2:采用混频器以及本地振荡信号产发生器，用于去除输入信号中的载波；
步骤S3:匹配滤波器，用于对去除了载波的信号进行匹配滤波，使其信噪比达到最大；
步骤S4:所述可变增益放大器，用于根据增益控制信号，对匹配滤波后的信号进行放大或者缩小；
步骤S5:所述增益误差检测器，用于产生增益误差信号和功率指示信号，增所述益误差信号，作为环路滤波器输入；
步骤S6:所述环路滤波器，用于对增益误差信号进行滤波，产生增益控制信号。
4.根据权利要求3所述的控制方法，其特征在于：在步骤S4中，放大器线性增益、放大器对数增益分别按照如下公式计算：
Figure FDA0004074678630000021
GAGC-dB＝20×[log(1.0+mAGC)+eAGClog(2)]
其中，mAGC和eAGC分别为增益控制信号的底数部分和指数部分。
5.根据权利要求3所述的控制方法，其特征在于：在步骤S5中，所述增益误差检测器包括笛卡尔坐标-极坐标转换器、增益误差信号发生器和功率比较器三个模块。
6.根据权利要求3所述的控制方法，其特征在于：在步骤S5中，所述增益误差检测器包括增益误差信号发生器，用于比较所述可变增益放大器输出信号幅度与用户预设门限值的大小，从而得到增益误差信号，作为环路滤波器输入。
7.根据权利要求3所述的控制方法，其特征在于：在步骤S6中，所述环路滤波器用户可自行配置三个参数滤波器系数、AGC增益最小值和AGC增益最大值。
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