CN115884464A - Qr操作的开关转换器电流驱动器 - Google Patents

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CN115884464A CN202211184657.9A CN202211184657A CN115884464A CN 115884464 A CN115884464 A CN 115884464A CN 202211184657 A CN202211184657 A CN 202211184657A CN 115884464 A CN115884464 A CN 115884464A
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Abstract

本公开的各实施例涉及QR操作的开关转换器电流驱动器。在实施例中，一种控制电路包括：输出端子，被配置为被耦合至晶体管的控制端子，晶体管被耦合至电感器；逻辑电路，被配置为使用第一信号来控制晶体管；过零检测电路，被配置为生成指示电感器的退磁的续流信号；比较器，具有被配置为分别接收指示流过晶体管的电流的感测电压的第一输入和接收参考电压的第二输入，以及被配置为使逻辑电路取消断言第一信号的输出；以及参考发生器，被配置为生成参考电压，并且包括：电流发生器；电容器；以及电阻器，被耦合至参考发生器的输出；以及开关，与电阻器串联耦合，并且被配置为基于第一信号和续流信号来控制。

Description

QR操作的开关转换器电流驱动器
技术领域
本公开大体上涉及一种电子系统和方法，并且在特定实施例中涉及一种准谐振(QR)操作的开关转换器电流驱动器。
背景技术
发光二极管(LED)驱动器被配置为提供足够的电流来点亮LED。切换电压调节器可以被用于驱动LED。
由LED产生的光的强度与流过LED的平均电流相关。通常，流过LED的平均电流越高，由LED产生的光的强度就越高。因此，通常期望使用电流驱动器来驱动LED，以准确控制流过LED的平均电流。
通过控制流过LED的平均电流，可以对LED进行调光。例如，降低由LED产生的光强度可以通过降低流过LED的平均电流来实现。
流过LED的平均电流的波动可能会导致由LED发射的光的波动。因此，开关转换器电流驱动器可以被用于通过以高于闪烁融合阈值的频率进行切换来适当地驱动LED。
LED灯驱动器通常针对额定输出电流(有时用户在一定范围内可编程)和输出电压范围指定，以为不同类型/长度的LED串供电。值得注意的是，额定输出电流通常以非常严格的准确性指定，总体上通常小于5％。
LED灯驱动器提供调光能力也很常见，即，能够将LED电流从额定值降低到低值(有时低于1％)，以使用户能够降低LED串的光输出的强度。通常期望LED电流减少以及由此产生的光调制是无缝且无闪烁的。
发明内容
根据实施例，一种控制电路包括：输出端子，被配置为被耦合至第一晶体管的控制端子，该第一晶体管具有被耦合至电感器的电流路径；第一逻辑电路，具有被耦合至输出端子的输出，并且被配置为使用第一信号来控制第一晶体管；过零检测电路，具有退磁感测输入和第一输出，退磁感测输入被配置为被耦合至电感器，过零检测电路的第一输出被耦合至第一逻辑电路的第一输入，其中过零检测电路被配置为：基于退磁感测输入来生成指示电感器的退磁的续流信号，并且利用过零检测电路的第一输出，使第一逻辑电路基于退磁感测输入来断言第一信号以接通第一晶体管；第一比较器，具有第一输入、第二输入以及输出，第一比较器的第一输入被配置为接收指示流过第一晶体管的电流路径的电流的感测电压，第一比较器的第二输入被配置为接收第一参考电压，第一比较器的输出被耦合至第一逻辑电路的第二输入，并且第一比较器被配置为当感测电压变得高于第一参考电压时，使第一逻辑电路取消断言第一信号以关断第一晶体管；以及参考发生器，具有被耦合至第一比较器的第二输入的输出，并且被配置为在参考发生器的输出处生成第一参考电压，参考发生器包括：第一电流发生器，被配置为生成第一电流；第一电容器，被耦合至参考发生器的输出和第一电流发生器；第一电阻器，被耦合至参考发生器的输出；以及第一开关，与第一电阻器串联耦合，第一开关被配置为基于第一信号和续流信号来控制。
根据实施例，一种调节流过电感器的平均输出电流的方法包括：利用接口电路生成退磁信号，该接口电路具有被耦合至第一中间节点的输入，该第一中间节点被耦合在功率晶体管的电流路径与电感器之间；基于退磁信号来生成指示电感器的退磁的续流信号；基于退磁信号来生成第一信号；在续流信号通过使用第一信号取消断言之后发生的退磁信号的波谷处接通功率晶体管；接收指示流过功率晶体管的电流路径的电流的感测电压；通过以下操作在第二中间节点处生成第一参考电压：利用被耦合至第二中间节点的第一电流发生器来生成第一电流，该第二中间节点被耦合至第一电容器和第一电阻器；当第一信号或续流信号被断言时，闭合与第一电阻器串联耦合的第一开关，以及当第一信号和续流信号被取消断言时，断开第一开关；以及当感测电压变得高于第一参考电压时，关断功率晶体管，其中调节平均输出电流包括基于第一电流来调节平均输出电流。
根据实施例，一种开关转换器包括：第一电源端子，被配置为接收第一电压；第二电源端子，被配置为接收低于第一电压的第二电压；功率晶体管，具有被耦合在第一电源端子与第二电源端子之间的电流路径；感测电阻器，被耦合在功率晶体管的电流路径与第二电源端子之间；电感器，被耦合在功率晶体管的电流路径与第一电源端子之间；续流二极管，被耦合在电感器与第一电源端子之间；驱动器，具有被耦合至功率晶体管的控制端子的输出；触发器，具有被耦合至驱动器的输入的第一输出，其中触发器被配置为在触发器的第一输出处产生第一信号；过零检测电路，具有退磁感测输入，退磁感测输入被耦合至功率晶体管的电流路径和电感器，其中过零检测电路被配置为：基于电感器的退磁来生成续流信号，以及使触发器基于退磁感测输入来断言第一信号，以接通功率晶体管；第一比较器，具有第一输入、第二输入以及输出，第一比较器的第一输入被配置为接收指示流过功率晶体管的电流路径的电流的感测电压，第一比较器的第二输入被配置为接收第一参考电压，第一比较器的输出被配置为当感测电压变得高于第一参考电压时，使触发器取消断言第一信号以关断功率晶体管；以及参考发生器，被配置为生成第一参考电压，该参考发生器包括：第一电流发生器，被配置为生成第一电流；第一电容器，被耦合至参考发生器的输出和第一电流发生器；第一电阻器，被耦合至参考发生器的输出；以及第一开关，与第一电阻器串联耦合，第一开关被配置为基于第一信号和续流信号来控制，其中流过电感器的平均输出电流与第一电流成比例。
附图说明
为了更完整地理解本发明及其优点，现在参照结合附图的以下描述，其中：
图1示出了根据本发明的实施例的LED灯驱动器；
图2示出了根据本发明的实施例的降压转换器的示意图；
图3和图4分别示出了根据本发明的实施例的在没有谷跳或具有谷跳的情况下与在QR模式下操作的图2的降压转换器相关联的波形；
图5和图6示出了根据本发明的实施例的图2的接口电路(I/F)的示意图；
图7示出了根据本发明的实施例的具有谷跳的ZCD电路的示意图；
图8示出了根据本发明的实施例的降压转换器的示意图；
图9和图10示出了根据本发明的实施例的分别被耦合至图5和图6的接口电路的控制电路的一部分的示意图；以及
图11和图12示出了根据本发明的实施例的与图8的降压转换器相关联的仿真结果。
除非另有指示，否则不同附图中的对应数字和符号通常指代对应的部分。附图被绘制以清晰地图示优选实施例的相关方面，并且不一定按比例绘制。
具体实施方式
公开的实施例的制作和使用在下面详细讨论。然而，应该了解，本发明提供了许多适用的发明概念，它可以在各种具体上下文中实施。所讨论的具体实施例仅说明制作和使用本发明的具体方式，并且不限制本发明的范围。
下面的描述图示了各种具体细节以提供对根据描述的若干示例实施例的深入理解。这些实施例可以在没有一个或多个具体细节的情况下获得，或者利用其他方法、组件、材料等获得。在其他情况下，已知结构、材料或操作未被详细示出或描述，以免混淆实施例的不同方面。在该描述中对“实施例”的引用指示关于该实施例描述的特定配置、结构或特征被包括在至少一个实施例中。因此，可能出现在本描述的不同点的诸如“在一个实施例中”等短语不一定完全指代同一实施例。此外，具体形成、结构或特征可以在一个或多个实施例中以任何适当的方式组合。
本发明的实施例将在具体上下文中描述，QR操作的降压切换LED驱动器(恒流源)例如用于固态照明(SSL)，诸如用于驱动一个或多个LED作为负载。在一些实施例中，负载可以不包括LED。一些实施例可以被实施在不同于SSL的应用中，诸如工业、消费者、ICT、白色货品等，“按原样”或具有小的适应。一些实施例可以被用于不同于降压转换器的拓扑中，诸如升压或降压-升压转换器，例如具有小的适应。
在本发明的实施例中，QR操作的降压转换器的平均电感器电流通过仅感测流过功率晶体管的电流来调节，其中调节的电流与降压转换器的切换频率无关。一些实施例基于峰值电流模式控制核心。在一些实施例中，谷跳电路以标称不变的控制方案限制降压转换器的最大切换频率，在模拟调光期间具有良好的平均输出电流调节准确性。在一些实施例中，电压前馈电路补偿传播延迟，使得调节后的输出电流对输入和输出电压变化不太敏感。
图1示出了根据本发明的实施例的LED灯驱动器100。LED灯驱动器100包括切换模式电源(SMPS)102和用于驱动LED串106的SMPS 104。开关转换器102跨越向级联转换器104供电的储能电容器108提供调节后的DC输出电压V102。转换器104提供为LED串106供电的调节输出电流。
在一些实施例中，开关转换器102可以被实施为功率因数校正器(PFC)前端转换器，它可以从电力线汲取与正弦线电压Vmains同相的正弦电流Imains(例如60Hz，110Vrms；50Hz，220Vrms)可以被使用。使用PFC前端转换器可以有利地实现输入电流的高功率因数和低失真。在一些实施例中，使用具有PFC的实施开关转换器102可以有利地帮助保持低谐波发射，这可以有利地帮助符合诸如IEC61000-3-2等标准，该标准为诸如LED灯驱动器等应用设置了C类谐波发射限制。在一些实施例中，实施具有PFC的转换器102有利地帮助保持输入电流Imains的低总谐波失真(THD)。
AC/DC开关转换器102可以在输出电流I102中引入纹波。例如，电流I102可能在转换器102的切换频率(通常高于50kHz)处表现出具有高频分量的纹波，并且在AC电力线的频率的两倍处具有低频分量(由于功率转换器102从电力线汲取并且递送到其输出的脉动性质)。如果被提供给LED串106，则低频纹波可能导致给定峰值的平均LED电流ILED降低，并且可能导致LED串106的LED的操作温度升高，这可能会缩短LED串106的LED的寿命。这种低频纹波还可能导致光波动(闪烁和微光)，如果可感知，则这可能是不期望的，并且据报告即使在不可感知的情况下也会导致健康问题。
PFC输出电压V102可能会受到由输出电流I102纹波的低频分量生成的低频纹波的影响。通常，转换器102通过低带宽控制环路来调节输出电压V102的DC值，以实现高功率因数和输入电流的低失真，但可能无法抑制低频输出纹波。
在一些实施例中，有利地，使用诸如图1所示的两级功率转换(其中前端PFC转换器102向电容器108供电，并且级联的后调节器转换器104向LED串106供应调节电流)有助于防止LED串106被暴露于PFC转换器102的输出处的纹波。例如，在一些实施例中，转换器104提供DC恒流ILED，由能够抑制低频输入电压纹波的宽带控制环路调节，这有利地优化了LED串106的使用并且提供LED串106的无闪烁操作。
在一些实施例中，转换器102可以被实施为升压转换器，并且转换器104可以被实施为降压转换器。例如，在一些实施例中，向LED串106递送小于100W的功率，电压V102可以在例如100V和400V之间，并且转换器104以适合LED串106的电平提供电压VLED，诸如在30V和60V之间。在一些实施例中，将转换器102实施为升压并且将转换器104实施为降压可以有利地保持低电流I102(和相关的低频纹波)，并且可以有利地允许在不使用体积大、容量大的储能电容器的情况下实施电容器108。将转换器102和104分别实施为升压和降压转换器还可以有利地帮助遵守将VLED限制为60V的安全超低电压(SELV)要求。
在一些实施例中，转换器102可以被实施为反激式转换器，它可以有利地提供与干线的隔离。与干线隔离可以有利地帮助遵守电气安全标准，诸如例如IEC60950、IEC62368、IEC61347-1。
图2示出了根据本发明的实施例的降压转换器200的示意图。降压转换器200包括功率晶体管202、接口(I/F)电路210、感测电阻器208、电感器204、二极管206、电容器232和234以及控制电路220。控制电路220包括零电流检测(ZCD)电路212、栅极驱动器218、触发器216、谷跳电路214、比较器224和参考发生器226。参考发生器226包括电容器230、开关218和228、电阻器222、或门238和电流发生器236。SMPS 104可以被实施为降压转换器200(例如其中节点N1接收电压V102作为Vin)。
尽管LED串106被示出为由降压转换器200驱动的负载，但在一些实施例中，代替LED串或除了LED串之外，其他负载可以由降压转换器200驱动。例如，在一些实施例中，负载106可以成为可充电电池。
如图2所示，在一些实施例中，功率晶体管202具有被连接至接地的源极端子，续流二极管206被连接至节点N1，并且负载106被附加至与电感器204串联的节点N1。这种配置可以有利地允许与驱动浮动电源开关相比，晶体管202的驱动更容易，并且允许控制电路220被称为接地，这可以有利地允许与灯控制(诸如远程开/关、调光电路等)的简化接口连接。
在一些实施例中，转换器202可以在没有谷跳的情况下以QR模式操作(功率晶体管202在功率晶体管202的漏极的第一波谷振铃时接通)。在QR模式下，转换器202使功率晶体管202的接通时刻与电感器204的退磁同步。延迟TD被引入，以使功率晶体管202的接通与最小漏源电压(波谷切换)重合，这可以有利地最小化功率损耗(例如与功率晶体管202的漏极的电容相关联)和EMI。通过在QR模式下操作转换器202，一些实施例有利地避免经历续流二极管206的任何反向恢复(因为在功率晶体管202接通期间没有电流流过电感器204或二极管206)，因此，二极管206可以用常规的超快p-n二极管实施。由于一些实施例避免经历续流二极管206的任何反向恢复，一些实施例有利地适合于高压应用(例如输入电压Vin高于200V)。
在一些实施例中，转换器202可以在具有谷跳的情况下以QR模式操作(功率晶体管202在功率晶体管202的漏极的第k个波谷振铃时接通，其中k是大于1的整数)。随着谷跳，延迟时间TD被增加，使得一个或多个波谷被跳过，同时在跳过延迟时间TD期间发生的波谷之后，仍然使用波谷切换接通功率晶体管202。通过使用谷跳来操作转换器202，一些实施例有利地防止切换频率变得太高(从而避免随之而来的效率降低)，同时仍然保持波谷切换的益处。
图3示出了根据本发明的实施例的与在QR模式下操作而没有谷跳的降压转换器200相关联的波形300。图4示出了根据本发明的实施例的与在QR模式下操作而具有谷跳的降压转换器200相关联的波形400。图2至4可以被一起理解。
在正常操作期间，递送给LED串106的平均电流ILED是电感器电流IL(t)的平均值，与操作模式无关。当由谷跳电路214递送的脉冲VS设置触发器216时，功率晶体管202被接通。当触发器216被比较器224重置时，功率晶体管202被关断，该比较器224在电压VCS等于电压VCSref时跳闸。
如图2所示，电压VCS对应于电阻器208两端的电压，因此与流过功率晶体管202的电感器电流IL的部分成比例。由于电流仅在功率晶体管202断开时流过功率晶体管202，并且由于当电压VCS等于电压VCSref时功率晶体管202被关断，因此功率晶体管202的关断条件可以被表达为：
VCSref＝VCS(TON)＝Rs·Isw(ToN)＝Rs·ILpk (1)
其中TON表示功率晶体管202断开的时间，Rs表示电阻器208的电阻，电流Isw表示流过功率晶体管202的电流路径的电流，ILpk表示电感器电流IL的峰值。
通过经由开关228用电流Ich对电容器230充电，并且经由开关218通过电阻器222对电容器230放电，参考发生器226生成参考电压VCSref。开关218被配置为(经由信号V218)保持闭合，而电感器电流IL大于零(在间隔TON+TFW期间)，并且在切换循环的剩余部分TD期间断开。因此，切换循环TS可以由以下得到
Ts＝ToN+TFW-+TD (2)
其中TFW表示从功率晶体管202关断到电流IL达到0mA的退磁时间，并且TD表示电流IL达到零与功率晶体管202接通之间的延迟。
在一些实施例中，与电阻器222和电容器230相关联的时间常数Rt·Ct远大于切换周期TS(例如大10倍或更多)。在一些这种实施例中(例如如图3和图4所图示的)，电容器230上产生的电压VCSref基本上是恒定的(DC电压)，并且叠加了小的纹波(例如叠加的纹波可以是电压VCSref的平均值的5％或更少)。将切换循环中的电荷平衡应用于Ct，电压VCsref可以由以下得到
Figure BDA0003866948030000091
其中Ich表示由电流发生器236生成的电流，并且Rt表示电阻器222的电阻。
由于几何原因，平均电感器电流ILED可以由以下得到
Figure BDA0003866948030000092
由于从公式1推断出峰值电感器电流ILpk可以由以下得到
Figure BDA0003866948030000093
然后，鉴于公式4，平均电感器电流ILED可以由以下得到
Figure BDA0003866948030000101
鉴于公式3，它可以由以下得到
Figure BDA0003866948030000102
在一些实施例中，如在公式7中看到的，平均电流ILED可能仅取决于电阻Rs(可以是用户可选择的)和内部固定参数(例如Ich和Rt)，而不取决于电压VLED或Vin或者电感L或者切换周期TS或者延迟时间TD的持续时间。因此，一些实施例可以在QR模式下操作，其中具有谷跳(例如其中延迟时间TD的持续时间与时间TS相比可能很大，如图4所示)或没有谷跳(其中延迟时间TD可能相对较小，诸如如图3所示)，同时使用相同的原理(例如公式7)控制平均电流ILED。
在一些实施例中，电流Ich基于与Rt匹配的电阻器(未示出)生成，从而有利地实现对平均电流ILED的高准确性控制。
一些实施例的优点包括允许在具有或没有谷跳的情况下在QR模式下准确控制输出电流ILED，同时仅监测流过功率晶体管202的电流Isw。因此，一些实施例有利地实现以低成本、低复杂性的方式准确控制输出电流ILED，并且不会消耗过多的能量。例如，一些实施例有利地避免使用与电感器串联的电阻器来测量电感器电流IL。在一些实施例中，避免使用串联电阻器来测量电感器电流可以有利地降低功耗，避免使用具有大共模动态的差分感测和/或避免使用电平移位器。
一些实施例的附加优点包括实现高输出电流(ILED)准确性、对电感值L、操作模式(具有或没有波谷切换的QR模式)、切换周期TS、输入电压Vin和LED串电压VLED的不敏感。一些实施例有利地允许适应不同的VLED设置而不需要外部校准或校正部件。
一些实施例可以通过使用谷跳来有利地限制转换器202的操作频率范围，而不影响递送给负载(例如106)的平均电流ILED的准确性。例如，在一些实施例中，切换频率FSW(其中
Figure BDA0003866948030000103
)可以变化(例如在130kHz和230kHz之间)，而不引起平均电流ILED的显著变化(例如小于目标平均电流值的1％的变化)。
在一些实施例中，控制电路220被实施在同一(例如单片)集成电路中，而元件202、204、206、208、210、232、234和106被实施在集成电路外部(例如使得集成电路可以包括用于接收电压VZCD的退磁感测输入，例如如图2所示)。因此，一些实施例有利地允许用户通过改变外部组件(208)的电阻值Rs来准确地控制电流ILED。在一些实施例中，元件206和210被集成在集成电路外部的相同封装中，该集成电路包括控制电路220。在一些实施例中，元件202和/或204可以被集成在集成电路外部的相同封装中，该集成电路包括控制电路220。
在一些实施例中，降压转换器200的电路可以以不同的方式集成。例如，在一些实施例中，接口电路210可以被实施在包括控制电路220的集成电路内部。例如，在一些实施例中，元件202、204和/或210可以被集成在与元件212、214、216、218、222、224、228、230、236和238相同的封装中。在一些实施例中，元件106、202、204、206、208、210、212、214、216、218、222、223、228、230、236和238中的每个元件可以以离散的方式实施。其他实施方式也是可能的。
在一些实施例中，电容器234可以是先前功率级的输出电容器。例如，在一些实施例中，电容器108被连接至节点N1，并且电容器234可以被省略。
功率晶体管202可以被实施为金属氧化物半导体场效应晶体管(MOSFET)。功率晶体管202也可以以其他方式实施。例如，在一些实施例中，功率晶体管202可以被实施为氮化镓(GaN)晶体管，或被实施为绝缘栅双极晶体管(IGBT)。
接口电路210被配置为基于流过电感器204的电流IL生成电压VZCD。电压VZCD可以被用于感测电感器204的退磁时刻(例如通过ZCD电路212)。
在一些实施例中，ZCD 212被配置为感测在电流IL达到0mA时发生的电感器204的浮动端子(功率晶体管202的漏极端子)的电压振铃的开始，并且产生指示退磁时间TFW的信号VFW。例如，在一些实施例中，ZCD电路212包括用于接收电压VZCD的退磁感测输入，并且基于电压VZCD生成信号VFW，使得信号VFW在电感器204的退磁周期期间为高。在一些实施例中，ZCD212可以以常规方式实施。在一些实施例中，ZCD电路212有利地启用QR操作。
在一些实施例中，谷跳电路214被配置为基于信号VFW和VZCD的负沿递送脉冲以设置触发器216。例如，在一些实施例中，谷跳电路214被配置为递送脉冲以将触发器216a设置在第一波谷处(例如如通过监测VZCD所检测的)，该波谷发生在电感器电流IL归零之后的一段时间(例如通过监测信号VFW检测到)或在随后的波谷之后。在一些实施例中，谷跳电路被配置为递送脉冲以设置触发器216，该脉冲与延迟时间TD到期后的波谷重合。在一些实施例中，谷跳电路214有利地允许使用标称不变的控制方案(例如如公式7所图示的)来限制最大切换频率FSW。
图5示出了根据本发明的实施例的接口电路500的示意图。接口电路210可以被实施为接口电路500。接口电路500包括电感器204的次级绕组504以及形成分压器的电阻器506和508。
在一些实施例中，次级绕组504追踪功率晶体管202的漏极端子的电压，并且具有使得当功率晶体管202断开时(在TON期间)其电压为负的极性。
如图5所示，接口电路500基于流过电感器204的电流IL生成电压VZCD。电压VZCD可以被用于感测电感器204的退磁时刻(例如通过ZCD电路212)。
图6示出了根据本发明的实施例的接口电路600的示意图。接口电路210可以被实施为接口电路600。接口电路600包括DC阻挡电容器604(例如被连接至功率晶体管202的漏极端子)以及形成分压器的电阻器606和608。与接口电路500类似，电压VZCD可以被用于感测电感器204的退磁时刻(例如通过ZCD电路212)。
图7示出了根据本发明的实施例的具有谷跳的ZCD电路700的示意图。ZCD电路212和谷跳电路214可以被一起实施为ZCD电路700。ZCD电路700包括触发器704、比较器702和722、或门706、延迟电路724、单发电路726和728m与门730以及包括电阻器710和电容器708的低通滤波器712。低通滤波器712和比较器702形成负导数检测器。
在一些实施例中，ZCD电路700可以被用于确定从功率晶体管202关断到电流IL达到0mA的退磁时间TFW。例如，如图7所示，ZCD电路500通过监测电压VZCD(例如由接口电路500或600生成)来感测功率晶体管202的浮动端子(漏极)的电压振铃的开始，该电压振铃发生在电感器电流IL归零时。因此，在一些实施例中，电压VFW在电流IL达到零时被重置(例如重置到逻辑低)，并且在功率晶体管202被接通时(例如根据信号VS)被设置(例如设置到逻辑高)。例如，在一些实施例中(例如如图7所示)，由于比较器702的反相输入接收电压VZCD，并且非反相输入接收由低通滤波器712滤波并且向下偏移偏移Vth的电压VZCD，当VZCD经历负沿时，低通滤波器712的输出滞后，并且当它们的差异超过Vth时，比较器702触发，从而重置触发器704。在一些实施例中，偏移Vth可以是恒定的偏移电压，诸如为25mV。其他电压(例如高于25mV，诸如30mV或更高，或者低于25mV，诸如20mV或更低)也可以被使用。
如图7所示，设置触发器216的信号VS是基于比较器722的输出并且基于屏蔽时间而生成的。例如，如图7所示，比较器722的输出随着电压VZCD低于预定阈值Vdem(可以接近0V，诸如在50mV和300mV之间)而变高。在延迟由延迟电路724插入后(可以被调谐以匹配功率晶体管202的漏极端子振铃的预期四分之一周期)，单发电路726产生旨在用于设置触发器216的脉冲。
当功率晶体管202被关断时，信号
Figure BDA0003866948030000131
被断言，这导致单发电路728产生负脉冲，其持续时间(屏蔽时间)与功率晶体管202的最小关断时间TOFF相关(因此与切换周期TS的最小持续时间相关，因此与最大切换频率FSW相关)。
如在图7中可以看到的，与门730使信号VS在屏蔽时间之后由单发726产生的第一脉冲期间断言(并且设置触发器216)。因此，在功率晶体管202被设置之前，信号VZCD可以多次响铃并且电压VZCD可以多次跨越阈值Vdem，从而导致谷跳。
在一些实施例中，单发电路726被配置为在延迟电路724的输出从高过渡为低时产生预定持续时间(例如20ns)的脉冲。不同持续时间的脉冲(例如高于20ns，诸如25ns、30ns或更长，或者低于20ns，诸如18ns、15ns或更短)也可以被使用。单发电路726可以以本领域已知的任何方式来实施。
在一些实施例中，单发电路728被配置为在信号
Figure BDA0003866948030000141
从高过渡为低时(或当信号VQ从低过渡为高时)产生预定持续时间的负脉冲。单发电路728可以以本领域已知的任何方式来实施。
在一些实施例中，延迟电路724在其输出处产生在其输入处接收到的信号的延迟版本，其中引入的延迟是预定延迟。延迟电路724可以以本领域已知的任何方式来实施。
一些实施例允许以连续方式改变电流ILED的调节设定点(模拟调光)。在一些实施例中，模拟调光是通过降低电流Ich来实现的。例如，图8示出了根据本发明的实施例的降压转换器800的示意图。降压转换器800包括功率晶体管202、接口(I/F)电路210、感测电阻器208、电感器204、二极管206、电容器232和234以及控制电路820。控制电路820包括零电流检测(ZCD)电路212、栅极驱动器218、触发器216、谷跳电路214、比较器224和参考发生器826。参考发生器826包括电容器230、开关218和228、电阻器222、或门238和电流发生器236和d802。SMPS 104可以被实施为降压转换器200(例如其中节点N1接收电压V102作为Vin)。控制电路220可以被实施为控制电路820。参考发生器226可以被实施为参考发生器826。
降压转换器800以与降压转换器200类似的方式操作。然而，降压转换器800包括电流发生器802，它被配置为从节点N2吸收电流以将电流充电电容器230的幅度减小Idim。因此，在一些实施例中，平均电流ILED可以由以下得到
Figure BDA0003866948030000151
其中Idim表示由电流发生器802生成的电流。如公式8所示，电流ILED可以被降低到零(通过使Idim等于Ich)。在一些实施例中，调光可以通过改变电流Ich并且省略电流Idim来实现。
在一些实施例中，电流源802可以是电压控制的电流源，它基于电压Vdim生成电流Idim，并且电压Vdim例如从控制电路(例如820)的输入端子来接收。
回顾图2，从电压VCS等于VCSref的时间到功率晶体管202被关断的时间的传播延迟ΔT可能不是微不足道的。将关断功率晶体管202延迟ΔT可能导致电流ILED大于例如公式7或8所预测的。额外的电感器电流IL(作为功率晶体管202断开的附加时间ΔT的结果而生成)可能取决于施加的Vin-VLED，因此，引入了对Vin和VLED的相关性。例如，传播延迟ΔT对峰值电感器电流ILpk的影响可以由以下得到
Figure BDA0003866948030000152
并且ILED可以由以下得到
Figure BDA0003866948030000153
其中ILED0表示由例如公式7确定的平均电流ILED。
在一些实施例中，电压前馈被用于补偿传播延迟ΔT。例如，在一些实施例中，电压前馈电路可以基于从接口电路210接收的电压VZCD注入电流IFF，以与电流Isw相加。例如，图9示出了根据本发明的实施例的被耦合至接口电路500的控制电路900的一部分的示意图。控制电路900包括二极管902、电流镜904、电流源906、电阻器908和比较器224。控制电路220或820可以被实施为控制电路900。
控制电路900以与控制电路200类似的方式操作。然而，控制电路900将电流IFF注入到比较器224的反相端子中。
在功率晶体管202的接通时间TON期间，次级绕组504两端的电压V504可以由以下得到
Figure BDA0003866948030000161
其中n表示电感器204的匝数与次级绕组504的匝数之间的匝数比。
电流IZCD可以由以下得到
Figure BDA0003866948030000162
其中R506表示电阻器506的电阻。
如元件904和906所示，电流IZCD被镜像以生成电流IFF，这导致偏移V908可以由以下得到
V908＝R908·IFF (13)
其中R1308表示电阻器908的电阻。因此，电感器峰值电流ILpk可以由以下得到
Figure BDA0003866948030000163
在一些实施例中，R506被选择为
Figure BDA0003866948030000164
以使电压VFF由以下得到
Figure BDA0003866948030000165
因此，有利于抵消传播延迟ΔT对峰值电感器电流ILpk的贡献，并且使ILED＝ILED0。
如图9所示，接口电路210可以被实施为接口电路500。其他实施方式也是可能的。例如，图10示出了根据本发明的实施例的被耦合至接口电路600的控制电路900的一部分的示意图。
在功率晶体管202的接通时间TON期间，DC阻挡电容器604两端的电压V604可以由以下得到
V6o4＝-(Vin-VLED) (17)
并且电流ILED可以由以下得到
Figure BDA0003866948030000166
其中R606表示电阻器606的电阻。
公式13和14类似地适用于图10的电路。在一些实施例中，R606被选择为
Figure BDA0003866948030000171
以使电压VFF由公式16得到
以使ILED等于ILED0，因此，有利于抵消传播延迟ΔT对峰值电感器电流ILpk的贡献，并且使ILED＝ILED0。
一些实施例的优点包括使照明工程师能够以更少的努力和更低的成本设计LED灯驱动器，该LED灯驱动器满足市场和监管要求。
图11和图12示出了根据本发明的实施例的与降压转换器800相关联的仿真结果。仿真的降压转换器800用图9所示的电压前馈电路实施。仿真的降压转换器200被设计为接收108V和132V之间的Vin，生成30V和90V之间的电压VLED，产生为1A的输出电流ILED，并且调光范围在5％和100％之间，其中电感器204的电感L为50μH，其中输出电容器232的电容为22μF，并且其中电阻器208的感测电阻Rs为0.2Ω。仿真的降压转换器800的其他参数包括1μA的电流Ich、4MΩ的电阻Rt、50pF的Ct电容和1/100A/A的调光增益。其他实施方式也是可能的。
图11图示了根据实施例的在ILED的5％至100％范围内由公式8针对最小VLED(30V)标称VLED(60V)和最大VLED(90V)捕获的测量关系。图12图示了根据实施例的在ILED的5％至100％范围内的VLED的最小到最大变化的ILED的偏差。如图11和图12所示，ILED和Idim之间的关系是非常线性的，并且ILED对VLED的敏感度低(大约为额定电流的1％)，这在一些实施例中可能是有利的。
一些实施例的其他优点包括使用具有QR模式的谷跳同时避免关联的ILED值的离散阶跃和发光的对应阶跃变化的能力。
本发明的示例实施例在此处概述。其他实施例也可以从本说明书的全部内容以及本文提交的权利要求理解。
示例1.一种控制电路，包括：输出端子，被配置为被耦合至第一晶体管的控制端子，该第一晶体管具有被耦合至电感器的电流路径；第一逻辑电路，具有被耦合至输出端子的输出，并且被配置为使用第一信号来控制第一晶体管；过零检测电路，具有退磁感测输入和第一输出，退磁感测输入被配置为被耦合至电感器，过零检测电路的第一输出被耦合至第一逻辑电路的第一输入，其中过零检测电路被配置为：基于退磁感测输入来生成指示电感器的退磁的续流信号，并且利用过零检测电路的第一输出，使第一逻辑电路基于退磁感测输入来断言第一信号以接通第一晶体管；第一比较器，具有第一输入、第二输入以及输出，第一比较器的第一输入被配置为接收指示流过第一晶体管的电流路径的电流的感测电压，第一比较器的第二输入被配置为接收第一参考电压，第一比较器的输出被耦合至第一逻辑电路的第二输入，并且第一比较器被配置为当感测电压变得高于第一参考电压时，使第一逻辑电路取消断言第一信号以关断第一晶体管；以及参考发生器，具有被耦合至第一比较器的第二输入的输出，并且被配置为在参考发生器的输出处生成第一参考电压，参考发生器包括：第一电流发生器，被配置为生成第一电流；第一电容器，被耦合至参考发生器的输出和第一电流发生器；第一电阻器，被耦合至参考发生器的输出；以及第一开关，与第一电阻器串联耦合，第一开关被配置为基于第一信号和续流信号来控制。
示例2.根据示例1的控制电路，其中参考发生器还包括第二开关，第二开关被耦合在第一电流发生器与参考发生器的输出之间，其中第二开关被配置为基于第一信号来控制。
示例3.根据示例1或2中的一个示例的控制电路，其中第一比较器的第一输入被配置为被耦合至感测电阻器，该感测电阻器与第一晶体管的电流路径串联耦合。
示例4.根据示例1至3中的一个示例的控制电路，其中控制电路被配置为通过以下公式来控制流过电感器的电流
示例5.根据示例1至4中的一个示例的控制电路，其中控制电路被配置为改变第一电流的幅度，以改变流过电感器的电流的幅度。
示例6.根据示例1至5中的一个示例的控制电路，其中参考发生器还包括第二电流发生器，第二电流发生器被配置为从第一电流减去第二电流以改变流过电感器的电流的幅度。
示例7.根据示例1至6中的一个示例的控制电路，还包括或门，或门具有第一输入、第二输入以及输出，或门的第一输入被配置为接收第一信号，或门的第二输入被配置为接收续流信号，或门的输出被耦合至第一开关的控制端子。
示例8.根据示例1至7中的一个示例的控制电路，其中过零检测电路包括：第二比较器，具有第一输入和第二输入，第二比较器的第一输入被耦合至退磁感测输入，第二比较器的第二输入经由低通滤波器被耦合至退磁感测输入；以及触发器，具有第一输入和输出，触发器的第一输入被耦合至第二比较器的输出，触发器的输出被配置为递送续流信号。
示例9.根据示例1至8中的一个示例的控制电路，其中过零检测电路包括：第二比较器，第一输入和第二输入，第二比较器的第一输入具有被耦合至退磁感测输入，第二比较器的第二输入被配置为接收第二参考电压；第一单发电路，具有被耦合至第二比较器的输出的输入；延迟电路，被耦合在第二比较器的输出与第一单发电路的输入之间；第二单发电路，具有被配置为接收第二信号的输入，该第二信号是第一信号的反相版本；以及第二逻辑电路，具有第一输入、第二输入以及输出，第二逻辑电路的第一输入被耦合至第一单发电路的输出，第二逻辑电路的第二输入被耦合至第二单发电路的输出，第二逻辑电路的输出被耦合至过零检测电路的第一输出。
示例10.根据示例1至9中的一个示例的控制电路，其中过零检测电路被配置为使第一逻辑电路在续流信号被取消断言之后发生的第k个波谷处断言第一信号，其中k是大于1的正整数。
示例11.根据示例1至10中的一个示例的控制电路，其中第一逻辑电路包括触发器，该触发器具有设置输入、重置输入以及输出，设置输入被耦合至过零检测电路的第一输出，重置输入被耦合至第一比较器的输出，触发器的输出被耦合至输出端子，其中触发器被配置为在触发器的输出处生成第一信号。
示例12.根据示例1至11中的一个示例的控制电路，还包括电流镜，电流镜被配置为经由接口电路被耦合至第一晶体管的第一电流路径端子，其中电流镜被配置为基于流过接口电路的电流来将第一电流注入到第一比较器的第一输入中。
示例13.根据示例1至12中的一个示例的控制电路，还包括感测电阻器，感测电阻器被耦合在第一比较器的第一输入与接地之间。
示例14.根据示例1至13中的一个示例的控制电路，其中控制电路被集成在单个集成电路中。
示例15.根据示例1至14中的一个示例的控制电路，还包括第一晶体管以及栅极驱动器，栅极驱动器具有被耦合至第一逻辑电路的输出的输入，其中第一晶体管是具有被耦合至栅极驱动器的输出的栅极的功率金属氧化物半导体场效应晶体管(MOSFET)。
示例16.一种用于调节流过电感器的平均输出电流的方法，该方法包括：利用接口电路生成退磁信号，该接口电路具有被耦合至第一中间节点的输入，该第一中间节点被耦合在功率晶体管的电流路径与电感器之间；基于退磁信号来生成指示电感器的退磁的续流信号；基于退磁信号来生成第一信号；在续流信号通过使用第一信号取消断言之后发生的退磁信号的波谷处接通功率晶体管；接收指示流过功率晶体管的电流路径的电流的感测电压；通过以下操作在第二中间节点处生成第一参考电压：利用被耦合至第二中间节点的第一电流发生器来生成第一电流，该第二中间节点被耦合至第一电容器和第一电阻器；当第一信号或续流信号被断言时，闭合与第一电阻器串联耦合的第一开关，以及当第一信号和续流信号被取消断言时，断开第一开关；以及当感测电压变得高于第一参考电压时，关断功率晶体管，其中调节平均输出电流包括基于第一电流来调节平均输出电流。
示例17.根据示例16的方法，其中生成第一参考电压还包括：从第一电流减去第二电流，以改变流过电感器的电流的幅度。
示例18.根据示例16或17中的一个示例的方法，其中平均输出电流与第一电流成比例。
示例19.一种开关转换器，包括：第一电源端子，被配置为接收第一电压；第二电源端子，被配置为接收低于第一电压的第二电压；功率晶体管，具有被耦合在第一电源端子与第二电源端子之间的电流路径；感测电阻器，被耦合在功率晶体管的电流路径与第二电源端子之间；电感器，被耦合在功率晶体管的电流路径与第一电源端子之间；续流二极管，被耦合在电感器与第一电源端子之间；驱动器，具有被耦合至功率晶体管的控制端子的输出；触发器，具有被耦合至驱动器的输入的第一输出，其中触发器被配置为在触发器的第一输出处产生第一信号；过零检测电路，具有退磁感测输入，退磁感测输入被耦合至功率晶体管的电流路径和电感器，其中过零检测电路被配置为：基于电感器的退磁来生成续流信号，以及使触发器基于退磁感测输入来断言第一信号，以接通功率晶体管；第一比较器，具有第一输入、第二输入以及输出，第一比较器的第一输入被配置为接收指示流过功率晶体管的电流路径的电流的感测电压，第一比较器的第二输入被配置为接收第一参考电压，第一比较器的输出被配置为当感测电压变得高于第一参考电压时，使触发器取消断言第一信号以关断功率晶体管；以及参考发生器，被配置为生成第一参考电压，该参考发生器包括：第一电流发生器，被配置为生成第一电流；第一电容器，被耦合至参考发生器的输出和第一电流发生器；第一电阻器，被耦合至参考发生器的输出；以及第一开关，与第一电阻器串联耦合，第一开关被配置为基于第一信号和续流信号来控制，其中流过电感器的平均输出电流与第一电流成比例。
示例20.根据示例19的开关转换器，还包括被耦合在电感器与第一电源端子之间的发光二极管(LED)串。
虽然本发明已经参照说明性实施例描述，但是该描述并不旨在以限制意义来解释。在参照描述时，说明性实施例的各种修改和组合以及本发明的其他实施例对于本领域技术人员来说是显而易见的。因此，所附权利要求旨在涵盖任何这种修改或实施例。

Claims (20)

1.一种控制电路，包括：
输出端子，被配置为被耦合至第一晶体管的控制端子，所述第一晶体管具有被耦合至电感器的电流路径；
第一逻辑电路，具有被耦合至所述输出端子的输出，并且被配置为使用第一信号来控制所述第一晶体管；
过零检测电路，具有退磁感测输入和第一输出，所述退磁感测输入被配置为被耦合至所述电感器，所述过零检测电路的所述第一输出被耦合至所述第一逻辑电路的第一输入，其中所述过零检测电路被配置为：
基于所述退磁感测输入来生成指示所述电感器的退磁的续流信号，以及
利用所述过零检测电路的所述第一输出，使所述第一逻辑电路基于所述退磁感测输入来断言所述第一信号，以接通所述第一晶体管；
第一比较器，具有第一输入、第二输入以及输出，所述第一比较器的所述第一输入被配置为接收指示流过所述第一晶体管的所述电流路径的电流的感测电压，所述第一比较器的所述第二输入被配置为接收第一参考电压，所述第一比较器的所述输出被耦合至所述第一逻辑电路的第二输入，并且所述第一比较器被配置为当所述感测电压变得高于所述第一参考电压时，使所述第一逻辑电路取消断言所述第一信号以关断所述第一晶体管；以及
参考发生器，具有被耦合至所述第一比较器的所述第二输入的输出，并且被配置为在所述参考发生器的所述输出处生成所述第一参考电压，所述参考发生器包括：
第一电流发生器，被配置为生成第一电流，
第一电容器，被耦合至所述参考发生器的所述输出和所述第一电流发生器，
第一电阻器，被耦合至所述参考发生器的所述输出，以及
第一开关，与所述第一电阻器串联耦合，所述第一开关被配置为基于所述第一信号和所述续流信号来控制。
2.根据权利要求1所述的控制电路，其中所述参考发生器还包括第二开关，所述第二开关被耦合在所述第一电流发生器与所述参考发生器的所述输出之间，其中所述第二开关被配置为基于所述第一信号来控制。
3.根据权利要求1所述的控制电路，其中所述第一比较器的所述第一输入被配置为被耦合至感测电阻器，所述感测电阻器与所述第一晶体管的所述电流路径串联耦合。
4.根据权利要求3所述的控制电路，其中所述控制电路被配置为通过以下公式来控制流过所述电感器的电流：
Figure FDA0003866948020000021
其中ILED表示流过所述电感器的所述电流，Rs表示所述感测电阻器的电阻，Ich表示所述第一电流，并且Rt表示所述第一电阻器的电阻。
5.根据权利要求4所述的控制电路，其中所述控制电路被配置为改变所述第一电流的幅度，以改变流过所述电感器的所述电流的幅度。
6.根据权利要求1所述的控制电路，其中所述参考发生器还包括第二电流发生器，所述第二电流发生器被配置为从所述第一电流减去第二电流以改变流过所述电感器的所述电流的幅度。
7.根据权利要求1所述的控制电路，还包括或门，所述或门具有第一输入、第二输入以及输出，所述或门的所述第一输入被配置为接收所述第一信号，所述或门的所述第二输入被配置为接收所述续流信号，所述或门的所述输出被耦合至所述第一开关的控制端子。
8.根据权利要求1所述的控制电路，其中所述过零检测电路包括：
第二比较器，具有第一输入和第二输入，所述第二比较器的所述第一输入被耦合至所述退磁感测输入，所述第二比较器的所述第二输入经由低通滤波器被耦合至所述退磁感测输入；以及
触发器，具有第一输入和输出，所述触发器的所述第一输入被耦合至所述第二比较器的输出，所述触发器的所述输出被配置为递送所述续流信号。
9.根据权利要求1所述的控制电路，其中所述过零检测电路包括：
第二比较器，具有第一输入和第二输入，所述第二比较器的所述第一输入被耦合至所述退磁感测输入，所述第二比较器的所述第二输入被配置为接收第二参考电压；
第一单发电路，具有被耦合至所述第二比较器的输出的输入；
延迟电路，被耦合在所述第二比较器的所述输出与所述第一单发电路的所述输入之间；
第二单发电路，具有被配置为接收第二信号的输入，所述第二信号是所述第一信号的反相版本；以及
第二逻辑电路，具有第一输入、第二输入以及输出，所述第二逻辑电路的所述第一输入被耦合至所述第一单发电路的输出，所述第二逻辑电路的所述第二输入被耦合至所述第二单发电路的输出，所述第二逻辑电路的所述输出被耦合至所述过零检测电路的所述第一输出。
10.根据权利要求1所述的控制电路，其中所述过零检测电路被配置为使所述第一逻辑电路在所述续流信号被取消断言之后发生的第k个波谷处断言所述第一信号，其中k是大于1的正整数。
11.根据权利要求1所述的控制电路，其中所述第一逻辑电路包括触发器，所述触发器具有设置输入、重置输入以及输出，所述设置输入被耦合至所述过零检测电路的所述第一输出，所述重置输入被耦合至所述第一比较器的所述输出，所述触发器的所述输出被耦合至所述输出端子，其中所述触发器被配置为在所述触发器的所述输出处生成所述第一信号。
12.根据权利要求1所述的控制电路，还包括电流镜，所述电流镜被配置为经由接口电路被耦合至所述第一晶体管的第一电流路径端子，其中所述电流镜被配置为基于流过所述接口电路的电流来将第一电流注入到所述第一比较器的所述第一输入中。
13.根据权利要求1所述的控制电路，还包括感测电阻器，所述感测电阻器被耦合在所述第一比较器的所述第一输入与接地之间。
14.根据权利要求1所述的控制电路，其中所述控制电路被集成在单个集成电路中。
15.根据权利要求1所述的控制电路，还包括所述第一晶体管以及栅极驱动器，所述栅极驱动器具有被耦合至所述第一逻辑电路的所述输出的输入，其中所述第一晶体管是具有被耦合至所述栅极驱动器的输出的栅极的功率金属氧化物半导体场效应晶体管(MOSFET)。
16.一种用于调节流过电感器的平均输出电流的方法，所述方法包括：
利用接口电路生成退磁信号，所述接口电路具有被耦合至第一中间节点的输入，所述第一中间节点被耦合在功率晶体管的电流路径与所述电感器之间；
基于所述退磁信号来生成指示所述电感器的退磁的续流信号；
基于所述退磁信号来生成第一信号；
在所述续流信号通过使用所述第一信号取消断言之后发生的所述退磁信号的波谷处接通所述功率晶体管；
接收指示流过所述功率晶体管的所述电流路径的电流的感测电压；
通过以下操作在第二中间节点处生成第一参考电压：
利用被耦合至所述第二中间节点的第一电流发生器来生成第一电流，所述第二中间节点被耦合至第一电容器和第一电阻器；
当所述第一信号或所述续流信号被断言时，闭合与所述第一电阻器串联耦合的第一开关，以及
当所述第一信号和所述续流信号被取消断言时，断开所述第一开关；以及
当所述感测电压变得高于所述第一参考电压时，关断所述功率晶体管，其中调节所述平均输出电流包括基于所述第一电流来调节所述平均输出电流。
17.根据权利要求16所述的方法，其中生成所述第一参考电压还包括：从所述第一电流减去第二电流，以改变流过所述电感器的电流的幅度。
18.根据权利要求16所述的方法，其中所述平均输出电流与所述第一电流成比例。
19.一种开关转换器，包括：
第一电源端子，被配置为接收第一电压；
第二电源端子，被配置为接收低于所述第一电压的第二电压；
功率晶体管，具有被耦合在所述第一电源端子与所述第二电源端子之间的电流路径；
感测电阻器，被耦合在所述功率晶体管的所述电流路径与所述第二电源端子之间；
电感器，被耦合在所述功率晶体管的所述电流路径与所述第一电源端子之间；
续流二极管，被耦合在所述电感器与所述第一电源端子之间；
驱动器，具有被耦合至所述功率晶体管的控制端子的输出；
触发器，具有被耦合至所述驱动器的输入的第一输出，其中所述触发器被配置为在所述触发器的所述第一输出处产生第一信号；
过零检测电路，具有退磁感测输入，所述退磁感测输入被耦合至所述功率晶体管的所述电流路径和所述电感器，其中所述过零检测电路被配置为：
基于所述电感器的退磁来生成续流信号，以及
使所述触发器基于所述退磁感测输入来断言所述第一信号，以接通所述功率晶体管；
第一比较器，具有第一输入、第二输入以及输出，所述第一比较器的所述第一输入被配置为接收指示流过所述功率晶体管的所述电流路径的电流的感测电压，所述第一比较器的所述第二输入被配置为接收第一参考电压，所述第一比较器的所述输出被配置为当所述感测电压变得高于所述第一参考电压时，使所述触发器取消断言所述第一信号以关断所述功率晶体管；以及
参考发生器，被配置为生成所述第一参考电压，所述参考发生器包括：
第一电流发生器，被配置为生成第一电流，
第一电容器，被耦合至所述参考发生器的所述输出和所述第一电流发生器，
第一电阻器，被耦合至所述参考发生器的所述输出，以及
第一开关，与所述第一电阻器串联耦合，所述第一开关被配置为基于所述第一信号和所述续流信号来控制，其中流过所述电感器的平均输出电流与所述第一电流成比例。
20.根据权利要求19所述的开关转换器，还包括被耦合在所述电感器与所述第一电源端子之间的发光二极管LED串。
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