CN115940622A - 一种多模式功率因数校正电路及其控制方法 - Google Patents

Abstract

公开了一种功率因数控制电路，用于控制功率因数校正电路。在输入整流电压的单个周期内，结合功率因数校正电路的负载情况，判断功率因数校正电路工作于连续电流模式、临界电流模式、断续电流模式中的一种或数种，从而减小功率因数校正电路的损耗，达到更优的工作效率。

Description

一种多模式功率因数校正电路及其控制方法

技术领域

本发明的实施例涉及电子电路，具体涉及一种功率因数校正电路及其控制方法。

背景技术

功率因数校正(PFC)电路被广泛应用于电源转换系统中，用于校正电流的相位，提高电路的功率因数，减少系统损耗。

通常来讲，正弦波形的交流电压经过整流后得到具有馒头波形的整流电压，作为电源电压输入至PFC电路。为了实现PFC控制，输入电流Iin需跟随整流电压的波形，并且两者的相位需要一致。如图1所示，输入电流Iin的平均电流Iavg的波形被控制呈正弦波形，以跟随整流电压的波形和相位，从而提高电路的功率因数。

在现有技术中，为了提高电路效率，PFC电路通常有三种工作模式，连续电流模式(Continuous Conduction Mode，CCM)、临界电流模式(Boundary Conduction Mode，BCM)和断续电流模式(Discontinuous Conduction Mode，DCM)。PFC电路的工作模式取决于电路的负载状态。通常来讲，在重载情况下，PFC电路工作在连续电流模式下；在轻载状态下，PFC电路工作在断续电流模式下；在介于重载和轻载的某一负载状态下，PFC电路工作在临界电流模式。连续电流模式、临界电流模式和断续电流模式下的输入电流波形如图1所示。

发明内容

本发明提供了一种功率因数校正电路，在输入整流电压的单个工作周期内，根据负载状况结合不同的工作模式，从而进一步减小开关损耗，达到更优的工作效率。

根据本发明的实施例，提出了一种功率因数控制电路，用以控制功率因数校正电路，所述功率因数控制电路包括：控制基准电路，接收第一电流基准、第二电流基准和输入平均电流，并基于第一电流基准、第二电流基准和输入平均电流，输出峰值电流信号、谷值电流信号和导通延时信号；以及开关控制电路，接收电流检测信号、峰值电流信号、谷值电流信号和导通延时信号，并基于电流检测信号、峰值电流信号、谷值电流信号和导通延时信号输出开关控制信号控制功率因数校正电路的主功率开关，其中所述电流检测信号表征流过功率因数校正电路的储能元件的电流；其中，所述输入平均电流表征功率因数校正电路的输入电流，并且：当输入平均电流大于第一电流基准时，功率因数校正电路工作于连续电流模式，所述主功率开关在电流检测信号增大到峰值电流信号时关断，在电流检测信号减小至谷值电流信号时导通；当输入平均电流小于第一电流基准，且大于第二电流基准时，功率因数校正电路工作于临界电流模式，所述主功率开关在电流检测信号增大至峰值电流信号时关断，在电流检测信号减小至零时导通；以及当输入平均电流小于第二电流基准时，功率因数校正电路工作于断续电流模式，所述主功率开关在电流检测信号增大至峰值电流信号时关断，在电流检测信号减小至零后经过导通延时信号所表征的时长后关断。

根据本发明的实施例，还提出了一种功率因数校正电路，包括前述功率因数控制电路，还包括开关转换电路，所述开关转换电路包括：储能元件，耦接在开关转换电路的输入端和开关端之间；主功率开关，耦接在开关端和接地端之间；以及从功率开关，耦接在开关端和开关转换电路的输出端之间；其中，所述开关转换电路的输入端接收直流输入电压，所述开关转换电路的输出端提供输出电压。

根据本发明的实施例，还提出了一种功率因数校正电路，包括前述功率因数控制电路，还包括开关转换电路，所述开关转换电路具有PFC拓扑结构。

根据本发明的实施例，还提出了一种功率因数控制方法，用于控制功率因数校正电路，所述功率因数控制方法包括：基于电流检测信号和峰值电流信号的比较结果控制功率因数校正电路的主功率开关关断；基于电流检测信号和谷值电流信号的比较结果，及导通延时信号控制功率因数校正电路的主功率开关导通；其中，输入平均电流表征功率因数校正电路的输入电流，并且：当输入平均电流大于第一电流基准时，功率因数校正电路工作于连续电流模式，所述主功率开关在电流检测信号增大到峰值电流信号时关断，在电流检测信号减小至谷值电流信号时导通；当输入平均电流小于第一电流基准，且大于第二电流基准时，功率因数校正电路工作于临界电流模式，所述主功率开关在电流检测信号增大至峰值电流信号时关断，在电流检测信号减小至零时导通；以及当输入平均电流小于第二电流基准时，功率因数校正电路工作于断续电流模式，所述主功率开关在电流检测信号增大至峰值电流信号时关断，在电流检测信号减小至零后经过导通延时信号所表征的时长后关断；其中所述电流检测信号表征流过功率因数校正电路的储能元件的电流。

附图说明

为了更好的理解本发明，将根据以下附图对本发明进行详细描述：

图1示出了PFC电路工作在不同的电流模式下的输入电流Iin的波形；

图2示出了根据本发明一实施例的功率因数校正电路20的电路结构示意图；

图3示出了根据本发明一实施例的功率因数校正电路20工作于重载条件下的输入电流Iin的波形示意图；

图4示出了根据本发明一实施例的功率因数校正电路20工作于中等负载条件下的输入电流Iin的波形示意图；

图5示出了根据本发明一实施例的功率因数校正电路20工作于轻载条件下的输入电流Iin的波形示意图；

图6示出了根据本发明一实施例的用于控制功率因数校正电路的功率因数控制方法60的流程示意图。

具体实施方式

下面将详细描述本发明的具体实施例，应当注意，这里描述的实施例只用于举例说明，并不用于限制本发明。在以下描述中，为了提供对本发明的透彻理解，阐述了大量特定细节。然而，对于本领域普通技术人员显而易见的是：不必采用这些特定细节来实行本发明。在其他实例中，为了避免混淆本发明，未具体描述公知的电路、材料或方法。

在整个说明书中，对“一个实施例”、“实施例”、“一个示例”或“示例”的提及意味着：结合该实施例或示例描述的特定特征、结构或特性被包含在本发明至少一个实施例中。因此，在整个说明书的各个地方出现的短语“在一个实施例中”、“在实施例中”、“一个示例”或“示例”不一定都指同一实施例或示例。此外，可以以任何适当的组合和、或子组合将特定的特征、结构或特性组合在一个或多个实施例或示例中。此外，本领域普通技术人员应当理解，在此提供的附图都是为了说明的目的，并且附图不一定是按比例绘制的。相同的附图标记指示相同的元件。这里使用的术语“和/或”包括一个或多个相关列出的项目的任何和所有组合。

图2示出了根据本发明一实施例的功率因数校正电路20的电路结构示意图。所述功率因数校正电路20包括整流电路201、开关转换电路203和功率因数控制电路204。所述整流电路201将交流电源200提供的交流电压Vac整流成馒头波后，通过输入电容Cin的滤波，得到输入整流电压Vin，并用该输入整流电压Vin给开关转换电路203供电。所述开关转换电路203包括如图2所示的电感L1，第一开关Q1和第二开关D1，以BOOST拓扑形式连接，用以将输入整流电压Vin转换成符合负载(图2未示出)要求的输出电压Vout。所述功率因数控制电路204接收输入整流电压Vin、表征输入电流Iin的电流检测信号Vcs和输出电压Vout，并基于输入整流电压Vin、电流检测信号Vcs和输出电压Vout，输出开关控制信号G1，用于控制开关转换电路203。在一个实施例中，所述功率因数控制电路204集成于芯片。在部分实施例中，所述功率因数控制电路204也可以与第一开关Q1、第二开关D1中的一个或全部集成于同一芯片。

在图2实施例中，所述交流电源200可以是包括电网电源在内的任意交流电源。所述整流电路201可以包括任意现有的整流电路，如全桥整流电路和半桥整流电路等。

在图2实施例中，所述开关转换电路203包括：耦接在输入整流电压Vin和开关端SW之间的电感L1、耦接在开关端SW和参考地GND之间的第一开关Q1以及耦接在开关端SW和输出电压Vout之间的第二开关D1。所述第一开关Q1由开关控制信号G1所控制，与第二开关D1交替通断。所述开关转换电路203的具体工作过程为：当所述第一开关Q1导通时，交流电源200、电感L1和第一开关Q1形成回路，流过电感L1的电流，即输入电流Iin上升，同时输出电容Cout给负载供能，并维持输出电压Vout。当所述第一开关Q1关断时，交流电源200、电感L1、第二开关D1、输出电容Cout和负载形成回路，流过电感L1的电流下降，同时给输出电容Cout充电，以维持输出电压Vout。利用电感L1、输出电容Cout的储能功能，以及通过控制第一开关Q1的通断占空比，可以得到具有特定值的输出电压Vout。

在图2实施例中，所述开关转换电路203还包括电流检测电阻Rcs，耦接在第一开关Q1和输入电容Cin之间，参与输入电流Iin的回路。所述输入电流Iin流过电流检测电阻Rcs，在其上产生电流检测信号Vcs。

本发明图2实施例中开关转换电路203仅以BOOST拓扑作举例说明，其他拓扑，如BUCK、BUCK-BOOST、FLYBACK等也可以用于本发明的开关转换电路。图2实施例中的BOOST拓扑中，第一开关Q1被称作主功率开关，第二开关D1被称作从功率开关，电感L1则为储能元件。应当理解，当开关转换电路的拓扑结构变化时，各功率开关和储能元件的位置也会相应地改变。例如在FLYBACK拓扑中，通常原边开关被称作主功率开关，副边开关为交功率开关，储能元件则为变压器。一般而言，主功率开关导通，且从功率开关关断时，开关转换电路的储能元件开始储能；主功率开关关断，且从功率开关导通时，开关转换电路的储能元件开始释能。

在图2实施例中，所述功率因数控制电路204包括反馈电路2041、输入电流基准电路2042、控制基准电路2043和开关控制电路2040。

所述反馈电路2041接收输出电压Vout，并基于输出电压Vout，输出反馈控制信号Vcomp。在一个实施例中，所述反馈电路2041包括误差放大电路，所述误差放大电路将输出电压Vout与一输出电压基准信号相比较，并基于两者的差值，输出反馈控制信号Vcomp。任意现有的用于产生与输出电压Vout相关的反馈控制信号的电路均可以用于本发明。应当理解在部分实施例中，当输出电压Vout大于反馈电路2041的输入电压范围时，可通过分压电路将输出电压Vout经过分压后再提供至反馈电路2041。

在图2实施例中，所述输入电流基准电路2042接收输入整流电压Vin和反馈控制信号Vcomp，并基于输入整流电压Vin和反馈控制信号Vcomp，提供输入平均电流Iavg。所述输入平均电流Iavg跟随输入整流电压Vin的波形，并由反馈控制信号Vcomp和输入整流电压Vin同时控制其值大小，具体关系如公式(1)所示：

其中Iavg(t)表征输入平均电流Iavg的实时值，Vin(t)表征输入整流电压Vin的实时值，Vinpk表征输入整流电压Vin的峰值。由公式(1)可知，在输入整流电压Vin固定时，即交流电压Vac确定时，输入平均电流Iavg的值与反馈控制信号Vcomp相关。而反馈控制信号Vcomp的值反映了负载的大小，因此，输入平均电流Iavg的值也会受到负载的影响。具体为：当反馈控制信号Vcomp表征输出电压Vout的值增大时，所述输入平均电流Iavg的值减小，当反馈控制信号Vcomp表征输出电压Vout的值减小时，所述输入平均电流Iavg的值增大。所述电流基准电路2042可以采用本领域现有的电路来实现。

在图2实施例中，所述控制基准电路2043接收输入平均电流Iavg、第一电流基准Iref1和第二电流基准Iref2，并基于输入平均电流Iavg和第一电流基准Iref1、第二电流基准Iref2的比较，输出模式控制信号MD、峰值电流信号Ipeak、谷值电流信号Ivalley和导通延时信号Td。所述模式控制信号MD用于指示功率因数校正电路20的工作模式，即CCM、BCM或DCM。

在图2实施例中，所述开关控制电路2040包括导通控制电路2044、峰值比较器2045、谷值比较器2046和驱动电路2047。

所述峰值比较器2045接收电流检测信号Vcs和峰值电流信号Ipeak，并基于两者的比较结果，输出关断控制信号Coff。所述谷值比较器2046，接收电流检测信号Vcs和谷值电流信号Ivalley，并基于两者的比较结果，输出谷值控制信号Cva。所述导通控制电路2044接收谷值控制信号Cva、模式控制信号MD和导通延时信号Td，并基于谷值控制信号Cva、模式控制信号MD和导通延时信号Td，输出导通控制信号Con。在CCM和BCM，所述导通延时信号Td的值为0。当电流检测信号Vcs降至谷值电流信号Ivalley时，所述导通控制信号Con控制第一开关Q1导通。在DCM，在电流检测信号Vcs降至谷值电流信号Ivalley后，并且经过延时信号Td表征的时长，导通控制信号Con控制第一开关Q1导通。

所述驱动电路2047接收关断控制信号Coff和导通控制信号Con，并基于关断控制信号Coff和导通控制信号Con输出开关控制信号G1。在关断控制信号Coff表征电流检测信号Vcs达到峰值电流信号Ipeak时，所述开关控制信号G1控制第一开关Q1关断。在CCM和BCM，当电流检测信号Vcs降至谷值电流信号Ivalley时，所述开关控制信号G1控制第一开关Q1导通。在DCM，在电流检测信号Vcs降至谷值电流信号Ivalley后，并且经过延时信号Td表征的时长，开关控制信号G1控制第一开关Q1导通。所述开关控制信号G1控制第一开关Q1导通。在一个实施例中，所述驱动电路2047包括RS触发器和驱动放大电路。所述关断控制信号Coff控制RS触发器的复位端，所述导通控制信号Con控制RS触发器的置位端，所述RS触发器输出开关控制信号G1。该开关控制信号G1经驱动放大电路增强其驱动能力后，控制第一开关Q1的通断。

在本发明实施例中，功率因数校正电路20的工作模式、峰值电流信号Ipeak、谷值电流信号Ivalley和导通延时信号Td的取值与功率因数校正电路20的负载大小相关。

图3示出了根据本发明一实施例的功率因数校正电路20工作于重载条件下的输入电流Iin的波形示意图。在重载条件下，输入平均电流Iavg的最大值大于第一电流基准Iref1。为示图清晰起见，图3仅示出了单个周期的输入电流Iin的波形。在图3中，当输入平均电流Iavg的值大于第一电流基准Iref1时，所述模式控制信号MD指示功率因数校正电路20工作于CCM。当输入平均电流Iavg小于第二电流基准Iref2时，所述模式控制信号MD指示功率因数校正电路20工作于DCM。当输入平均电流Iavg介于第一电流基准Iref1和第二电流基准Iref2之间时，所述模式控制信号MD指示功率因数校正电路20工作于BCM。所述第一电流基准Iref1和第二电流基准Iref2的取值可以由本领域普通技术人员根据具体的应用电路的参数和需求来设置。

在图3实施例中，当功率因数校正电路20工作于CCM时，所述输入电流Iin的纹波固定。所述峰值电流信号Ipeak的取值为：Ipeak＝Iavg+Iref1。所述谷值电流信号Ivalley的取值为：Ivalley＝Iavg-Iref1。当第一开关Q1导通时，电源与电感L1相连，对电感L1充电，所述输入电流Iin上升，当输入电流Iin上升至峰值电流信号Ipeak时，所述峰值比较器2045输出关断控制信号Coff，复位驱动电路2047，使其输出开关控制信号G1关断第一开关Q1。此时输入电流Iin通过第二开关D1续流，同时对输出电容Cout充电，输入电流Iin下降。当输入电流Iin下降至谷值电流信号Ivalley时，所述谷值比较器2046输出导通控制信号Con导通第一开关Q1，所述输入电流Iin再次上升，新的开关周期开始，前述过程重复。

在图3实施例中，当功率因数校正电路20工作于BCM时，所述谷值电流信号Ivalley为0，所述峰值电流信号Ipeak的取值为两倍的输入平均电流Iavg，即：Ipeak＝2×Iavg。当第一开关Q1导通时，电源与电感相连，对电感L1充电，所述输入电流Iin上升，当输入电流Iin上升至峰值电流信号Ipeak时，所述峰值比较器2045输出关断控制信号Coff，复位驱动电路2047，使其输出开关控制信号G1关断第一开关Q1。此时输入电流Iin通过第二开关D1续流，同时对输出电容Cout充电，输入电流Iin下降。当输入电流Iin下降至0时，所述谷值比较器2046输出导通控制信号Con导通第一开关Q1，所述输入电流Iin再次上升，新的开关周期开始，前述过程重复。

在图3实施例中，DCM包括两个模式，分别是变频断续电流模式VF-DCM和定频断续电流模式CF-DCM。

当功率因数校正电路20工作在VF-DCM，所述谷值电流信号Ivalley为0，所述峰值电流信号Ipeak的值为两倍的第二电流基准Iref2，即：Ipeak＝2×Iref2，并且导通延时信号Td的取值为：

其中，导通时长Ton为第一开关Q1导通，第二开关D1关断的时长，关断时长Toff为第一开关Q1关断，第二开关D1导通的时长。在一个实施例中，所述功率因数控制电路204分别计时第一开关Q1和第二开关D1在每一开关周期中的导通时长，并将其存储于寄存器中，得到导通时长Ton和关断时长Toff。在一个实施例中，所述功率因数控制电路204包括计时电路，分别计时导通控制信号Con和关断控制信号Coff与第一开关Q1和第二开关D1的开关状态相对应的逻辑电平的时长。

当第一开关Q1导通时，电源与电感相连，对电感L1充电，所述输入电流Iin上升，当输入电流Iin上升至峰值电流信号Ipeak时，所述峰值比较器2045输出关断控制信号Coff，复位驱动电路2047，使其输出开关控制信号G1关断第一开关Q1。此时输入电流Iin通过第二开关D1续流，同时对输出电容Cout充电，输入电流Iin下降。当输入电流Iin下降至0时，经过导通延时信号Td的时长，所述导通控制电路2044输出导通控制信号Con导通第一开关Q1，所述输入电流Iin再次上升，新的开关周期开始，前述过程重复。

在VF-DCM下，当功率因数校正电路20的负载减小时，其工作频率相应减小。当其工作频率减小至最小开关频率fmin时，功率因数校正电路20进入CF-DCM，功率因数校正电路20的工作频率固定在最小开关频率fmin，即第一开关Q1的开关频率固定在最小开关频率fmin。在CF-DCM，峰值电流信号Ipeak的取值为：

导通延时信号Td的取值为：

最小开关频率fmin的值可以根据应用的需要来设定。例如可以设定最小开关频率fmin高于音频频率的最大值，以免功率因数校正电路20的工作频率落入音频范围，产生噪声。也可以根据具体应用的需要来设置该最小开关频率fmin。

与VF-DCM相比，CF-DCM下的峰值电流信号Ipeak的值和导通延时信号Td与最小开关频率fmin相关，具体工作过程类似，即当第一开关Q1导通时，输入电流Iin上升，当输入电流Iin上升至峰值电流信号Ipeak时，所述峰值比较器2045输出关断控制信号Coff，复位驱动电路2047，使其输出开关控制信号G1关断第一开关Q1。此时输入电流Iin通过第二开关D1续流，同时对输出电容Cout充电，输入电流Iin下降。当输入电流Iin下降至0时，经过导通延时信号Td的时长，所述导通控制电路2044输出导通控制信号Con导通第一开关Q1，所述输入电流Iin再次上升，新的开关周期开始。

应当理解，前述峰值电流信号Ipeak和谷值电流信号Ivalley的取值仅作示意性说明。在本发明其他实施例中，峰值电流信号Ipeak和谷值电流信号Ivalley的取值可以有所不同。例如在部分实施例中，主功率开关的开关频率固定，峰值电流信号Ipeak和谷值电流信号Ivalley的取值可以根据固定的开关频率和输入平均电流来决定。

图4示出了根据本发明一实施例的功率因数校正电路20工作于中等负载条件下的输入电流Iin的波形示意图。在中等负载条件下，输入平均电流Iavg的最大值小于第一电流基准Iref1且大于第二电流基准Iref2。在图4中，当输入平均电流Iavg的值小于第一电流基准Iref1且大于第二电流基准Iref2时，所述功率因数校正电路20工作于BCM。当输入平均电流Iavg的值小于第二电流基准Iref2时，所述功率因数校正电路20工作于DCM。

在图4实施例中，功率因数校正电路20工作于BCM和DCM时，其谷值电流信号Ivalley、峰值电流信号Ipeak和导通延时信号Td的取值，及其工作过程均与图3实施例中的情况一致，为叙述简便之故，此处不再展开。

图5示出了根据本发明一实施例的功率因数校正电路20工作于轻载条件下的输入电流Iin的波形示意图。在轻载条件下，输入平均电流Iavg的最大值小于第二电流基准Iref2，所述功率因数校正电路20工作于DCM。

在图5实施例中，DCM同样包括两个模式，即变频断续电流模式VF-DCM和定频断续电流模式CF-DCM。在VF-DCM下，功率因数校正电路20工作于VF-DCM和CF-DCM时，其谷值电流信号Ivalley、峰值电流信号Ipeak和导通延时信号Td的取值，及其工作过程均与图3实施例中的情况一致，为叙述简便之故，此处不再展开。

在本发明实施例中，用以提供谷值电流信号Ivalley、峰值电流信号Ipeak和导通延时信号Td的控制基准电路2043可通过数字电路来实现。即采用数字描述语言描述谷值电流信号Ivalley、峰值电流信号Ipeak和导通延时信号Td与第一电流基准Iref1、第二电流基准Iref2、输入平均电流Iavg及设定的最小开关频率fmin的关系，自动生成数字电路来实现控制基准电路2043。

在本发明实施例中，导通控制电路2044接收谷值控制信号Cva、模式控制信号MD和导通延时信号Td。当模式控制信号MD表征功率因数校正电路20工作于CCM或BCM时，导通控制电路2044将谷值控制信号Cva提供至输出端，作为导通控制信号Con。当模式控制信号MD表征功率因数校正电路20工作于DCM时，导通控制电路2044在谷值控制信号Cva表征电流检测信号Vcs降至谷值电流信号Ivalley，即0时，开始计时。当计时时长达到导通延时信号Td表征的时长时，导通控制电路2044输出导通控制信号Con，用于导通第一开关Q1。在一个实施例中，导通控制电路2044可采用数字电路实现。也就是说，可以采用数字描述语言描述导通控制电路2044的功能和工作过程，自动生成数字电路。

由图3、图4和图5实施例可知，在输入整流电压Vin的单个周期内，功率因数校正电路20的工作模式与输入平均电流Iavg的大小相关。当输入平均电流Iavg的最大值大于第一电流基准Iref1时，功率因数校正电路20的工作模式包括CCM、BCM和DCM。当输入平均电流Iavg的最大值介于第一电流基准Iref1和第二电流基准Iref2时，功率因数校正电路20的工作模式包括BCM和DCM。当输入平均电流Iavg的最大值小于第二电流基准Iref2时，功率因数校正电路20的工作模式包括DCM。在图3、图4、图5的实施例中，DCM还包括变频断续电流模式VF-DCM和定频断续电流模式CF-DCM。在本发明的其它实施例中，DCM也可以仅包括VF-DCM或仅包括CF-DCM。

在一个实施例中，模式控制信号MD可以不同的电平形式来表征不同的工作模式，例如，模式控制信号MD可以高电平来表征CCM，以低电平来表征DCM，以高阻态来表征BCM。在其他实施例中，模式控制信号MD可以是具有多个数位的数字信号，例如可以00来表征CCM，11来表征DCM，01来表征BCM等。应当理解，模式控制信号MD可以采用任意适当的信号形式来表征不同的工作模式。

本发明图2实施例中，第一开关Q1为可控开关，第二开关D1为二极管。应当理解，第一开关Q1可以包括如MOSFET在内的适用的可控开关，第二开关除了二极管外，也可以包括如MOSFET在内的适用的可控开关。当第二开关采用可控开关后，所述开关控制信号G1也可以用于控制第二开关。

在一个实施例中，第一电流基准Iref1、第二电流基准Iref2和最小开关频率fmin的值可通过写寄存器的方式来设置。在部分实施例中，第一电流基准Iref1、第二电流基准Iref2和最小开关频率fmin的值也可以通过芯片外接片外器件，例如电阻、电容等来设置。

图6示出了根据本发明一实施例的用于控制功率因数校正电路的功率因数控制方法60的流程示意图。所述功率因数校正电路包括如图2所示的具有BOOST拓扑的开关转换电路203，也包括其他拓扑形式的开关转换电路。所述功率因数控制方法60包括：

步骤601，基于输入平均电流Iavg、第一电流基准Iref1和第二电流基准Iref2的比较结果控制功率因数校正电路的工作模式，其中：当输入平均电流Iavg大于第一电流基准Iref1时，功率因数校正电路工作于连续电流模式；当输入平均电流Iavg小于第一电流基准Iref1，且大于第二电流基准Iref2时，功率因数校正电路工作于临界电流模式；以及当输入平均电流Iavg小于第二电流基准Iref2时，功率因数校正电路工作于断续电流模式；以及

步骤602，基于电流检测信号Vcs和峰值电流信号Ipeak、谷值电流信号Ivalley的比较结果和导通延时信号，控制功率因数校正电路的主功率开关，其中：在电流检测信号Vcs增大到峰值电流信号Ipeak时，所述主功率开关关断；在电流检测信号Vcs减小至谷值电流信号Ivalley时，若功率因数校正电路工作于连续电流模式和临界电流模式，则所述主功率开关导通；在电流检测信号Vcs减小至谷值电流信号Ivalley时，若功率因数校正电路工作于断续电流模式，则经过导通延时信号Td所表征的时长后，所述主功率开关导通。其中所述电流检测信号Vcs表征功率因数校正电路的输入电流。

在一个实施例中，在连续电流模式下，所述峰值电流信号和谷值电流信号之间的差值恒定。

在一个实施例中，在连续电流模式下，所述峰值电流信号的值为第一电流基准和输入平均电流之和，所述谷值电流信号的值为第一电流基准和输入平均电流之差。

在一个实施例中，在临界电流模式下，所述峰值电流信号的值为两倍的输入平均电流。

在一个实施例中，在临界电流模式下，所述谷值电流信号为零，所述峰值电流信号为两倍的输入平均电流。

在一个实施例中，在断续电流模式下，所述峰值电流信号和谷值电流信号之间的差值恒定。

在一个实施例中，在断续电流模式下，所述谷值电流信号为零，所述峰值电流信号为两倍的第二电流基准，所述导通延时信号Td的取值如公式(2)所示。

在一个实施例中，在断续电流模式下，所述主功率开关的开关频率保持为恒定的最小开关频率，所述谷值电流信号为零，所述峰值电流信号的取值如公式(3)所示，所述导通延时信号的取值如公式(4)所示。

在一个实施例中，所述断续电流模式包括：变频断续电流模式，所述峰值电流信号为两倍的第二电流基准，所述导通延时信号Td的取值如公式(2)所示；以及定频断续电流模式，所述主功率开关的开关频率保持为恒定的最小开关频率，所述谷值电流信号为零，所述峰值电流信号的取值如公式(3)所示，所述导通延时信号的取值如公式(4)所示。

在一个实施例中，所述功率因数校正方法还包括：基于功率因数校正电路的输出电压输出反馈控制信号表征功率因数控制电路的负载；以及基于反馈控制信号和输入整流电压，提供输入平均电流；其中，所述输入整流电压为交流电压经过整流电路整流后的电压；所述输入平均电流与反馈控制信号和输入整流电压的实时值的乘积成正比，与输入整流电压峰值的平方成反比。

应当理解，本发明所给出的电路及工作流程仅作示意性说明。任意可以实现本发明电路的功能及工作过程的电路均不脱离本发明的精神或实质。

虽然已参照几个典型实施例描述了本发明，但应当理解，所用的术语是说明和示例性、而非限制性的术语。由于本发明能够以多种形式具体实施而不脱离发明的精神或实质，所以应当理解，上述实施例不限于任何前述的细节，而应在随附权利要求所限定的精神和范围内广泛地解释，因此落入权利要求或其等效范围内的全部变化和改型都应为随附权利要求所涵盖。

Claims (25)

1.一种功率因数控制电路，用以控制功率因数校正电路，所述功率因数控制电路包括：

控制基准电路，接收第一电流基准、第二电流基准和输入平均电流，并基于第一电流基准、第二电流基准和输入平均电流，输出峰值电流信号、谷值电流信号和导通延时信号；以及

开关控制电路，接收电流检测信号、峰值电流信号、谷值电流信号和导通延时信号，并基于电流检测信号、峰值电流信号、谷值电流信号和导通延时信号输出开关控制信号控制功率因数校正电路的主功率开关，其中所述电流检测信号表征流过功率因数校正电路的储能元件的电流；

其中，所述输入平均电流表征功率因数校正电路的输入电流，并且：

当输入平均电流大于第一电流基准时，功率因数校正电路工作于连续电流模式，所述主功率开关在电流检测信号增大到峰值电流信号时关断，在电流检测信号减小至谷值电流信号时导通；

当输入平均电流小于第一电流基准，且大于第二电流基准时，功率因数校正电路工作于临界电流模式，所述主功率开关在电流检测信号增大至峰值电流信号时关断，在电流检测信号减小至零时导通；以及

当输入平均电流小于第二电流基准时，功率因数校正电路工作于断续电流模式，所述主功率开关在电流检测信号增大至峰值电流信号时关断，在电流检测信号减小至零后经过导通延时信号所表征的时长后关断。

2.如权利要求1所述的功率因数控制电路，其中，所述控制基准电路进一步输出表征功率因数校正电路的工作模式的模式控制信号，所述开关控制电路包括：

峰值比较器，接收电流检测信号和峰值电流信号，并基于电流检测信号和峰值电流信号的比较，输出关断控制信号控制主功率开关关断；

谷值比较器，接收电流检测信号和谷值电流信号，并基于电流检测信号和谷值电流信号的比较，输出谷值控制信号；以及

导通控制电路，接收谷值控制信号、模式控制信号和导通延时信号，并基于谷值控制信号、模式控制信号和导通延时信号，输出导通控制信号控制功率因数校正电路的主功率开关关断。

3.如权利要求1所述的功率因数控制电路，其中在连续电流模式下，所述峰值电流信号和谷值电流信号之间的差值恒定。

4.如权利要求3所述的功率因数控制电路，其中在连续电流模式下，所述峰值电流信号的值为第一电流基准和输入平均电流之和，所述谷值电流信号的值为第一电流基准和输入平均电流之差。

5.如权利要求1所述的功率因数控制电路，其中在临界电流模式下，所述峰值电流信号的值为两倍的输入平均电流。

6.如权利要求5所述的功率因数控制电路，其中在临界电流模式下，所述谷值电流信号为零，所述峰值电流信号为两倍的输入平均电流。

7.如权利要求1所述的功率因数控制电路，其中在断续电流模式下，所述峰值电流信号和谷值电流信号之间的差值恒定。

8.如权利要求7所述的功率因数控制电路，其中在断续电流模式下，所述谷值电流信号为零，所述峰值电流信号为两倍的第二电流基准。

9.如权利要求1所述的功率因数控制电路，其中在断续电流模式下，所述主功率开关的开关频率保持为恒定的最小开关频率，所述谷值电流信号为零。

10.如权利要求1所述的功率因数控制电路，其中，所述断续电流模式包括：

变频断续电流模式，所述谷值电流信号为零，所述峰值电流信号为两倍的第二电流基准；以及

定频断续电流模式，所述主功率开关的开关频率保持为恒定的最小开关频率，所述谷值电流信号为零。

11.如权利要求1所述的功率因数控制电路，还包括：

反馈电路，接收功率因数校正电路的输出电压，并基于输出电压，输出反馈控制信号表征功率因数控制电路的负载。

12.如权利要求11所述的功率因数控制电路，还包括：

输入电流基准电路，接收反馈控制信号和输入整流电压，并基于反馈控制信号和输入整流电压，提供输入平均电流；

其中，

所述输入整流电压为交流电压经过整流电路整流后的电压；

所述输入平均电流与反馈控制信号和输入整流电压的实时值的乘积成正比，与输入整流电压峰值的平方成反比。

13.一种功率因数校正电路，包括如权利要求1-12任一项所述的功率因数控制电路，还包括开关转换电路，所述开关转换电路包括：

储能元件，耦接在开关转换电路的输入端和开关端之间；

主功率开关，耦接在开关端和接地端之间；以及

从功率开关，耦接在开关端和开关转换电路的输出端之间；

其中，所述开关转换电路的输入端接收直流输入电压，所述开关转换电路的输出端提供输出电压。

14.如权利要求13所述的功率因数控制电路，还包括桥式整流电路，耦接在交流电源和开关转换电路的输入端之间，将交流电源提供的交流电压经过整流后，转换成整流输入电压提供给开关转换电路。

15.一种功率因数校正电路，包括如权利要求1-12任一项所述的功率因数控制电路，还包括开关转换电路，所述开关转换电路具有PFC拓扑结构。

16.一种功率因数控制方法，用于控制功率因数校正电路，所述功率因数控制方法包括：

基于电流检测信号和峰值电流信号的比较结果控制功率因数校正电路的主功率开关关断；

基于电流检测信号和谷值电流信号的比较结果，及导通延时信号控制功率因数校正电路的主功率开关导通；

其中，输入平均电流表征功率因数校正电路的输入电流，并且：

当输入平均电流大于第一电流基准时，功率因数校正电路工作于连续电流模式，所述主功率开关在电流检测信号增大到峰值电流信号时关断，在电流检测信号减小至谷值电流信号时导通；

当输入平均电流小于第一电流基准，且大于第二电流基准时，功率因数校正电路工作于临界电流模式，所述主功率开关在电流检测信号增大至峰值电流信号时关断，在电流检测信号减小至零时导通；以及

当输入平均电流小于第二电流基准时，功率因数校正电路工作于断续电流模式，所述主功率开关在电流检测信号增大至峰值电流信号时关断，在电流检测信号减小至零后经过导通延时信号所表征的时长后关断；

其中所述电流检测信号表征流过功率因数校正电路的储能元件的电流。

17.如权利要求16所述的功率因数控制方法，其中在连续电流模式下，所述峰值电流信号和谷值电流信号之间的差值恒定。

18.如权利要求17所述的功率因数控制方法，其中在连续电流模式下，所述峰值电流信号的值为第一电流基准和输入平均电流之和，所述谷值电流信号的值为第一电流基准和输入平均电流之差。

19.如权利要求16所述的功率因数控制方法，其中在临界电流模式下，所述峰值电流信号的值为两倍的输入平均电流。

20.如权利要求19所述的功率因数控制方法，其中在临界电流模式下，所述谷值电流信号为零，所述峰值电流信号为两倍的输入平均电流。

21.如权利要求16所述的功率因数控制方法，其中在断续电流模式下，所述峰值电流信号和谷值电流信号之间的差值恒定。

22.如权利要求21所述的功率因数控制方法，其中在断续电流模式下，所述谷值电流信号为零，所述峰值电流信号为两倍的第二电流基准。

23.如权利要求16所述的功率因数控制方法，其中在断续电流模式下，所述主功率开关的开关频率保持为恒定的最小开关频率，所述谷值电流信号为零。

24.如权利要求16所述的功率因数控制方法，其中，所述断续电流模式包括：

变频断续电流模式，所述谷值电流信号为零，所述峰值电流信号为两倍的第二电流基准；以及

定频断续电流模式，所述主功率开关的开关频率保持为恒定的最小开关频率，所述谷值电流信号为零。

25.如权利要求16所述的功率因数控制方法，还包括：

基于功率因数校正电路的输出电压输出反馈控制信号表征功率因数控制电路的负载；以及

基于反馈控制信号和输入整流电压，提供输入平均电流；

其中，

所述输入整流电压为交流电压经过整流电路整流后的电压；

所述输入平均电流与反馈控制信号和输入整流电压的实时值的乘积成正比，与输入整流电压峰值的平方成反比。

Images