CN116131616A - 一种基于基波调制策略的模型预测控制的dab变换器及装置 - Google Patents

Abstract

本发明公开了一种基于基波调制策略的模型预测控制的DAB变换器及装置，针对于在DAB变换器的传统控制当中，当DAB变换器发生负载突变时，传统闭环控制的控制参数可能不再适合新的工况，从而造成系统的不稳定的问题，将模型预测控制应用于DAB装置可以更好的提高DAB变换器的动态性能。

Description

一种基于基波调制策略的模型预测控制的DAB变换器及装置

技术领域

本发明属于电力电子技术领域，具体涉及一种基于基波调制策略的模型预测控制方法及其DAB变换器装置。

背景技术

模型预测控制(Model Predict control，MPC)是近年来出现的一种新型的控制策略，其控制思想是：首先对受控对象进行建模，之后再通过对被控对象的预测模型以及当前时刻所采集到的被控对象的信息，预测未来被控对象的状态，在线对此状态求解，使得被控对象的值不断逼近给定值，最终得到控制变量并作用于系统，在下一个采样时刻重复这一过程。以上过程可以和概括为建立模型、模型预测、滚动优化、误差补偿。

传统的闭环控制是在设计者通过在系统正常工作模式下所计算出的一套闭环控制参数，例如PID中的三个控制变量值，最终应用于系统中。但这套参数在系统工况变化时，难以快速且准确的对系统运行状态的变换进行响应，而由于模型预测控制的思想是针对被控对象的模型进行在线的优化与求解，因此不论系统工况如何变化，都能够带入所得出的模型当中进行优化，从而能够适应多种不同的工况，且因为采样周期较短，整个变换器的动态性能会远优于传统控制。

在应用于DAB变换器的传统控制当中，由于闭环控制参数是在离线状态下针对DAB的一种负载情况下优化得出的，所以当DAB变换器发生负载突变时，传统闭环控制的控制参数可能不再适合新的工况，从而造成系统的不稳定。

因此，为了解决DAB变换器在传统控制方法的弊端，可以将模型预测控制引入电力电子变换器当中。

发明内容

针对背景技术所存在的问题，本发明的目的在于提供一种基于基波调制策略的模型预测控制方法及装置。该控制方法具体的实现方法是：通过采样电路采样输出电压V_o、输出电流I_o的实时值，并将其送入控制模块当中，通过控制模块的计算得出使得成本函数ct最小的相移值d₁、d₂、最终使得所控制的输出电压为给定值V_{o_ref}。模型预测控制方法将具有动态性能好，较宽的工作范围，较低的RMS电流等优点。

为实现上述目的，本发明的技术方案如下：

1.一种基于双有源桥(Dual Active Bridge，DAB)变换器的基于基波占空比调制(Fundament-al Duty Modulation，FDM)的模型预测控制(Model Predict Control，MPC)，其特征在于，包括下列步骤：

1)通过在时域内对DAB的桥臂电压v₁(t)与v₂(t)进行傅里叶分解，取基波分量d_1，α、d_2，β、d_2，α、d_2，β后，表示出电感电流i_L(t)的表达式，在基波分量下对电感电流i_L(t)的RMS的进行优化。

其中DAB的桥臂电压表达式为：

2)将在傅里叶分解下已优化的基波分量转换为时域下的相移比d₁、d₂、d₃，具体公式如下所示：

d₂＝0.5

3)将DAB变换器在时域上通过简化平均模型进行简化。

4)针对DAB变换器的输出直流母线电压的预测模型构造成本函数。

5)根据输出直流母线电压的价值函数和交流测输出电压预测模型构建MPC控制器。

6)根据步骤4)与步骤5)得到的相应模型与控制器对其输出电压进行控制。

2.如权利要求1所述的模型预测控制，其特征在于，步骤1)的具体内容为：

通过在时域内对DAB的桥臂电压v₁(t)与v₂(t)进行傅里叶分解，取基波分量d_1，α、d_2，β、d_2，α、d_2，β后，表示出电感电流i_L(t)的表达式，在基波分量下对电感电流i_L(t)的RMS的进行优化。其中电感电流由基波分量表示的RMS为：

优化后电感电流RMS的值为：

当输出一定功率时，优化后的基于基波调制的基波分量的值为：

D_1，α＝0

其中P_o为输出的功率，X_L＝ωL，V_i为输入电压，V_o为输出电压，I_o为输出电流。

3.根据权利1中的步骤3)的基于DAB数学时域模型所能够得出的输出电压的离散数学模型可以表示为：

其中V_o[k+2]为预测出来的k+2时刻的输出电压，V_o[k]为当前时刻采样到的输出电压，i_{o_2}[k]为当前时刻副边的平均电流，i_{o_2}[k+1]为所预测的k+1时刻副边平均电流。

4.根据权利1中的步骤4)所构造的控制输出电压的成本函数的函数表达式如下所示：

ct＝(V_{o_ref}-V[k+2])²+u·(V_o[k+2]-V_o[k+1])

其中V_{o_ref}为输出电压参考值；V_o[k+1]与V_o[k+2]为所预测的k+1时刻与k+2时刻的输出电压；u为两个成本函数之间的系数之比。

5.如权利要求2所述的基于基波占空比调制的模型预测控制，其特征在于，将基波分量d_1，α、d_2，β、d_2，α、d_2，β转化为实际上的相移比d₁、d₂、d₃，其中的转换公式为：

d₂＝0.5

其中FDM中的相移比d₁，d₂，d₃转化为简化平均模型的相移比D₁，D₂，D₃转化公式为：

D₁＝1-2d₁

D₂＝2d₃

D₃＝0

6.如权利1要求所述的步骤5)中的MPC控制器，其特征在于下列步骤：

51)对DAB变换器工作在拓展移相控制(Extend Phase Shift,EPS)的模型进行建模

52)获取当前时刻的输出电压V_o[k]与输出电流I_o[k]。

53)计算得出在控制变量d_1，β[k]-Δ，d_1，β[k]，d_1，β[k]+Δ下k+2时刻的所对应的输出电压V_o[k+2]₁，V_o[k+2]₂，V_o[k+2]₃。

54)将不同控制变量所对应的下的k+2时刻的输出电压带入成本函数中计算。

55)将使成本函数最小的控制变量d_1，β转换为时域上的相移比，用作于k+1时刻的DAB变换器当中。

56)在下一时刻重复以上过程，进行滚动优化。

7.一种基于基波占空比调制的模型预测控制方法的装置，其特征在于，包括DAB变换器和控制电路，所述DAB变换器包括输入电压V_in、输出电压V_o、输入电容C_in、输出电容C_o-ut、8个开关管S₁～S₈、脉冲变压器T、电感L、和负载R，所述控制电路包括采样/保持电路、控制模块和驱动电路；

所述的8个开关管S₁～S₄、S₅～S₈分别组成了原副边桥臂，DAB变换器各个桥臂之间的相移比D₁、D₂、D₃，每个开关管的栅极与驱动电路的输出端相连接，且同一桥臂的两只开关管不能同时导通，电感L的一端与原边桥臂中点以及变压器一端相连接，输入电容C_in与输出电容C_out分别与输入电压V_in与输出电压V_o的正负极相连接；

所述采样/保持电路与负载R并联，用于实时检测负载R的输出电压V_o和输出电流I_o，并将输出电压V_o和输出电流I_o传输至控制模块，控制模块通过计算使得成本函数ct最小，并输出使得成本函数ct最小的相移比，最终通过驱动电路控制DAB变换器各个桥臂之间的相移比D₁、D₂、D₃，从而实现对输出电压V_o的控制。

附图说明

图1为本发明提供的基于基波调制的应用于DAB的模型预测控制方法的电路结构框图。

图2为本发明提供的控制模块的基本运作方式框图。

图3为采用平均模型建模的DAB建模模型。

图4为传统的PI控制下DAB变换器在基波调制下的稳态时域仿真波形。

图5为本发明提供的基于基波调制的应用于DAB的模型预测控制方法在稳态下的时域仿真波形。

图6为传统的PI控制下DAB变换器在基波调制下输出为10HZ脉冲负载的仿真波形。

图7为本发明提供的基于基波调制的应用于DAB的模型预测控制方法在在负载以10HZ脉冲负载变化时的仿真波形。

具体实施方式

为使本发明的目的、技术方案和优点更加清楚，下面结合实施方式和附图，对本发明作进一步地详细描述。

图1为本发明提供的非基于基波调制的引用于DAB的模型预测控制方法的电路结构框图，该控制方法的装置包括DAB变换器和控制电路，所述DAB变换器包括包括输入电压V_in、输出电压V_o、输入电容C_in、输出电容C_o-ut、8个开关管S₁～S₈、脉冲变压器T、电感L、和负载R，所述控制电路包括采样/保持电路、控制模块和驱动电路。

所述开关管S的漏极与输入电压Vin的正极相连，栅极与驱动电路的输出端相连，源极与二极管D的负极、电感L的一端相连，所述电感L的另一端与电容C的一端、负载R的一端相连，电容C的另一端与电阻R_ESR一端相连，电阻R_ESR的另一端与输入电压Vin的负极、二极管D的正极和负载R的另一端相连；

所述采样/保持电路与负载R并联，采集DAB变换器的输出电压V_o与输出电流I_o，并最终将采集到的数据送到控制模块当中，控制模块根据MPC理论进行优化，最终输出相移量D₁，D₂，D₃到驱动电路中驱动开关管的通断。

图2为本发明中DAB变换器的简化平均模型，其中V_in为输入电压，C_in为输入电容，i_{in_2}为原边电流的平均值，i_{o_2}为副边电流的平均值，V_o为输出电压。由于在基波调制下已经确定DAB变换器在EPS调制策略下的电感电流的RMS值最小，所以简化平均模型是对采用EPS调制的DAB变换器进行建模。DAB工作在EPS调制下，正向传输功率时，共有两种工作模式。

表一

其中i_{o_2}的计算公式如上表表一所示。

输出电压V_o的动态方程可以表示为：

对式(1)进行前向欧拉变换，可变为下式：

假设负载电流在一个采样周期内不变，则有：

i_load[k]＝i_load[k+1]  (3)

则在k+2时刻的预测的输出电压为：

将式(2)代入式(4)，可得出k+2时刻的输出电压V_o[k+2]的预测方程：

图3为本发明中控制模块的具体框图，其中V_{o_ref}为输出电压给定值，V_o[k+2]为所预测的k+2时刻的电压值，ct为成本函数，d_1，β为基波调制下的控制量，d₁，d₂，d₃为基波调制下的相移比，D₁，D₂，D₃为平均模型下的相移比。

控制模块的工作原理为：通过采样得到的输出电压V_o，输出电流I_o，由公式(5)得出所预测的k+2时刻的输出电压V_o[k+2]₁、V_o[k+2]₂、V_o[k+2]₃，这三个预测的电压分别对应着三个控制变量，分别是d_1，β[k]-Δ，d_1，β[k]，d_1，β[k]+Δ，将所预测的三个输出电压通过成本函数ct(公式(7))计算得出成本函数，最终选择使得成本函数最小的变量d_1，β，并将所选取的d_1，β变为基波调制下的相移量d₁，d₂，d₃，再经过一次坐标变换变为平均模型下的相移比D₁，D₂，D₃，并将其应用于下一个k+1时刻，最终输出给驱动模块驱动开关管的开通与关断。

ct＝(V_{o_ref}-V_o[k+2])²+u·(V_o[k+2]-V_o[k+1])²    (6)

其中V_{o_ref}为输出电压参考值；V_o[k+1]与V_o[k+2]为所预测的k+1时刻与k+2时刻的输出电压；u为两个成本函数之间的系数之比。

图4为传统的PI控制下DAB变换器在基波调制下的稳态时域仿真波形。图内的波形由上到下有输出电压V_o，电感电流i_L，原副边桥臂中点的电压V_pri与V_sec，输出电流i_load。具体的电路仿真参数见表二，本发明仿真条件都与表二的仿真参数相同，后面不再赘述。

表二

从图4可以看出，传统的PI控制能够在稳态下很好的控制输出电压达到参考值V_ref，可以看出在稳态时PI控制器只要找到合适的控制参数可以对输出电压进行控制。

图5为基于基波调制的应用于DAB的模型预测控制方法在稳态下的时域仿真波形，可以看出传模型预测控制也能够在稳态下很好的控制输出电压达到参考值V_ref。

图6为传统的PI控制下DAB变换器在负载为10HZ脉冲负载的仿真到1s的仿真波形；图6.1是仿真1s的全部波形，图6.2为完整的一个加负载与减负载过程波形组成。脉冲负载是负载以一定频率不断变换满载与空载的状态的一种负载，由于其负载变换的幅度大且频率较高，对传统PI控制的挑战较大。由图6.2可以看出，在负载由空载到满载的过程中，输出电压有一个明显的跌落，跌落的幅度为14V，且其恢复为250V的调节时间为30ms；在由满载到空载的过程中，输出电压有一个13V的过冲，且其恢复为250V的调节时间为29ms。

图7为本发明提供的基于基波调制的应用于DAB的模型预测控制方法在在负载为10HZ脉冲负载的仿真到1s的仿真波形。图7.1是仿真1s的全部波形，图7.2为完整的一个加负载与减负载过程波形组成。由图7.2可以看出，在负载由空载到满载的过程中，输出电压跌落的幅度为7V，且其恢复为250V的调节时间为7ms；在由满载到空载的过程中，输出电压有一个5V的过充，且其恢复为250V的调节时间为9ms。

从图6和图7可以看出，传统PI控制下虽然在稳态下能够控制输出电压V_o维持在稳定值，但在负载突变例如脉冲负载下时，传统PI控制出现了冲击过大以及调节时间过长的缺点。本发明所提出的于基波调制的应用于DAB的模型预测控制方法不仅在稳态时能够很好地控制输出电压，在负载快速切换时不仅能够快速响应，对应的过冲也远远优于传统的PI控制。

以上所述，仅为本发明的具体实施方式，本说明书中所公开的任一特征，除非特别叙述，均可被其他等效或具有类似目的的替代特征加以替换；所公开的所有特征、或所有方法或过程中的步骤，除了互相排斥的特征和/或步骤以外，均可以任何方式组合。

Claims (7)

1.一种基于双有源桥(Dual Active Bridge,DAB)变换器的基于基波占空比调制(Fundament-al Duty Modulation,FDM)的模型预测控制(Model Predict Control,MPC)，其特征在于，包括下列步骤：

1)通过在时域内对DAB的桥臂电压v₁(t)与v₂(t)进行傅里叶分解，取基波分量d_1，α、d_2，β、d_2，α、d_2，β后，表示出电感电流i_L(t)的表达式，在基波分量下对电感电流i_L(t)的RMS的进行优化。

其中DAB的桥臂电压表达式为：

2)将在傅里叶分解下已优化的基波分量转换为时域下的相移比d₁、d₂、d₃，具体公式如下所示：

d₂＝0.5

3)将DAB变换器在时域上通过简化平均模型进行简化。

4)针对DAB变换器的输出直流母线电压的预测模型构造成本函数。

5)根据输出直流母线电压的价值函数和交流测输出电压预测模型构建MPC控制器。

6)根据步骤4)与步骤5)得到的相应模型与控制器对其输出电压进行控制。

2.如权利要求1所述的模型预测控制，其特征在于，步骤1)的具体内容为：

通过在时域内对DAB的桥臂电压v₁(t)与v₂(t)进行傅里叶分解，取基波分量d_1，α、d_2，β、d_2，α、d_2，β后，表示出电感电流i_L(t)的表达式，在基波分量下对电感电流i_L(t)的RMS的进行优化。其中电感电流由基波分量表示的RMS为：

优化后电感电流RMS的值为：

当输出一定功率时，优化后的基于基波调制的基波分量的值为：

D_1,α＝0

其中P_o为输出的功率，X_L＝ωL，V_i为输入电压，V_o为输出电压，I_o为输出电流。

3.根据权力1中的步骤3)的基于DAB数学时域模型所能够得出的输出电压的离散数学模型可以表示为：

其中V_o[k+2]为预测出来的k+2时刻的输出电压，V_o[k]为当前时刻采样到的输出电压，i_{o_2}[k]为当前时刻副边的平均电流，i_{o_2}[k+1]为所预测的k+1时刻副边平均电流。

4.根据权力1中的步骤4)所构造的控制输出电压的成本函数的函数表达式如下所示：

ct＝(V_{o_ref}-V[k+2])²+u·(V_o[k+2]-V_o[k+1])

其中V_{o_ref}为输出电压参考值；V_o[k+1]与V_o[k+2]为所预测的k+1时刻与k+2时刻的输出电压；u为两个成本函数之间的系数之比。

5.如权利要求2所述的基于基波占空比调制的模型预测控制，其特征在于，将基波分量d_1，α、d_2，β、d_2，α、d_2，β转化为实际上的相移比d₁、d₂、d₃，其中的转换公式为：

d₂＝0.5

其中FDM中的相移比d₁，d₂，d₃转化为简化平均模型的相移比D₁,D₂，D₃转化公式为：

D₁＝1-2d₁

D₃＝0

6.如权力1要求所述的步骤5)中的MPC控制器，其特征在于下列步骤：

51)对DAB变换器工作在拓展移相控制(Extend Phase Shift,EPS)的模型进行建模

52)获取当前时刻的输出电压V_o[k]与输出电流I_o[k]。

53)计算得出在控制变量d_1,β[k]-Δ,d_1,β[k],d_1,β[k]+Δ下k+2时刻的所对应的输出电压V_o[k+2]₁，V_o[k+2]₂，V_o[k+2]₃。

54)将不同控制变量所对应的下的k+2时刻的输出电压带入成本函数中计算。

55)将使成本函数最小的控制变量d_1,β转换为时域上的相移比，用作于k+1时刻的DAB变换器当中。

56)在下一时刻重复以上过程，进行滚动优化。

7.一种基于基波占空比调制的模型预测控制方法的装置，其特征在于，包括DAB变换器和控制电路，所述DAB变换器包括输入电压V_in、输出电压V_o、输入电容C_in、输出电容C_o-ut、8个开关管S₁～S₈、脉冲变压器T、电感L、和负载R，所述控制电路包括采样/保持电路、控制模块和驱动电路；

所述的8个开关管S₁～S₄、S₅～S₈分别组成了原副边桥臂，DAB变换器各个桥臂之间的相移比D₁、D₂、D₃，每个开关管的栅极与驱动电路的输出端相连接，且同一桥臂的两只开关管不能同时导通，电感L的一端与原边桥臂中点以及变压器一端相连接，输入电容C_in与输出电容C_out分别与输入电压V_in与输出电压V_o的正负极相连接；

所述采样/保持电路与负载R并联，用于实时检测负载R的输出电压V_o和输出电流I_o，并将输出电压V_o和输出电流I_o传输至控制模块，控制模块通过计算使得成本函数ct最小，并输出使得成本函数ct最小的相移比，最终通过驱动电路控制DAB变换器各个桥臂之间的相移比D₁、D₂、D₃，从而实现对输出电压V_o的控制。

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