CN117378142A - 内置sutardja变压器的低噪声放大器 - Google Patents

Abstract

LNA包括输入端、变压器结构以及第一晶体管和第二晶体管，每个晶体管具有栅极、源极和漏极端子。变压器结构具有第一绕组对、第二绕组对和第三绕组对。第一绕组对的每个绕组连接到输入节点和晶体管的一个源极端子。第二绕组对靠近第一绕组对。第二绕组对连接到接地节点和晶体管源极端子。第三绕组对靠近第一绕组对，并且它连接到偏置信号源和晶体管的栅极端子。输出连接到晶体管漏极端子。第一和第二绕组对的绕组相对于该对中的另一绕组偏移和旋转180度。第三绕组执行Gm升压功能。

Description

内置SUTARDJA变压器的低噪声放大器

技术领域

本发明涉及低噪声放大器，尤其涉及具有变压器(transformer)结构的低噪声放大器。

背景技术

高质量低噪声放大器(LNA)对于无线电通信设备是极其关键的。良好LNA的最重要特性之一是从远距离发送器(发射器)接收极其微弱的RF信号的能力。这是因为在所有无线无线电通信标准(诸如普遍存在的WIFI标准)中，发送方需要以非常低的功率电平进行发送，使得传输将使与其他附近设备的干扰最小化。然而，由于RF信号强度随距离呈指数下降，因此低发射功率约束也急剧降低了接收信号强度水平。使问题进一步复杂化的是，当面对诸如家具、橱柜、墙壁、建筑物以及甚至密集的树叶之类的障碍物时，射频(RF)信号强度也会下降。这些障碍进一步衰减RF信号电平，尤其是在当今许多WIFI标准中使用的较高GHzRF频率处。

设计合适的RF LNA设备的挑战在工业中是众所周知的。RF设计者意识到，合适的LNA电路应具有超低噪声、幅度和相位两者的高线性度、低功耗、高增益、高带宽以及在宽温度范围内的高稳定性的特性。同样重要的是，LNA应该能够承受较大的相邻带外信道干扰，而不会失去其低噪声系数特性，同时以最小的失真放大极其微弱的远距离RF信号。

多年来已经撰写了许多关于如何设计现有技术LNA的论文和教科书。LNA设计一般分为电流模式/共栅极/共基极和电压模式/共源极/共发射极拓扑。所谓的电流模式共基极拓扑结构RF LNA在20世纪70年代非常流行，因为双极晶体管在市场上变得越来越可用。共基极LNA拓扑是流行的，因为它可以满足良好LNA设计的所有要求，除了它本质上不是低功率的事实。当然，在20世纪70年代，当设备不太可能是电池或太阳能供电时，低功率要求不那么重要。

然而，由于集成电路向使用金属氧化物半导体(MOS)器件转变，共基极LNA拓扑结构不受欢迎。尽管如此，虽然MOS晶体管对于构建数字电路是完美的，但是当在RF应用中使用时，与它们的双极晶体管对应物相比，MOS晶体管是次等的。MOS晶体管本质上是固有的低增益，并且当与双极晶体管对应物相比时，它们还具有低得多的跨导(Gm)。不幸的是，这些正是构建基于高性能MOS的电流模式(共栅极)LNA所需的晶体管特性。

由于MOS晶体管的限制，电压模式共源极LNA(实施方式双极晶体管中的共发射极LNA的等效物)迅速成为所有现代无线设备的主导拓扑结构。例如，用于WIFI和蜂窝应用的低成本超低噪声和低功率LNA设备通常都基于共源极LNA拓扑。

发明内容

为了克服现有技术的缺点并提供额外的益处，公开了一种低噪声放大器。在一个实施例中，低噪声放大器包括被配置为接收输入信号的输入节点，以及第一晶体管和第二晶体管，每个具有栅极端子、源极端子和漏极端子。此外，该实施例的一部分是配置有第一绕组对、第二绕组对和第三绕组对的变压器结构。第一绕组对的每个绕组具有第一端和第二端，使得第一绕组对的第一端连接到输入节点，并且第二端中的一个连接到第一晶体管源极端子，并且第二端中的另一个连接到第二晶体管源极端子。第二绕组对靠近第一绕组对。第二绕组对的每个绕组具有第一端和第二端。第二绕组对的第一端连接到接地节点，并且第二端中的一个连接到第一晶体管源极端子，并且第二端中的另一个连接到第二晶体管源极端子。第三绕组对靠近第一绕组对，并且第三绕组对的每个绕组具有第一端部和第二端部。第三绕组对的第一端连接到偏置信号源，并且第二端中的一个连接第一晶体管栅极端子，并且第二端中的另一个连接到第二晶体管栅极端子。输出节点连接到第一晶体管漏极端子和第二晶体管漏极端子。

在一个实施例中，第三绕组对被配置为增加每个晶体管的栅极端子到源极端子两端的电压，从而增加晶体管的Gm。在一种配置中，形成第一绕组对的绕组相对于彼此旋转180度，并且形成第二绕组对的绕组相对于彼此旋转180度。变压器结构可以被配置成偏移重叠配置。预期第一绕组对、第二绕组对和第三绕组对中的每个绕组可以是1/2匝导体结构。低噪声放大器还可以包括匹配网络，使得匹配网络位于输入节点和变压器结构之间。在一个实施例中，匹配网络包括低通匹配网络。根据权利要求1所述的低噪声放大器，还包括与根据权利要求1所述的低噪声放大器级联的第二低噪声放大器。还可以设想，低噪声放大器还可以包括在输入节点和变压器结构之间的共源极放大器。

还公开了一种用于放大输入信号的方法。在一个实施例中，该方法包括接收输入信号，使得输入信号包括输入电流，以及接收偏置信号。偏置信号和输入信号被呈现给变压器结构。变压器结构增加输入信号的输入电流以产生大于输入电流的修改的输入电流。变压器结构还处理偏置信号以产生处理的偏置信号。该操作方法将修改的输入电流呈现给晶体管的源极端子，并将处理的偏置信号呈现给晶体管的栅极端子。然后，利用所述晶体管放大所述修改的输入电流以产生放大的输出信号。

在一个实施例中，该方法还包括在将输入信号呈现给变压器结构之前用匹配网络增加输入信号的电流。处理偏置信号增加了栅极端子电压和源极端子电压之间的电压差，这又增加了晶体管的Gm。晶体管可以包括FET。在一个实施例中，变压器结构至少包括第一绕组对和第二绕组对，第一绕组对和第二绕组对位于附近以引起它们之间的耦合。每个绕组对中的每个绕组可以相对于绕组对中的另一个绕组旋转180度。

还公开了一种包括非隔离升压变压器结构和一个或多个晶体管的低噪声放大器实施例。变压器结构被配置为接收偏置电压并接收输入信号电流。然后，变压器结构增加输入信号电流以产生大于输入信号电流的变压器结构输出电流，并增加偏置电压以产生第二偏置电压。一个或多个晶体管被配置为接收变压器结构输出电流并接收第二偏置电压，该第二偏置电压偏置晶体管。一个或多个晶体管处理变压器结构输出电流以产生放大的输出信号。

在一个实施例中，变压器结构包括偏置绕组，偏置绕组包括导线导体。变压器结构至少包括第一绕组对和第二绕组对，第一绕组对和第二绕组对靠近以实现它们之间的耦合。例如，当输入信号电流通过第一绕组对时，第一绕组对在第二绕组对中感应出电流流动，这使得变压器结构输出电流大于输入信号电流。此外，变压器结构相对于一个或多个晶体管的源极端子处的电压增加偏置电压，这增加了一个或多个晶体管的Gm值。放大器还可以包括匹配网络。放大器可以包括第二低噪声放大器，第二低噪声放大器包括第二变压器结构和一个或多个晶体管的第二集合。

在检查以下附图和详细描述后，本发明的其他系统、方法、特征和优点对于本领域技术人员将是或将变得显而易见。所有这样的附加系统、方法、特征和优点旨在被包括在本说明书内，在本发明的范围内，并且由所附权利要求保护。

附图说明

附图中的组件不一定按比例绘制，而是将重点放在说明本发明的原理上。在附图中，相同的附图标记在不同的视图中表示相应的部分。

图1示出了示例使用环境的框图。

图2示出了具有与共栅极晶体管组合的Sutardja变压器的Sutardja低噪声放大器。

图3示出了Sutardja放大器的示例性电路布局。

图4示出了具有一个或多个匹配网络的图3的电路的示例实施例。

图5示出了示例性LC匹配网络电路结构。

图6描绘了两级G_m升压Sutardja放大器拓扑的示例实施例。

图7示出了与示例性匹配网络组合的两级G_m升压Sutardja放大器拓扑的示例实施例。

图8描绘了与第二级G_m升压Sutardja放大器拓扑堆叠的传统共源极(CS)低噪声放大器的组合。

图9示出了配置有偏移变压器结构的如图3所示的Sutardja放大器的示例性实施例。

具体实施方式

图1示出了使用本文公开的创新的示例环境。这只是一种可能的使用环境，并且因此其他使用环境和应用也是可能的。放大器设计可以用于使用低噪声放大器的任何应用中。这可以是无线或有线应用、预驱动器或任何其他类型的电路或系统。图1的系统是无线接收器100，其包括天线104，天线104被配置为接收无线信号并将接收到的无线信号转换为电信号，通常是电流。接收到的信号被提供给低噪声放大器108，低噪声放大器108增加信号的幅度，诸如信号的电流幅度(current magnitude)。放大器输出被提供给混频器112，混频器112还接收来自本地振荡器116的信号。混频器广泛用于将信号从一个频率范围移位到另一个频率范围，以隔离感兴趣的频率处的信号。混频器112的输出被提供给低通滤波器，以进一步隔离输出端子128上的输出信号。如本领域所理解的，输出信号可以经历进一步的基带处理。

为了克服现有技术的缺点，提出了一种新的低噪声放大器(LNA)结构。除了许多其他益处之外，该提出的解决方案解决了与带外干扰源和接收信号的低功率电平相关联的缺点。由许多无线设备(蜂窝电话、无线电、WiFi、无线相机、儿童监视器、紧急服务无线电)同时操作引起的一个问题是存在附近存在许多大的带外干扰源的情况，同时接收器试图接收和隔离从远距离位置到达的感兴趣的弱信号。不幸的是，现有技术的共源极LNA拓扑由于其不能处理大的附近干扰信号而声名狼藉。这是因为在共源极MOS LNA中使用的MOS晶体管固有地具有差的噪声系数，并且该结构需要依赖于通过各种匹配组件的无源电压增益，以在将接收到的RF电压信号电平施加到MOS晶体管的栅极之前提升接收到的RF电压信号电平。不幸的是，用于提升弱带内RF信号的相同匹配组件也无差别地增加了已经大的附近带外干扰源，导致在共源极拓扑中操作的MOS晶体管提前饱和。饱和放大器将不再能够适当地放大低功率电平RF信号。

MOS实现的现有技术中的另一个挑战是，为了匹配共源极放大器拓扑的低噪声性能，共栅极设备将需要在大约高一个数量级或更高幅度的电流下操作。然而，这对于现代便携式电池供电的移动设备来说是不可接受的，这是由于所产生的过度功耗，这降低了电池寿命。

G_m升压共栅极/GB-CG(电流模式)LNA拓扑

为了克服现有技术的缺点并提供额外的益处，公开了一种低噪声放大器，其结合了Sutardja变压器与共栅极晶体管，以形成指定为Sutardja放大器的结构。如图2所示，输入204被配置为接收要放大的信号。预期该信号具有小幅度，诸如可以从天线或其他电路元件接收。输入信号馈送到变压器208中，并且变压器可以是如本文所述起作用的许多不同配置中的一种。偏置信号也在偏置信号输入206上提供给变压器208。变压器208具有连接到放大器设备212(诸如晶体管)或能够执行信号放大(正增益或负增益)的任何其他设备的一个或多个输出。放大器设备212包括被配置为提供放大信号作为输出信号的输出216。这仅是一种可能的框图配置，并且因此其他配置或布置也是可能的。

图3示出了Sutardja放大器的示例性电路布局，其描绘了可以使用各种现代NMOS晶体管、PMOS晶体管、两者的组合或许多其他类型的晶体管容易地实现的新型电流模式共栅极LNA拓扑。该设计在本文中被称为Gm升压共栅极(GB-CG)RF放大器拓扑结构或Sutardja放大器。在该示例实施例中，输入304被配置为接收用于放大的输入信号。输入304连接到具有一个或多个绕组或部分绕组(以下称为绕组)的Sutardja变压器312。变压器结构312还在偏置信号输入346上从示例性偏置电路308接收偏置信号。在其他实施例中，可以利用其他偏置电路。

在该示例性实施例中，Sutardja变压器312包括布置在附近以允许电磁耦合的3个绕组L1 320、L2 324和L3 316。尽管L1(以及转移312中的其他绕组)用与电感器相同的符号示出，但是它是作为变压器的一部分的绕组或导电路径。如图所示，输入304连接到绕组L1320的输入端子。绕组L1320的输出端子连接到FET 334的源极端子330。绕组L1 320的输出端子还连接到绕组L2 324的端子，而绕组L2的相对端子连接到接地342，如图所示。绕组L3316连接在偏置信号输入346和FET 334的栅极端子338之间。FET 334包括漏极端子(输出端子)340，其提供放大的信号作为输出信号。在该实施例中，FET 334可选地被体偏置(bodybiased)以降低噪声。

在操作中，偏置电路308生成经由栅极端子338偏置FET 334的偏置信号。绕组L3316通过偏置节点346连接到偏置电路308。这只是一个可能的偏置电路308，并且可以设想其他偏置电路布置是可能的。下面更详细地讨论绕组L3 316相对于偏置信号的操作。

输入信号(诸如来自天线的电压)被转换为电流，该电流直接通过绕组L1 320到达源极端子330，而没有与传统磁耦合变压器相关联的损耗，传统磁耦合变压器依赖于磁耦合来将信号传送到晶体管输入。当输入电流通过绕组L1 320时，它在绕组L2 324中感应出成比例的电流流动。由于不同的极性，如绕组320、324上的点符号所示，绕组L2 324中的电流也流入源极端子330，从而增加(在该实施例中呈现两倍)到FET的源极端子的输入信号电流I_in。接地342通常是与天线接地(未示出)相同的接地。这提供了建立到源极端子330的输入电流的两倍(增加)的益处，从而在无源Sutardja变压器312内产生为2的电流增益。电流的这种增加是阻抗减半的结果。在其他实施例中，可以建立绕组L2 324和绕组L1 320的其他绕组比，以调整与输入电流I_in相比提供给源极端子330的电流增加量。术语绕组用于定义其中可能发生耦合的任何元件。绕组可以包括传统绕组、放置在其他导线附近的导线(其也建立耦合)、或建立导体之间的耦合的任何其他物理结构。

耦合也发生在绕组L1 320和L3 316之间(并且基于这些绕组的极性)，这导致与FET 334的源极330上的电压相比，呈现给栅极端子338的电压增加。通过绕组L1 320的电流在栅极端子338上生成与源极端子330上的电压相反的电压。这是有效的无源电压放大。由于绕组中的磁场、Q损耗和涡流损耗而存在非常低的损耗，特别是在绕组是导线的实施例中。

栅极到源极电压的这种增加导致Gm升压，也称为升压的Gm因子或栅极驱动因子。Gm升压(Gm_boosted)被定义为晶体管的跨导(或Gm)的提升或增加。Gm的提升导致较低的噪声。预期升压量(或倍增因子)甚至可以导致有效Gm电平超过双极晶体管的非升压Gm的有效Gm电平，同时消耗与共源极CMOS LNA实现方式类似的电流电平。在没有本文公开的升压Gm(栅极驱动配置)的情况下，现有技术的共栅极放大器不适用于低噪声应用。还可以设想，这种新的拓扑结构可以用双极型、JFET、PHEMPT或任何其他类型的晶体管来实现，以获得比目前可能的更高的Gm。

如所理解的，FET的源极330处的阻抗是Z＝1/Gm。然而，作为栅极驱动配置的结果，阻抗被定义为Z＝1/(Gm*栅极驱动因子)。栅极驱动因子被定义为1+N，其中N是绕组L1与L3的比率。在该实施例中，L1与L3的比率为1，该等式可以简化为Z＝1/(Gm*(1+1))，其简化为Z＝1/(Gm*2)，其将观察源极端子330的阻抗降低了两倍。这克服了MOS晶体管的通常缺点，其中所述MOS晶体管具有差的Gm值并且因此遭受高噪声。这通常将MOS晶体管排除在需要低噪声放大的应用(诸如无线环境)之外。没有栅极驱动Gm升压，MOS晶体管将无法实现这种理想的Gm。阻抗Z可以被配置为与天线阻抗匹配以减少信号反射。

所提出的Gm升压共栅极(GB-CG)LNA(Sutardja放大器)拓扑结合了新颖的特征，即不是将放大器的源极直接连接到RF源信号(通常连接到天线或天线滤波器)，而是结合了非常有效和新颖的RF Sutardja变压器312。

所公开的Sutardja变压器相对于现有技术具有若干改进，这些改进建立了有益的特性。一种这样的改进是由于其构造结构，与现有技术中公开的任何平面RF变压器相比，其具有高得多的效率。这种改进导致并建立Sutardja放大器作为几乎理想的无源RF信号电流增益(与共源极LNA拓扑中的电压增益相反)。这是重要的，因为馈送到共栅极放大器的源极的信号是电流的形式，并且在该实施例中，因此可以为共栅极放大器的升压Gm的极低源极阻抗提供匹配阻抗电路。这将在下面结合图4和图5更详细地讨论。Sutardja变压器312中的任何可感知的信号损耗将对整个LNA的所得噪声系数有害，并且利用所公开的结构来避免这些信号损耗。

此外，所提出的设计同时提供了一种驱动共栅极LNA晶体管的栅极以有效地提升晶体管的G_m的方法。结果，FET 334的栅极不再像真正的共栅极放大器拓扑结构中的典型配置那样连接到公共节点，从而使术语共栅极成为误称。然而，使用该术语，因为所公开的拓扑结构与共栅极LNA比与共源极LNA更相似。在所公开的设计中，栅极338连接到Sutardja变压器的辅助栅极绕组(在图3中表示为绕组L3 316)，辅助栅极绕组又连接到栅极偏置电路308。这在与晶体管(FET)的源极的极性相反的方向上驱动晶体管(FET 334)的栅极338，其中线圈320(或多个线圈，或导体)紧密耦合到其他绕组L1 320。流入绕组L1 320的输入电流不耦合到绕组L3 316中，因为当观察FET 334的栅极338时存在高阻抗，因此替代地发生电压耦合。因此，在绕组L1 320和绕组L3 316之间存在电压耦合，并且在绕组L1 320和绕组L2324之间存在电流耦合。在该配置中，Sutardja变压器312用作无源电流放大元件和无源电压放大元件。

虽然理论上可以构建具有任意匝数比的变压器结构，但是在一个实施例中，适用于G_m升压LNA的理想匝数比是具有非常低的整数比值的Sutardja变压器。事实上，用于Sutardja变压器的一种可能的实施方式是使用如图2所示的多个并联单匝线圈构建的具有2：1的变压比(或者，由于电流应用是用于电流变换，这将相当于1：2的变压比)的变压器。在一个实施例中，通过将每个单匝线圈分成一对半部并将相邻线圈的上部绕组320(表示为绕组L1)和下部绕组324(表示为绕组L2)的半部交错来实现该配置。出于本讨论的目的，第一上半部绕组可以连接在输入端子和晶体管(FET 334)源极端子330之间，而第二下半部绕组连接在晶体管(FET)源极端子和参考RF信号GND端子342之间。

通过在线圈320、324的第一(上半部分)和第二(下半部分)彼此之间提供几乎理想的耦合来实现极低的损耗，而线圈彼此平行且相邻放置，但是彼此偏移1/2匝(意味着旋转180度并且也从相邻绕组偏移)，如极性点符号所示。在实际实施方式中，绕组线可以是直的相邻线，或者是弯曲成正方形、圆形/椭圆形结构或其他几何形状的线/导体，以使整个结构看起来更像正常的平面变压器。图9示出了Sutardja变压器的一个示例性实施例，但是许多其他结构也是可能的并且是预期的。应当注意，尽管图3的结构与自耦变压器具有视觉相似性，但是其结构和操作如本文所述的那样不同。

在栅极驱动线圈(L3 316)的情况下，这些导线可以彼此并联连接，以改善Sutardja变压器和栅极驱动线圈之间的磁耦合。另外，在一个实施例中，将栅极驱动线圈(L3 316)放置在Sutardja变压器的外部使绕组L1和绕组L2部分之间的磁耦合最大化，这最终使Sutardja变压器的效率最大化。最后，虽然栅极驱动线圈可以由1/2匝线圈制成，但是可以设想，该设计可以使用整匝线圈或栅极驱动的其他分数/比率来进一步增加晶体管的G_m，以获得甚至更低的噪声值和/或更低的功耗。

利用图3所示的这种结构，输入电流通过L1而没有到源极端子的任何(或非常低的)损耗，并且与输入信号电流相比，通常相等量的电流流过L2以在源极端子处产生两倍的电流。这消除了由于电流到磁场以及绕组L1 320和绕组L2 324之间的磁场到电流变换而导致的效率损失，如通常在传统RF变压器或平衡-不平衡转换器(balun)中发现的。这是优于现有技术的另一个优点。

在一个实施例中，实现了性能改进，其在实现四个(N＝4)线圈时减少损耗，但是尽管许多相邻线圈之间的电容耦合快速增加，但高达约十个的更多线圈仍将给出进一步改进的效率。这是所公开的Sutardja变压器312设计的另一个独特特性，其中相邻耦合电容的增加不会降低RF变压器的性能，这与现有技术RF变压器中通常看到的完全相反。

例如，在4或5个绕组对交错的情况下，即使在使用任何先进的低损耗半导体衬底材料(诸如绝缘体上硅(SOI)结构)之前，电路也将实现约95％的能量传递效率。这是对传统平面半导体RF变压器设计的巨大改进，在传统平面半导体RF变压器设计中，75％至80％的变压器效率已经被认为是现有技术。此外，相邻的电容耦合电容对所公开的Sutardja变压器拓扑结构的性能没有那么不利。为了改善性能，这些线圈可以尽可能靠近彼此放置。这正好是正常变压器设计的相反建议，其中设计目标是努力降低寄生绕组电容耦合电容。因此，这是优于现有技术的另一个优点。

最后，虽然示出了绕组L1 320和绕组L2 324由1/2匝线圈制成，但是可以设想使用完整的1T线圈，或者可以实现任何其他匝数或分数匝数。与具有1T线圈的结构相比，1/2匝线圈提供更好的效率，至少对于较高的GHz工作频率。对于在较低GHz频带中的操作，至少在实施方式所需的面积方面，具有用于绕组L1和绕组L2部分中的每一个的1T线圈的Sutardja变压器的操作可以更有效。

还公开了用于使用输入匹配网络进一步提升RF输入电流的附加结构和方法。图4示出了具有一个或多个匹配网络的图3的电路的示例实施例。在图4中，与图3的元件相同的元件用相同的附图标记来标记，并且不再重复对这些元件的讨论。如图所示，输入404连接到匹配网络408，匹配网络408又可以直接连接到低噪声放大器的输入304。匹配网络可以包括元件的任何组合，诸如但不限于电阻器、电感器和/或电容器的任何组合。尽管示出为一个匹配网络，但是可以设想可以提供多个匹配网络，其在本文中统称为匹配网络。本领域普通技术人员理解，匹配网络可以具有多个不同的配置和不同数量的元件。

图5示出了示例性LC匹配网络电路结构。其他匹配网络配置是可能的和预期的，并且可以由无源元件、有源元件或两者的组合制成。在该示例实施例中，输入304连接到电感器L4 512。电感器L4 512的相对端子连接到Sutardja变压器312的输入端，并且连接到可选的电容器C2 514，电容器C2514接地以改善调谐。电感器L4是电感器，并且不应与Sutardja变压器312中的绕组或导体混淆。输入304还连接到电容器C1 516，电容器C1 516具有连接接地516的相对端子。在2：1Sutardja变压器312之前添加低通串联L-分路C输入匹配网络504进一步在从2：1Sutardja变压器获得的2倍电流增益之上将总无源电流增益值增加至少另一个2倍。示出了单级低通网络，但是也可以存在第二级或更多数量的级。

在典型的实施例中，每个状态可以具有1.5至2.5的增益，但是可以考虑在该范围之外的增益值。L-C匹配网络312和Sutardja变压器312的组合实现了等于或大于4：1的有效电流增益，而不实现更复杂的更难以实现的4：1Sutardja变压器。此外，因为LC匹配网络504自然地具有比变压器更低的损耗，所以组合的LC网络和Sutardja变压器312具有与如图3所示的独立的Sutardja变压器相同或接近相同的效率。

使用LC匹配网络的另一个优点是频带频率响应比传统的4：1变压器可能的更宽。此外，L-C匹配网络允许设计实现非整数电流增益比，以进一步改善天线端口与LNA的输入端口的阻抗匹配。可以通过调整电感器512和电容器516的值来实现非整数电流增益比。

多级Gm升压RF放大器拓扑

图6描绘了可以在射频环境中使用的两级G_m升压放大器拓扑的示例实施例。在该图示中，堆叠配置在第一级GB-CG低噪声放大器604的顶部复制第二级电流模式GB-CG低噪声放大器608，以进一步增加其电流增益，同时重新使用第一级放大器的电流以节省功率。或者，对于超低电源电压应用，可以用PMOS晶体管代替第二级LNA，并将Sutardja变压器接地端子连接到Vdd。

如图6所示，第一级604的输出馈送到第二级Sutardja变压器612。偏置信号输入646向第二级Sutardja变压器612提供偏置信号。第二级Sutardja变压器612通过电容器610连接到地642。接地642可以是与第一阶段604中发现的接地342相同的接地342。电容器610提供DC电流阻挡并防止电容器和绕组L6之间的节点处的电压为零。如果该节点处的电压不大于零，则将第一级FET的输出节点(漏极端子)建立为零。电容器610允许AC信号传递到接地，同时阻挡DC信号。第二级608还包括以类似于第一级FET 334的方式起作用的第二级FET634。来自第二级608的输出680连接到FET 634的漏极。虚线箭头694表示DC电流流动。实线箭头696表示用于该实施例的具有电流倍增器(1x、2X、4X)的AC信号路径。匹配网络将进一步增加如上所述的电流倍增器效应。例如，如果包括匹配网络(如图7所示)，则由于匹配网络提供2x倍增器，因此在输出680处将存在8x电流倍增器。

在第二级608中，发生对Sutardja变压器612的连接的轻微修改，以配置电流模式低噪声放大器级堆叠。如图所示，第二级Sutardja变压器612的输入端连接到第一级低噪声放大器的漏极端子340，而第二级Sutardja变压器612的接地642通过串联高频电容器连接到RF接地参考点而连接到AC接地。

两级级联电流模式放大器的总电流增益是每一级的电流增益的乘积。假设每个级配置有2：1的Sutardja变压器(提供增益为2)，则在添加可选的L-C输入匹配网络之前的总RF信号电流增益因此是四倍。当与由L-C输入匹配网络提供的另外两倍或更多倍的电流增益组合时，这导致八倍或更高的总电流增益。在较高GHz频率操作中，这比使用相同的低成本CMOS工艺的现有技术单级共源极放大器拓扑结构中通常可实现的更容易。

该级联结构可以通过添加另一级以创建3级GB-CG LNA(未示出)来扩展。任何数量的级可以被配置为增加电流放大。假设每一级仅使用2：1Sutardja变压器(增益为2)，则3级堆叠LNA电路将给我们另一倍的电流增益，使得3级LNA拓扑即使与使用奇异(exotic)但成本极高的高电子迁移率磷化铟(InP)PHEMPT晶体管构建的共源极LNA相比也具有显著更高的增益。

本文还公开了如上所述的匹配网络可以位于两个级604、608之间，诸如在位置690A、690B中的任一个或两个处。这将使用稳定的无源电路结构产生另外两倍(或基于匹配网络的组件值的某个其他值)的增益。还可以利用可变值匹配网络或开关电感器组、电容器组来动态地调节匹配网络的增益。可以使用匹配网络的配置的任何类型的结构。

稳定性优势

所公开的设计还表现出优于现有技术设计的稳定性优点。GB-CG(Gm升压，共栅极)拓扑的电流增益主要由Sutardja变压器和匹配网络(例如L-C网络，以及L-C输出匹配网络(如果存在的话))的无源增益确定。总放大器增益将自然地对实际晶体管Gm变化(除了较高的Gm当然总是更好的事实)显著地不太敏感，其中所述实际晶体管Gm变化包括由于温度升高、电流偏置变化或甚至晶体管工艺变化引起的正常劣化。存在这种益处是因为Sutardja变压器的电流增益比由几何结构固定，因此它在很大程度上与温度变化和制造工艺变化无关。

图7示出了与示例性匹配网络组合的两级G_m提升的RF放大器拓扑的示例实施例。如图所示，输入704向匹配网络708提供输入信号。匹配网络708的输出连接到配置有Sutardja变压器的第一级放大器712的输入。第一级放大器712的输出连接到第二级放大器716的输入。第二级放大器716具有输出720，其向下游处理元件(诸如混频器)提供放大的信号。

上面详细讨论了图7中所示的每个元件。任何数量的匹配网络和任何数量的放大器级可以单独地或以任何配置组合以创建低噪声放大器，在本文中称为Sutardja放大器。

共源极和共栅极组合

图8描绘了与第二级GB-CG(栅极升压，共栅极)电路堆叠的传统共源极(CS)低噪声放大器的组合。在该实施例中，输入804连接到第一级共源极低噪声放大器(LNA)808。第一级共源极LNA 808包括电感器L1 812和FET 816。电感器812与输入804和FET 816的栅极串联定位。第一级共源极低噪声放大器(LNA)808的输出818连接到第二级GB-CG电路830的输入。第二级Gm升压共栅极(GB-CG)电路830具有输出834，其将放大信号提供给下游处理元件。

配置有混合拓扑的该示例实施例的益处在于，除了图3的传统共源极LNA之外，它仅使用单个2：1Sutardja变压器840来提供附加增益，诸如附加的6dB增益，同时由于第一级共源极LNA的漏极所见的超低阻抗而改善共源极LNA的噪声系数。共源极放大器808可能与大干扰斗争，导致干扰被放大。在一些应用和环境(其中不存在干扰)中，这不是问题。注意，在该示例实施例中，晶体管衬底被示出为连接到其自己的源极，但是当使用SOI(绝缘体上硅)晶体管时，这可以连接到其他固定电压端子或者简单地根本不连接。还可以设想，匹配网络可以放置在位置850处。

附加优化

GB-CG拓扑结构的独特特性之一是在放大器晶体管的源极处看到的超低阻抗。这允许所公开的电路配置在射频开关变压器的中心谐振频率以上操作射频开关变压器，以在电路的操作在越来越高的操作频率下发生时实现更高的电流增益。这还允许所公开的电路设计固有地补偿MOS晶体管在较高频率下操作时的自然劣化。

另外，因为放大器可以在AB类(class AB)模式下操作，所以可以进一步减小晶体管的阻抗，以进一步增加高功率电平下的变压器电流增益。在其谐振频率以上操作变压器，连同在AB类模式下运行晶体管，补偿了在较高功率电平处大的固有MOS晶体管劣化。当工作在AB类模式时，这改善了GB-CG放大器的幅度和相位线性度，这对于线性功率放大器(PA)应用非常有用。

GB-CG放大器拓扑结构可以容易地用于预功率放大器(PA)应用，其中在RF功率放大器(PA)信号链的早期阶段中可能需要附加的增益级。这种预PA级可以替代地集成到CMOS技术中的数字SOC中，以降低整体系统成本。

这将允许最终的外部PA设备，其通常以更昂贵的工艺技术(例如GaAs或GaN)构建，具有更少的级(意味着更小的管芯面积)，因此以更低的总功耗和成本实现更高的总增益。

虽然本公开涉及低噪声放大器设计，但是RF设计领域的普通技术人员可以使本公开中描述的设计技术适应可能不一定需要超低噪声性能的高功率RF放大器应用。还要注意，在本公开中，术语低噪声放大器(LNA)和RF放大器可以互换使用。

图9示出了配置有偏移和旋转变压器结构的图3的电路的示例实施例。在该实施例中，图9的结构是2：1的非隔离的升压电流互感器结构，然而在其他实施例中，其他配置是可能的。为了帮助理解，来自图3的相同或相似的元件用相同或相似的附图标记来标记。然而，实际电路是不同的，如下所述。在该实施例中，Sutardja变压器900位于两个FET 334A、334B之间。该电路配置有两个输入端304A、304B，这两个输入端304A、304B连接到Sutardja变压器900的一个示例配置或者是Sutardja变压器900的一个示例配置的一部分。在该实施例中，Sutardja变压器900具有三个绕组L1、L2和L3，其被配置为偏移(边对边)和重叠。绕组L1、L2、L3由图9中示出为L1A、L2B、L2A、L2B、L3A、L3B的一对绕组形成。绕组可以被认为是绕组对，使得绕组对中的一个绕组相对于绕组对中的另一个绕组旋转180度并移位。可以看出，通过考虑绕组L1A和L1B，绕组对中的绕组旋转180度。如果L1A顺时针旋转180度并移位到侧面，则输入端304A将处于输入端304B的位置(对应于绕组L1B)。类似地，比较绕组对L2A、L2B，绕组L2B与L2A相比向右移位，并且也旋转180度，使得如果绕组L2A移位并旋转180度，则接地节点342A将与接地节点342B对准，并且绕组也将与绕组L2B对准。

第一绕组对是L1A和L1B。注意，绕组L1A连接到输入端子304A和源极端子，而绕组L1B连接到输入端子304B和源极端子。绕组L2A连接到接地节点342A和源极端子，而绕组L2B连接到接地节点342B和源极端子。绕组L3可以被认为是绕组对L3A和L3B，两者都连接在偏置电路和栅极端子中的一个之间。每个绕组对被示出为具有不同的线类型。每个绕组靠近另一个绕组以便于耦合。在绕组320、324、316重叠的情况下，绕组可以向上或向下延伸，其中通孔(via)在不同的层上布线以围绕其他绕组布线一个绕组。

绕组L3A连接到偏置信号输入346A和FET 334B的栅极端子。绕组L3B连接到偏置信号输入346B和FET 334A的栅极端子。栅极偏置绕组被示出为单侧放置，但是为了对称可以被放置在双侧(诸如向现有绕组结构的左侧偏移)。接地节点342A、342B如图所示连接到绕组L2A和绕组L2B。绕组L2A的相对侧连接到FET 334B的源极端子，而绕组L2B的相对侧连接到FET 334A的源极端子。耦合发生在如上结合图3所述的Sutardja变压器900中。FETS334A、334B的漏极端子连接到低噪声放大器的输出节点340。图9的电路的操作通常类似于图3的电路的操作。仅具有单个绕组的实施例表现出较差的性能，因为没有导电芯，而是芯是空气芯，这在半导体实现中是典型的。单个绕组将受益于铁氧体磁芯。在没有芯结构的情况下，使用至少一对。

如图所示，在该实施例中，每个绕组由一对1/2匝绕组形成。在其他配置中，可以使用附加对，诸如2对、3对或高达N个绕组对的任何数量的对(例如，L1A/L2A、L1B/L2B、L1C/L2C、L1D/L2D……)。增加绕组对的数量提高了效率，但是随着对数量的增加，可以使结构更大以避免消除中心空间，并且该尺寸因子将限制可以添加的对的数量。例如，附加绕组对可以按照相同的偏移和重叠结构放置在现有绕组的左侧或右侧，并且也可以旋转。此外，虽然示出了1/2匝绕组，但是可以设想，可以使用1/4匝或其他部分绕组结构。此外，尽管示出为菱形或正方形形状，但是可以设想，绕组可以由其他几何形状形成，只要绕组之间发生耦合即可。具有4或5对的操作已经被测试为在6GHz和6GHz之外完全操作。

在检查以下附图和详细描述后，本发明的其他系统、方法、特征和优点对于本领域技术人员将是或将变得显而易见。所有这样的附加系统、方法、特征和优点旨在被包括在本说明书内，在本发明的范围内，并且由所附权利要求保护。

虽然已经描述了本发明的各种实施例，但是对于本领域普通技术人员来说显而易见的是，在本发明的范围内的更多实施例和实现方式是可能的。另外，本文描述的各种特征、元件和实施例可以以任何组合或布置来要求保护或组合。

Claims (22)

1.一种低噪声放大器，包括：

输入节点，其被配置为接收输入信号；

第一晶体管和第二晶体管，每个具有栅极端子、源极端子和漏极端子；

变压器结构，其被配置有：

第一绕组对，所述第一绕组对的每个绕组具有第一端和第二端，所述第一绕组对的所述第一端连接到所述输入节点，并且所述第二端中的一个连接所述第一晶体管源极端子，并且所述第二端中的另一个连接到所述第二晶体管源极端子；

靠近所述第一绕组对的第二绕组对，所述第二绕组对的每个绕组具有第一端和第二端，所述第二绕组对的所述第一端连接到接地节点，并且所述第二端中的一个连接所述第一晶体管源极端子，并且所述第二端中的另一个连接到所述第二晶体管源极端子；

靠近所述第一绕组对的第三绕组对，所述第三绕组对的每个绕组具有第一端和第二端，所述第三绕组对的所述第一端连接到偏置信号源，并且所述第二端中的一个连接所述第一晶体管栅极端子，并且所述第二端中的另一个连接到所述第二晶体管栅极端子；以及

输出节点，其连接到所述第一晶体管漏极端子和所述第二晶体管漏极端子。

2.根据权利要求1所述的低噪声放大器，其中，所述第三绕组对被配置为增加每个晶体管的栅极端子到源极端子两端的电压，从而增加所述晶体管的Gm。

3.根据权利要求1所述的低噪声放大器，其中，形成所述第一绕组对的绕组相对于彼此旋转180度，并且形成所述第二绕组对的绕组相对于彼此旋转180度。

4.根据权利要求1所述的低噪声放大器，其中，所述变压器结构被配置为偏移重叠配置。

5.根据权利要求1所述的低噪声放大器，其中，所述第一绕组对、所述第二绕组对和所述第三绕组对中的每个绕组是1/2匝导体结构。

6.根据权利要求1所述的低噪声放大器，还包括匹配网络，所述匹配网络位于所述输入节点和所述变压器结构之间。

7.根据权利要求6所述的低噪声放大器，其中，所述匹配网络包括低通匹配网络。

8.根据权利要求1所述的低噪声放大器，还包括与根据权利要求1所述的低噪声放大器级联的第二低噪声放大器。

9.根据权利要求1所述的低噪声放大器，还包括在所述输入节点和所述变压器结构之间的共源极放大器。

10.一种用于放大输入信号的方法，包括：

接收输入信号，所述输入信号包括输入电流；

接收偏置信号；

将所述偏置信号呈现给变压器结构；

将所述输入信号呈现给所述变压器结构；

利用所述变压器结构增加所述输入信号的所述输入电流，以产生大于所述输入电流的修改的输入电流；

利用所述变压器结构处理所述偏置信号以产生处理的偏置信号；

将所述修改的输入电流呈现给晶体管的源极端子；

将所述处理的偏置信号呈现给所述晶体管的栅极端子；以及

利用所述晶体管放大所述修改的输入电流以产生放大的输出信号。

11.根据权利要求10所述的方法，还包括：在将所述输入信号呈现给所述变压器结构之前，利用匹配网络增加所述输入信号的所述电流。

12.根据权利要求10所述的方法，其中，处理所述偏置信号增加栅极端子电压和源极端子电压之间的电压差，这又增加所述晶体管的Gm。

13.根据权利要求10所述的方法，其中，所述晶体管包括FET。

14.根据权利要求10所述的方法，其中，所述变压器结构至少包括第一绕组对和第二绕组对，所述第一绕组对和所述第二绕组对位于附近以引起它们之间的耦合。

15.根据权利要求14所述的方法，其中，每个绕组对中的每个绕组相对于所述绕组对中的另一绕组旋转180度。

16.一种低噪声放大器，包括：

非隔离升压变压器结构，所述非隔离升压变压器结构被配置为：

接收偏置电压；

接收输入信号电流；

增加所述输入信号电流以产生大于所述输入信号电流的变压器结构输出电流；以及

增加所述偏置电压以产生第二偏置电压；

一个或多个晶体管，所述一个或多个晶体管被配置为：

接收所述变压器结构输出电流；

接收所述第二偏置电压，所述第二偏置电压偏置所述晶体管；

对变压器结构输出电流进行处理，以产生放大的输出信号。

17.根据权利要求16所述的低噪声放大器，其中，所述变压器结构包括偏移绕组，所述偏移绕组包括导线导体。

18.根据权利要求16所述的低噪声放大器，其中，所述变压器结构至少包括第一绕组对和第二绕组对，所述第一绕组对和所述第二绕组对靠近以实现它们之间的耦合。

19.根据权利要求18所述的低噪声放大器，其中，当所述输入信号电流通过所述第一绕组对时，所述第一绕组对在所述第二绕组对中感应电流，这使得所述变压器结构的输出电流大于所述输入信号电流。

20.根据权利要求19所述的放大器，其中，所述变压器结构相对于所述一个或多个晶体管的源极端子处的电压增加所述偏置电压，这增加所述一个或多个晶体管的Gm值。

21.根据权利要求16所述的放大器，还包括匹配网络。

22.根据权利要求16所述的放大器，还包括第二低噪声放大器，所述第二低噪声放大器包括第二变压器结构和所述一个或多个晶体管的第二集合。