CN116073773A - 差动放大装置 - Google Patents

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CN116073773A
CN116073773A CN202211314720.6A CN202211314720A CN116073773A CN 116073773 A CN116073773 A CN 116073773A CN 202211314720 A CN202211314720 A CN 202211314720A CN 116073773 A CN116073773 A CN 116073773A
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数野将史
向井谦治
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Murata Manufacturing Co Ltd
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Abstract

提供一种差动放大装置，能够实现装置的小型化。差动放大装置(1)包括：输入匹配电路(MN1)，是被输入在输入端子输入的信号的输入平衡‑不平衡转换器；输出匹配电路(MN2)，是向输出端子输出信号的输出平衡‑不平衡转换器；第1放大器(11)及第2放大器(12)，并联设置在输入平衡‑不平衡转换器与输出平衡‑不平衡转换器之间，输出差动信号；第1二极管(D1)，设置在输入平衡‑不平衡转换器和第1放大器之间的路径与基准电位之间；第2二极管(D2)，设置在输入平衡‑不平衡转换器与第2放大器之间的路径与基准电位之间；以及偏置电路(21)，向第1二极管及第2二极管施加偏置，第1二极管的阴极及第2二极管的阴极与基准电位侧连接。

Description

差动放大装置
技术领域
本发明涉及差动放大装置。
背景技术
已知一种作为无线通信等的功率放大装置而使用的差动放大装置(例如，专利文献1)。专利文献1所公开的差动放大装置具备低功率模式(Low Power Mode，以下称为LPM)用的放大电路和高功率模式(High Power Mode，以下称为HPM)用的放大电路。根据功率模式，切换使用LPM用的放大电路和HPM用的放大电路。
在先技术文献
专利文献
专利文献1：日本特开2014-155171号公报
发明内容
发明要解决的问题
但是，根据专利文献1，除了需要HPM用的放大电路之外，还需要LPM用的放大电路，难以实现差动放大装置的小型化。
本公开是鉴于上述情况而完成的，其目的在于，提供一种能够切换功率模式且能够实现装置的小型化的差动放大装置。
用于解决问题的手段
为了解决上述问题并实现目的，本公开的某个方式的差动放大装置包括：输入端子；输入平衡-不平衡转换器，其被输入在所述输入端子输入的信号；输出端子；输出平衡-不平衡转换器，其向所述输出端子输出信号；第1放大器及第2放大器，其并联设置在所述输入平衡-不平衡转换器与所述输出平衡-不平衡转换器之间，输出差动信号；第1二极管，其设置在所述输入平衡-不平衡转换器和所述第1放大器之间的路径与基准电位之间；第2二极管，其设置在所述输入平衡-不平衡转换器和所述第2放大器之间的路径与基准电位之间；以及偏置电路，其向所述第1二极管及所述第2二极管施加偏置，所述第1二极管的阴极及所述第2二极管的阴极与所述基准电位连接。
发明效果
根据本公开，能够实现差动放大装置的小型化。
附图说明
图1是示出本公开的第1实施方式的差动放大装置的例子的图。
图2是着眼于本公开的第1实施方式的输入匹配电路、放大器等而示出的图。
图3是示出本公开的第2实施方式的差动放大装置的例子的图。
图4是示出本公开的第3实施方式的差动放大装置的例子的图。
图5是示出本公开的第4实施方式的差动放大装置的例子的图。
图6是示出本公开的第5实施方式的差动放大装置的例子的图。
图7是示出本公开的第6实施方式的差动放大装置的例子的图。
图8是示出本公开的第7实施方式的差动放大装置的例子的图。
附图标记说明
1、1a～1f 差动放大装置；
11、12 放大器；
21、22 偏置电路；
30、31、32、33、330、331、332 电容器；
40、41、42 并联谐振电路；
51、52、53 电阻元件；
61、111、112、121、122、141-1～141-N、142-1～142-N、340、341、342 电感器；
70、71、72、73 偏置线；
110、120、TR1、TR2 变压器；
200 匹配电路；
201 输入端子；
202 输出端子；
D1、D2 二极管；
GND 基准电位；
MN1 输入匹配电路；
MN2 输出匹配电路；
P21 中点。
具体实施方式
以下，基于附图对本发明的实施方式详细进行说明。在以下的各实施方式的说明中，针对与其他实施方式相同或等同的结构部分标注相同的标记，简化或省略其说明。本发明不通过各实施方式而受限定。另外，在各实施方式的结构要素中包括本领域技术人员能够且容易置换的部分或者实质上相同的部分。需要说明的是，以下记载的结构能够适当地组合。另外，在不脱离发明的主旨的范围内能够进行结构的省略、置换或变更。
[第1实施方式]
[结构]
图1是示出本公开的第1实施方式的差动放大装置的例子的图。图1所示的差动放大装置1包括输入端子201、输入匹配电路MN1、构成差动放大电路的第1放大器即放大器11和第2放大器即放大器12、输出匹配电路MN2、以及输出端子202。输入匹配电路MN1包括电容器30、电感器111、以及电感器112。输出匹配电路MN2包括电感器121、电感器122、以及匹配电路200。
电容器30的一端与输入端子201连接。电容器30的另一端与电感器111的一端连接。电容器30是用于切断直流电流的电容器。电感器111的另一端与基准电位连接。基准电位例示了接地电位，但本公开不限于此。在以下的说明中也是同样的。需要说明的是，电容器30相对于输入端子201设置在放大器11、12侧，但本公开不限于此。电容器30例如也可以相对于输入端子201设置在与放大器11、12侧相反的一侧。
电感器111与电感器112电磁场耦合，构成变压器110。这里，电感器111的一端与输入端子201连接，另一端与基准电位连接。另外，电感器112的一端与放大器11的输入连接，电感器112的另一端与放大器12的输入连接。变压器110作为针对一次绕组即电感器111的信号进行不平衡-平衡转换的输入平衡-不平衡转换器进行动作。输入到电感器111的信号由变压器110进行转换，使电感器112产生差动信号。电磁场耦合定义为磁场耦合和电场耦合中的任意一方或双方的耦合。
输入匹配电路MN1的输出与电容器31的一端及电容器32的一端连接。电容器31的另一端与放大器11的输入连接。电容器31是用于切断直流电流的电容器。电容器32的另一端与放大器12的输入连接。放大器11的输出与电感器121的一端连接。放大器12的输出与电感器121的另一端连接。电容器32是用于切断直流电流的电容器。
电感器121与电感器122电磁场耦合，构成变压器120。电感器122的一端与匹配电路200的输入连接。电感器122的另一端与基准电位连接。变压器120作为进行平衡-不平衡转换的输出平衡-不平衡转换器进行动作。匹配电路200的输出与输出端子202连接。
图2是着眼于本公开的第1实施方式的输入匹配电路MN1、放大器11及12等而示出的图。如图2所示，在作为输入平衡-不平衡转换器的变压器110与放大器11之间的路径中设置有作为第1二极管的二极管D1。在电感器112的一端与基准电位GND之间连接二极管D1。二极管D1的阴极与基准电位GND连接。另外，在作为输入平衡-不平衡转换器的变压器110与放大器12之间的路径中设置有作为第2二极管的二极管D2。在电感器112的另一端与基准电位GND之间连接二极管D2。二极管D2的阴极与基准电位GND连接。二极管D1及D2相对于放大器11、12并联地连接。需要说明的是，基准电位GND是放大器11及12的基准电位。
向二极管D1的阳极施加从偏置电路21输出的偏置b11。经由偏置线71而施加从偏置电路21输出的偏置b11。偏置线71与作为输入平衡-不平衡转换器的变压器110的二次侧绕组连接。在偏置线71连接有并联谐振电路41。并联谐振电路41包括相互并联连接的电容器331和电感器341。需要说明的是，也可以设置两个二极管D1而成为两级结构。不过，从使装置小型化的观点出发，期望使二极管D1仅为一个(即一级结构)。偏置b11为用于使一个二极管D1导通的电压即可。
向二极管D2的阳极施加从偏置电路21输出的偏置b12。经由偏置线72而施加从偏置电路21输出的偏置b12。偏置线72与作为输入平衡-不平衡转换器的变压器110的二次侧绕组连接。在偏置线72连接有并联谐振电路42。并联谐振电路42包括相互并联连接的电容器332和电感器342。需要说明的是，也可以设置两个二极管D2而成为两级结构。不过，从使装置小型化的观点出发，期望使二极管D2仅为一个(即一级结构)。偏置b12为用于使一个二极管D2导通的电压即可。
向放大器11的输入施加从偏置电路22输出的偏置b21。从偏置电路22输出的偏置b21经由电阻元件51被施加到放大器11的输入。由此，向放大器11内的晶体管施加偏置。
向放大器12的输入施加从偏置电路22输出的偏置b22。从偏置电路22输出的偏置b22经由电阻元件52被施加到放大器12的输入。由此，向放大器12内的晶体管施加偏置。
[动作]
向输入端子201输入的信号例如RF(Radio Frequency，射频)的输入信号RFin经由变压器110被分配为彼此相差大致180°相位的两个信号之后，被输入到放大器11及12。由放大器11及12放大后的该两个信号经由输出匹配电路MN2而合成，作为输出信号RFout被输出到输出端子202。
这里，能够通过使与放大器11的输入侧连接的二极管D1和与放大器12的输入侧连接的二极管D2成为导通或截止，来调整差动放大装置1的增益。
具体而言，通过利用从偏置电路21施加的偏置b11及b12而使二极管D1及D2成为导通，从而输入信号的一部分通过二极管D1及D2流向基准电位GND。由此，能够使增益下降，能够实现LPM。
另一方面，利用从偏置电路21施加的偏置b11及b12而使二极管D1及D2成为截止。此时，并联谐振电路41及42预先被调整为在动作频率中成为开路(即，阻抗无限大)。因此，不会对增益产生影响。由此，能够不使增益下降而实现HPM。
如以上那样，利用施加的偏置，能够通过使二极管D1及D2成为导通而实现LPM，能够通过使二极管D1及D2成为截止而实现HPM。
在作为输入平衡-不平衡转换器的变压器110的前级(具体而言，输入端子201与变压器110之间)连接二极管时，变压器110的前级的阻抗比较高，信号的电压振幅变大，因此，二极管可能意外地导通。与此相对，如第1实施方式那样通过在作为输入平衡-不平衡转换器的变压器110的后级(具体而言，变压器110与放大器11、12之间)连接二极管D1及D2，利用变压器110的后级的阻抗比变压器110的前级的阻抗低这一特点，能够减小信号的输入电压振幅，能够防止二极管意外地导通。
如以上那样，通过追加二极管并利用施加的偏置而使二极管成为导通或截止，从而即便不设置LPM专用的结构也能够实现LPM及HPM。因此，能够实现差动放大装置的小型化。
[第2实施方式]
[结构]
图3是示出本公开的第2实施方式的差动放大装置1a的例子的图。图3是着眼于第2实施方式的输入匹配电路MN1、放大器11及12等而示出的图。在第2实施方式中，也在作为输入平衡-不平衡转换器的变压器110的后级连接二极管D1及D2。
如图3所示，在第2实施方式中，与第1实施方式不同，偏置线70与作为输入平衡-不平衡转换器的二次绕组的电感器112的中点P21连接。中点P21是高频信号的虚拟接地点。本公开中的中点并非是成为变压器的二次绕组的电感值的一半的位置，而是定义为变压器的二次绕组的制造偏差的范畴内的一次绕组的一半。需要说明的是，偏置线70与电感器112的任意的部位连接即可，不一定必须与电感器112的中点P21连接。
变压器110的二次绕组的中点P21经由并联谐振电路40而与偏置电路21连接。并联谐振电路40包括相互并联连接的电容器330和电感器340。并联谐振电路40预先被调整为在动作频率中成为开路(即，阻抗无限大)。
[动作]
在图3中，经由并联谐振电路40向二极管D1及D2施加偏置。与参照图2说明的第2实施方式的差动放大装置同样地，利用施加的偏置，能够通过使二极管D1及D2成为导通而实现LPM，能够通过使二极管D1及D2成为截止而实现HPM。尤其是通过在作为输入平衡-不平衡转换器的变压器110的后级连接二极管D1及D2，能够成为低阻抗而减小输入电压振幅。
如以上那样，利用施加的偏置，能够通过使二极管D1及D2成为导通而实现LPM，能够通过使二极管D1及D2成为截止而实现HPM。
如以上那样，通过追加二极管并利用施加的偏置而使二极管成为导通或截止，从而即便不设置LPM专用的结构也能够实现LPM及HPM。因此，能够实现差动放大装置的小型化。
另外，相对于在参照图2说明的第2实施方式的差动放大装置中，针对两个二极管D1、D2分别设置有并联谐振电路，在第3实施方式中，设置一个并联谐振电路即可。因此，与第2实施方式相比，能够进一步减小电路规模。
[第3实施方式]
[结构]
图4是示出本公开的第3实施方式的差动放大装置1b的例子的图。图4是着眼于第3实施方式的输入匹配电路MN1、放大器11及12等而示出的图。如图4所示，在第3实施方式中，也在作为输入平衡-不平衡转换器的变压器110的后级连接二极管D1及D2。与第2实施方式同样地，偏置线70与电感器112的中点P21连接。
在参照图2说明的第2实施方式的差动放大装置中，经由并联谐振电路40而施加偏置。与此相对，在第3实施方式的差动放大装置中，未使用并联谐振电路。
在作为输入平衡-不平衡转换器的变压器110的二次绕组即电感器112的中点P21，成为高频信号的虚拟接地点，因此，即便不设置并联谐振电路，原理上也没有问题。如果像这样省略并联谐振电路，则能够进一步减小电路规模。
[动作]
通过利用从偏置电路21施加的偏置b1而使二极管D1及D2成为导通，从而输入信号的一部分通过二极管D1及D2流向基准电位GND。由此，能够使增益下降，能够实现LPM。
另一方面，利用从偏置电路21施加的偏置b1而使二极管D1及D2成为截止。由此，输入信号的一部分不会通过二极管D1及D2流向基准电位GND，能够不使增益下降而实现HPM。
如以上那样，利用施加的偏置，能够通过使二极管D1及D2成为导通而实现LPM，能够通过使二极管D1及D2成为截止而实现HPM。
如以上那样，通过追加二极管并利用施加的偏置而使二极管成为导通或截止，从而即便不设置LPM专用的结构也能够实现LPM及HPM。因此，能够实现差动放大装置的小型化。
[第4实施方式]
[结构]
图5是示出本公开的第4实施方式的差动放大装置1c的例子的图。图5是着眼于第4实施方式的输入匹配电路MN1、放大器11及12等而示出的图。
在图5所示的第4实施方式中，将作为分流二极管的二极管D1及D2的阴极彼此相互连接，经由电阻元件53而与基准电位连接。此时，在使电阻元件53的电阻值大到某种程度时，能够减轻向作为差动对的放大器11及12输入的二次失真。图5所示的第4实施方式的其他结构与参照图2说明的第1实施方式的结构相同。
[动作]
通过利用从偏置电路21施加的偏置b11、b12而使二极管D1及D2成为导通，从而输入信号的一部分通过二极管D1及D2流向基准电位GND。由此，能够使增益下降，能够实现LPM。
另一方面，利用从偏置电路21施加的偏置b11、b12而使二极管D1及D2成为截止。由此，输入信号的一部分不会通过二极管D1及D2流向基准电位GND，能够不使增益下降而实现HPM。
如以上那样，利用施加的偏置，能够通过使二极管D1及D2成为导通而实现LPM，能够通过使二极管D1及D2成为截止而实现HPM。
如以上那样，通过追加二极管并利用施加的偏置而使二极管成为导通或截止，从而即便不设置LPM专用的结构也能够实现LPM及HPM。因此，能够实现差动放大装置的小型化。
[第5实施方式]
[结构]
图6是示出本公开的第5实施方式的差动放大装置1d的例子的图。图6是着眼于第5实施方式的输入匹配电路MN1、放大器11及12等而示出的图。在第5实施方式中，也在作为输入平衡-不平衡转换器的变压器110的后级连接二极管D1及D2。
在图6所示的第5实施方式中，偏置线73与电感器112的中点P21连接。中点P21是高频信号的虚拟接地点。在偏置线73设置有包括电感器61和电容器33的串联谐振电路。电感器61的一端与电容器33的一端串联地连接。电感器61的另一端与变压器110的二次侧绕组即电感器112的中点连接。电容器33的另一端与一次侧绕组即电感器111及基准电位连接。向电感器61与电容器33的连接点施加偏置b1。需要说明的是，电感器61也能够由信号线置换。
[动作]
通过利用从偏置电路21施加的偏置b1而使二极管D1及D2成为导通，从而输入信号的一部分通过二极管D1及D2流向基准电位GND。由此，能够使增益下降，能够实现LPM。
另一方面，利用从偏置电路21施加的偏置b1而使二极管D1及D2成为截止。由此，输入信号的一部分不会通过二极管D1及D2流向基准电位GND，能够不使增益下降而实现HPM。
如以上那样，利用施加的偏置，能够通过使二极管D1及D2成为导通而实现LPM，能够通过使二极管D1及D2成为截止而实现HPM。
另外，输入匹配电路MN1的二次侧绕组的中点与一次侧绕组的基准电位经由串联谐振电路而连接。通过预先使串联谐振电路的谐振频率与想要去除的频率一致，例如能够去除具有基本频率的两倍频率的两倍波成分。
如以上那样，通过追加二极管并利用施加的偏置而使二极管成为导通或截止，从而即便不设置LPM专用的结构也能够实现LPM及HPM。因此，能够实现差动放大装置的小型化。
[第6实施方式]
[结构]
图7是示出本公开的第6实施方式的差动放大装置1e的例子的图。图7是采用了包括两级的第1实施方式的输入匹配电路MN1与输出匹配电路MN2之间的放大器的结构的例子。两级结构的放大器经由基于变压器的电磁场耦合而被级联连接，使得前级的输出成为后级的输入。
如图7所示，第6实施方式的差动放大装置1e在放大器11-1及12-1的后级具有变压器TR1。另外，第6实施方式的差动放大装置1e在变压器TR1的后级具有放大器11-2及12-2。此外，第6实施方式的差动放大装置1e在放大器11-2及12-2的后级具有输出匹配电路MN2。变压器TR1包括作为一次侧绕组的电感器141-1和作为二次侧绕组的电感器142-1。
第6实施方式的差动放大装置1e具有电容器31-1、31-2。电容器31-1、31-2相当于图2中的电容器31。第6实施方式的差动放大装置1e具有电容器32-1、32-2。电容器32-1、32-2相当于图2中的电容器32。
第6实施方式的差动放大装置1e具有电阻元件51-1、51-2。电阻元件51-1、51-2相当于图2中的电阻元件51。第6实施方式的差动放大装置1e具有电阻元件52-1、52-2。电阻元件52-1、52-2相当于图2中的电阻元件52。
第6实施方式的差动放大装置1e仅在第1级具有二极管D1及D2。向二极管D1的阳极施加从偏置电路21输出的偏置b11。经由偏置线71施加从偏置电路21输出的偏置b11。在偏置线71连接并联谐振电路41。并联谐振电路41包括电容器331和电感器341。
向二极管D2的阳极施加从偏置电路21输出的偏置b12。经由偏置线72施加从偏置电路21输出的偏置b12。在偏置线72连接并联谐振电路42。并联谐振电路42包括电容器332和电感器342。
需要说明的是，从偏置电路22输出的偏置b21经由电阻元件51-1被施加到放大器11-1的输入侧。从偏置电路22输出的偏置b22经由电阻元件52-1被施加到放大器12-1的输入侧。从偏置电路22输出的偏置b31经由电阻元件51-2被施加到放大器11-2的输入侧。从偏置电路22输出的偏置b32经由电阻元件52-3被施加到放大器12-3的输入侧。
[动作]
基于放大器11-1及12-1的差动放大电路的输出经由变压器TR1被输入到基于放大器11-2及12-2的差动放大电路。基于放大器11-2及12-2的差动放大电路的输出经由输出匹配电路MN2被输出到输出端子202。
在第6实施方式中，也通过利用从偏置电路21施加的偏置b11及b12而使二极管D1及D2成为导通，从而输入信号的一部分通过二极管D1及D2流向基准电位GND。由此，能够使增益下降，能够实现LPM。
另一方面，利用从偏置电路21施加的偏置b11及b12而使二极管D1及D2成为截止。此时，并联谐振电路41及42预先被调整为在动作频率中成为开路(即，阻抗无限大)。因此，不会对增益产生影响。由此，能够不使增益下降而实现HPM。
如以上那样，利用施加的偏置，能够通过使二极管D1及D2成为导通而实现LPM，能够通过使二极管D1及D2成为截止而实现HPM。
需要说明的是，在第7实施方式中，虽然在第1实施方式的结构中将放大器设为两级，但也可以在第2实施方式的结构、第3实施方式的结构、第4实施方式的结构及第5实施方式的结构中的任意结构中将放大器设为两级。
如以上那样，通过追加二极管并利用施加的偏置而使二极管成为导通或截止，从而即便不设置LPM专用的结构也能够实现LPM及HPM。因此，能够实现差动放大装置的小型化。
[第7实施方式]
[结构]
图8是示出本公开的第7实施方式的差动放大装置1f的例子的图。图8是采用了包括N级(N为2以上的整数，以下同样)的第1实施方式的输入匹配电路MN1与输出匹配电路MN2之间的放大器的结构的例子。N级结构的放大器经由基于变压器的电磁场耦合而级联连接，使得前级的输出成为后级的输入。
如图8所示，第7实施方式的差动放大装置1f在第1级的放大器11-1及12-1的后级具有变压器TR1。另外，第7实施方式的差动放大装置1f在变压器TR1的后级具有第2级的放大器11-2及12-2。此外，第7实施方式的差动放大装置1f在放大器11-2及12-2的后级具有变压器TR2。以下同样地，第7实施方式的差动放大装置1f在变压器TR2的后级具有第N级的放大器11-N及12-N。第7实施方式的差动放大装置1f在第N级的放大器11-N及12-N的后级具有输出匹配电路MN2。变压器TR1包括作为一次侧绕组的电感器141-1和作为二次侧绕组的电感器142-1。变压器TR2包括作为一次侧绕组的电感器141-2和作为二次侧绕组的电感器142-2。
第7实施方式的差动放大装置1f具有电容器31-1、31-2、……、31-N。电容器31-1、31-2、……、31-N相当于图2中的电容器31。第7实施方式的差动放大装置1f具有电容器32-1、32-2、……、32-N。电容器32-1、32-2、……、32-N相当于图2中的电容器32。
第7实施方式的差动放大装置1f具有电阻元件51-1、51-2、……、51-N。电阻元件51-1、51-2、……、51-N相当于图2中的电阻元件51。第7实施方式的差动放大装置1f具有电阻元件52-1、52-2、……、52-N。电阻元件52-1、52-2、……、52-N相当于图2中的电阻元件52。
第7实施方式的差动放大装置1f仅在第1级具有二极管D1及D2。向二极管D1的阳极施加从偏置电路21输出的偏置b11。经由偏置线71而施加从偏置电路21输出的偏置b11。在偏置线71连接并联谐振电路41。并联谐振电路41包括电容器331和电感器341。
向二极管D2的阳极施加从偏置电路21输出的偏置b12。经由偏置线72而施加从偏置电路21输出的偏置b12。在偏置线72连接并联谐振电路42。并联谐振电路42包括电容器332和电感器342。
需要说明的是，从偏置电路22输出的偏置b21经由电阻元件51-1被施加到放大器11-1的输入侧。从偏置电路22输出的偏置b22经由电阻元件52-1被施加到放大器12-1的输入侧。从偏置电路22输出的偏置b31经由电阻元件51-2被施加到放大器11-2的输入侧。从偏置电路22输出的偏置b32经由电阻元件52-3被施加到放大器12-3的输入侧。以下同样地，从偏置电路22输出的偏置bn1经由电阻元件51-N被施加到放大器11-N的输入侧。从偏置电路22输出的偏置bn2经由电阻元件52-N被施加到放大器12-N的输入侧。
[动作]
基于放大器11-1及12-1的差动放大电路的输出经由变压器TR1被输入到基于后级的放大器11-2及12-2的差动放大电路。基于放大器11-2及12-2的差动放大电路的输出经由变压器TR2被输入到基于后级的放大器的差动放大电路。以下同样地，依次输入到基于后级的放大器的差动放大电路。基于作为最终级的第N级的放大器11-N及12-N的差动放大电路的输出经由输出匹配电路MN2被输出到输出端子202。
在第7实施方式中，也通过利用从偏置电路21施加的偏置b11及b12而使二极管D1及D2成为导通，从而输入信号的一部分通过二极管D1及D2流向基准电位GND。由此，能够使增益下降，能够实现LPM。
另一方面，利用从偏置电路21施加的偏置b11及b12而使二极管D1及D2成为截止。此时，并联谐振电路41及42预先被调整为在动作频率中成为开路(即，阻抗无限大)。因此，不会对增益产生影响。由此，能够不使增益下降而实现HPM。
如以上那样，利用施加的偏置，能够通过使二极管D1及D2成为导通而实现LPM，能够通过使二极管D1及D2成为截止而实现HPM。
需要说明的是，在第7实施方式中，虽然在第1实施方式的结构中将放大器设为N级，但也可以在第2实施方式的结构、第3实施方式的结构、第4实施方式的结构及第5实施方式的结构中的任意结构中将放大器设为N级。
如以上那样，通过追加二极管并利用施加的偏置而使二极管成为导通或截止，从而即便不设置LPM专用的结构也能够实现LPM及HPM。因此，能够实现差动放大装置的小型化。

Claims (7)

1.一种差动放大装置，包括：
输入端子；
输入平衡-不平衡转换器，其被输入在所述输入端子输入的信号；
输出端子；
输出平衡-不平衡转换器，其向所述输出端子输出信号；
第1放大器及第2放大器，其并联设置在所述输入平衡-不平衡转换器与所述输出平衡-不平衡转换器之间，输出差动信号；
第1二极管，其设置在所述输入平衡-不平衡转换器和所述第1放大器之间的路径与基准电位之间；
第2二极管，其设置在所述输入平衡-不平衡转换器和所述第2放大器之间的路径与基准电位之间；以及
偏置电路，其向所述第1二极管及所述第2二极管施加偏置，
所述第1二极管的阴极及所述第2二极管的阴极与所述基准电位连接。
2.根据权利要求1所述的差动放大装置，其中，
所述差动放大装置包括并联谐振电路，该并联谐振电路设置在所述第1二极管和所述第2二极管的双方与所述偏置电路之间，
所述并联谐振电路包括并联连接的电感器和电容器。
3.根据权利要求1或2所述的差动放大装置，其中，
所述输入平衡-不平衡转换器包括一次侧绕组和二次侧绕组，
用于施加所述偏置的偏置线与所述输入平衡-不平衡转换器的所述二次侧绕组连接。
4.根据权利要求3所述的差动放大装置，其中，
用于施加所述偏置的偏置线与所述输入平衡-不平衡转换器的所述二次侧绕组的中点连接。
5.根据权利要求1至4中任一项所述的差动放大装置，其中，
所述差动放大装置还包括电阻元件，该电阻元件设置在所述阴极与所述基准电位之间，
所述阴极经由所述电阻元件而与所述基准电位连接。
6.根据权利要求4所述的差动放大装置，其中，
所述差动放大装置还包括设置于所述偏置线的串联谐振电路，
所述串联谐振电路包括电感器和电容器，并且，所述电感器的一端与所述电容器的一端串联连接，
所述电感器的另一端与所述输入平衡-不平衡转换器的所述二次侧绕组的中点连接，
所述电容器的另一端与所述一次侧绕组及所述基准电位连接，
向所述电感器与所述电容器的连接点施加所述偏置。
7.根据权利要求1至6中任一项所述的差动放大装置，其中，
所述差动放大装置包括多级所述第1放大器及第2放大器，在所述多级中包含的所述第1放大器及第2放大器被级联连接。
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