CN115864845A - 隔离式dc-dc转换器 - Google Patents

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Abstract

本案提供一种隔离式DC‑DC转换器，包含：全桥开关级，具有至少四个主动开关；谐振电路，具有多个电感及多个电容；第一变压器，连接于谐振电路；输出级，连接于第一变压器并架构于产生输出电压或输出电流；隔离式电荷感测器，连接于谐振电路，以产生谐振电感电流电荷信号；以及开关控制器，其中根据至少谐振电感电流电荷信号及输出电压或输出电流，开关控制器产生并提供控制信号予该至少四个主动开关。

Description

隔离式DC-DC转换器
技术领域
本案是关于一种用于控制隔离式谐振DC-DC功率转换器的方法，尤指一种在隔离式DC-DC谐振功率转换器中改善暂态响应并抑制低频输出电压纹波的控制方法。
背景技术
一般来说，当谐振DC/DC转换器处于开关模式时，其开关的开关损耗低，故可在高频下有效率地工作，亦使得其磁性组件和电容的尺寸减小。如今，隔离式谐振DC-DC转换器被广泛用于许多要求高效率及需在转换器的输入与输出端之间进行隔离的应用中。如图1所示，隔离式谐振DC-DC转换器包含初级侧开关级、初级侧谐振电路、变压器TR、次级侧谐振电路、次级侧开关级和输出滤波器。初级侧开关级的常见实施态样包含全桥斩波器和半桥斩波器等等。初级侧谐振电路的常见实施态样包含LC电路、LLC电路和CLC电路等等。次级侧谐振电路多用于CLLC双向谐振转换器中。如参考文献[1]-[3]所示。次级侧开关级的常见实施态样包含全桥级、中心抽头级和倍压级等等。
图2为传统LLC谐振DC-DC功率转换器的电路结构示意图，其初级侧开关级包含由MOSFET(metal-oxide-semiconductor field-effect transistor，金属氧化物半导体场效晶体管)开关S1-S4组成的全桥电路。转换器的初级侧谐振电路包含电感LR、LM和电容CR。就单向功率传输而言，图2的LLC转换器中无需设置次级侧谐振级，而其次级侧开关级包含二极管D1-D4。转换器的输出CLC滤波器包含电感LO及电容CO1和CO2。
图3为采用直接频率控制的传统全桥LLC谐振DC-DC转换器的方框示意图。迄今为止，直接频率控制(direct frequency control，DFC)是对谐振转换器而言最为通用且成熟的控制方法，其通过直接改变开关频率来实现输出电压调节。如图3所示，电压感测器感测并调整输出电压VO且将感测器输出电压与参考电压VREF进行比较。电压VREF和所感测到的输出电压之间的差值由误差放大器(error amplifier，EA)进行处理。EA的输出电压VEA被施加于压控振荡器(voltage-controlled oscillator，VCO)的输入端，而压控振荡器的输出为一方波脉冲，其中方波脉冲的频率由电压VEA所决定。图3中的开关控制电路为开关S1-S4生成驱动信号，其中开关S1-S4以接近50％的相同占空比运行。于全桥初级侧开关网络中，开关S1及S4的驱动信号相同，开关S2及S3的驱动信号相同。由图3可知，DFC实质上为单回路反馈控制。
然而，DFC中控制到输出的转移函数GVC(定义为VO/VEA)完全取决于转换器的输入电压VIN和负载电流IO。由于转移函数GVC对运行条件的强烈依赖性，故无法设计出在所有工作点皆具有足够稳定性裕度的宽带宽控制回路。受限于频率控制回路的带宽，导致转换器对输入电压和负载电流的快速变化的暂态响应较差。此外，在开关AC-DC电源供应器中，谐振转换器作为DC-DC级，DC-DC级的输入端存在相当可观的低频输入电压纹波。纹波频率为交流线频率的两倍，且约在100-120Hz的范围内(就典型交流源而言)。低频输入纹波被传播至输出端，且成为输出端的总输出纹波中的主要部分，其中总输出纹波的幅值受AC-DC电源供应器的规格所限制。低频纹波的衰减在很大程度上仰赖于在100-120Hz范围内的DFC回路增益幅值，其中该幅值可能因较窄的DFC带宽而显得不足。
过去已发展出两种主要方式来改善谐振转换器的暂态响应及降低低频输出电压纹波。第一种方式为DFC与输入电压前馈控制(voltage feedforward control，VFC)的组合。如参考文献[4]所示。图4示出了参考文献[4]中所述的组合控制的配置之一。输入电压VIN由前馈控制器感测和处理。前馈控制器的输出信号VFF与反馈控制器的输出信号VEA进行算术运算，所产生的控制信号VCONT被施加于压控振荡器的输入端。相较于DFC路径，前馈控制路径提供了更快的方式来因应输入电压VIN的扰动改变控制信号VCONT，其中输入电压的扰动首先经由功率级而被传播至输出端，并使输出电压VO自其稳态值开始变化，进而被误差放大器处理以产生控制信号VCONT。图5为采用直接频率控制和输入电压前馈控制的传统LLC谐振转换器的小信号方框示意图。为确定前馈控制的理想转移函数，是采用图5中适用于图4的组合控制的小信号方框示意图。如图5所示，方框示意图中包含：
1.在断开反馈和前馈控制路径时，自输入电压VIN至输出电压VO的转移函数GVV；
2.自控制电压VCONT至输出电压VO的转移函数GVC；
3.输出电压感测器的转移函数KD；
4.误差放大器的转移函数GEA；
5.输入电压感测器及反馈控制器的组合转移函数
Figure BDA0003553458700000031
依据图5所示的方框示意图，可推得在导通反馈和前馈控制路径时自输入电压VIN至输出电压VO的转移函数
Figure BDA0003553458700000032
Figure BDA0003553458700000033
其中，反馈回路增益TV＝KD·GEA·GVC。
由等式(1)可知，在符合等式(2)的条件下，有可能完全消除小信号输入电压扰动。
Figure BDA00035534587000000310
须注意的是，由于下列两个主要原因，等式(2)所示的理想小信号前馈控制转移函数
Figure BDA0003553458700000034
无法完全消除实际输入扰动。两个主要原因为：
1.功率级和反馈频率控制皆为非线性方框，其大信号表现无法以小信号转移函数GVV和GVC适当地表示，其中转移函数GVV和GVC取决于转换器的工作点(即取决于输入电压和输出电流)；
2.由于转移函数GVV和GVC皆与频率相关，故理想的转移函数
Figure BDA0003553458700000035
也与频率相关。若要准确实现其所有极点和零点，则对于实际前馈控制而言将过于复杂。
图6示出了理想输入电压前馈控制转移函数
Figure BDA0003553458700000036
的波特图(Bode plot)。此理想化模型的波特图为参考文献[4]中的一示例。图6中的转移函数/>
Figure BDA0003553458700000037
在0～10kHz的频率范围内具有相同的增益和接近于零的相位。因此，可通过转移函数/>
Figure BDA0003553458700000038
的直流增益近似出理想转移函数/>
Figure BDA0003553458700000039
的近似值，亦即，可采用易于实施的比例前馈控制器。理想转移函数的此种特性由转移函数GVV和GVC所决定，其中转移函数GVV和GVC取决于功率级及所使用的反馈控制。
如参考文献[4]中所述，结合反馈和线路前馈控制的目标在于减少低频输出电压纹波。此种组合控制方式有望能有效地改善的LLC谐振转换器对于其他输入电压扰动的响应。然而，此种方式显然无法改善转换器对于负载电流扰动的响应。
图7为采用双回路控制的传统零电压切换DC-DC转换器的方框示意图。参考文献[5]中公开了双回路控制，其是用以提升谐振零电压切换转换器的动态性能。如图7所示，零电压切换转换器1连接于一负载电路2、3。零电压切换转换器1供电予负载电路2、3且包含斩波器4、驱动器5及谐振腔6，其中驱动器5连接于斩波器4以驱动斩波器4，谐振回路6连接于斩波器4。反馈电路不具有振荡器且包含装置10，其中装置10耦接于谐振回路6，以接收自谐振腔信号推得的第一信号，且装置10耦接于负载电路2、3，以接收自负载电路信号推得的第二信号。依据第一及第二信号，装置10产生驱动器5的控制信号。在斩波器4与谐振腔6之间及/或在谐振腔6与负载电路2、3之间，亦可设置更多电路方框(未图示)，例如变压器电路、整流电路、滤波电路、测量电路等等。斩波器4可例如包含全桥、半桥或运行于半桥模式的全桥。零电压切换转换器1与反馈电路的结合可例如形成自振荡转换器。
于一些配置中，反馈电路由谐振腔信号及负载电路信号所定义，其中谐振腔信号为谐振腔中之一或多个元件上的电压或所流经的电流，负载电路信号为负载电路中之一或多个元件上的电压或所流经的电流。谐振腔中的元件可为电容、线圈或电阻，负载电路中的元件可为负载或电阻。
参考文献[6]-[10]中提供了更多有关谐振转换器的双回路控制的实际态样。
图8为采用平均电流模式控制的传统半桥LLC谐振DC/DC转换器的方框示意图。电流模式控制为改善谐振转换器的暂态响应和降低低频输出电压纹波的另一种主要方法。如参考文献[11]-[12]所示。除了DFC电压反馈回路之外，图8中还具有第二反馈回路。第二反馈回路包含谐振电感电流ILR的感测器，其中感测器的输出电压VCS为电流处理器的输入。而后，将误差放大器EA的输出电压VEA减去电流处理器的输出电压VCF。与具有三角形的电感电流波形的PWM转换器不同，谐振转换器具有呈谐振形状的电感电流ILR波形，其峰值对应的时间与初级侧开关S1和S2的导通/关断时间不一致。因此，峰值电流模式控制不适用于谐振转换器，而平均电流模式控制适用于谐振转换器。在采用平均电流模式控制的情况下，电流处理器对感测到的电感电流ILR进行整流和平均。对电流进行平均会在电流回路中引入明显的相位延迟，从而限制电流回路的带宽。因此，就采用所述平均电流模式控制的谐振转换器而言，对于暂态响应的改善十分有限。
另外，前景较为看好的电流模式控制的态样为电荷控制。如参考文献[13]-[22]所示。与DFC不同的是，电荷控制的控制路径中不包含压控振荡器，故电荷控制是间接地控制开关频率。谐振转换器的电荷控制有两种具明显区别的实施方式，在本案中分别称作CC1和CC2。CC1态样(如参考文献[13]-[15]所示)被应用于半桥LLC谐振转换器。
图9为采用CC1态样的传统半桥LLC谐振DC/DC转换器的方框示意图。其内部电荷控制回路产生控制信号VINT，在半个开关周期内，控制信号VINT与谐振电感电流ILR所传输的电荷Q成正比，即
Figure BDA0003553458700000052
其中t0为半开关周期的起始时刻。图9中的信号VINT与补偿斜坡信号VRAMP相加。与峰值电流模式控制类似，补偿斜坡信号被用以避免电荷控制的次谐波的不稳定。
图10示出了采用CC1态样的传统半桥LLC谐振DC/DC转换器的关键控制波形。如图10所示，在上开关S1的导通期间(t0<t<t1)，信号VINT与VRAMP之和被与误差放大器的输出电压VEA相比较。当信号VINT与VRAMP的和逐渐增加而在时刻t1超过VEA时，比较器Cmp的输出自低准位变为高准位，且图9中的开关S1被关断。开关S1的导通时间被储存记忆下来。在死区时间(t1<t<t2)之后，下开关S2导通，亦即，期间[t0-t1]与[t2-t3]的时长相等。在时刻t4，即在死区时间(t3<t<t4)结束时，下一个开关周期开始。
信号VINT与谐振电感电流ILR(AVE)有关，其中谐振电感电流ILR(AVE)为半个开关周期(t0<t<t2)内的平均，且由等式
Figure BDA0003553458700000051
定义，其中TS为开关周期。在忽略较短的死区时间(t1<t<t2)的情况下，信号VINT(t1)的稳态值与平均电感电流ILR(AVE)成正比，此显现出了电荷控制与平均电流控制之间存在密切关系。
由于电感电流检测误差和积分误差，导致实际VINT与理想值之间的误差与时俱增。因此，有时在每一开关周期，将积分器重置，以确保积分器的输出信号VINT在每一开关周期起始时(即在t＝t0，t4，...)皆由零开始。
在谐振转换器中，谐振电感LR与谐振电容CR串联连接，谐振电容上的电压VCR与谐振电感电流ILR的积分成正比，即VCR＝1/CR·∫ILRdt。以对谐振电容电压进行感测来取代对谐振电感电流的感测及积分。对于电容电压VCR的感测在采用初级侧控制的LLC半桥谐振转换器中特别有利，其中谐振电容CR接地，且功率级和控制器可共地。
于CC1的实施态样中，开关S1和S2的导通时间(相等)在每一开关周期中皆可被更新一次。于CC2的实施态样中(如参考文献[16]-[22]所示)，开关S1和S2的导通时间分别在S1和S2的导通期间被更新。S1和S2的导通时间的稳态值在稳态运行期间相同，但在暂态期间可能不同。
在参考文献[19]中，CC2态样被称作鲁棒控制(bang-bang charge control，BBCC)。如参考文献[19]所示，对于半桥LLC转换器的BBCC如图11中的方框示意图所示，而其中的关键波形则如图12所示。此控制方式是基于对谐振电容电压VCR和输入电压VIN的感测。为使此控制方式正确运行，电压VCR和VIN的感测器必须具有相同的增益。BBCC的运行如下所述。
如图12所示，上开关S1在时刻t0导通，导致谐振电容电压在初始的下降后开始上升。于时刻t1，所感测的电压KSEN·VCR超过误差放大器的输出电压VEA，比较器Cmp2的输出自低准位变为高准位，图11中的SR锁存器被重置，开关S1关断。在死区时间(t1＜t＜t2)之后，下开关S2导通。在t2＜t＜t3期间，谐振电容电压在达到初始峰值后开始下降。于时刻t3，当所感测的电压KSEN·VCR下降至小于临界准位VTH＝KSEN·VIN-VEA时，比较器Cmp1的输出自低准位变为高准位，设定SR锁存器，开关S2关断。在死区时间(t3＜t＜t4)后，下一个开关周期开始。
在电荷控制中，每个开关周期皆获得感测电流的平均值，因此电荷控制对感测电流变化的响应可以非常迅速，且电荷回路的带宽可以很高。由于其高带宽，电荷控制显著改善了转换器对输入电压扰动的响应，并降低了100-120Hz的输出电压纹波。然而，电荷控制针对转换器对负载电流扰动的响应的改善，并无法像其针对转换器对输入电压扰动的响应的改善一样显著。此是归因于电荷控制属电流模式控制一类。换言之，在电压回路断开时，内部电流回路实质上增加了转换器的输出阻抗。通常而言，采用电荷控制的转换器的开环输出阻抗远高于采用直接频率控制的转换器的开环输出阻抗。虽然采用电荷控制的转换器的高开环输出阻抗随后因宽带宽电压回路的运行而大幅降低，但采用电荷控制的转换器的闭环输出阻抗的下降相对于采用直接频率控制的转换器而言并不显著。
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发明内容
本案提供一种控制电路，其将电荷控制结合输入电压前馈控制与输出电流前馈控制，可看出电荷控制与前馈控制的结合的表现优于直接频率控制与前馈控制的结合的表现。具体而言，电荷控制与前馈控制的结合的负载暂态响应远优于直接频率控制与前馈控制的结合的负载暂态响应。
本案提供了一种全桥LLC转换器中采用电荷控制时具较佳成本效益的实施方式，其中全桥LLC转换器包含位于隔离式变压器的次级侧的控制器。本案可通过模拟控制及/或数字控制来实现。
根据本案一构想，本案提供一种隔离式DC-DC转换器，包含：全桥开关级，具有至少四个主动开关；谐振电路，具有多个电感及多个电容；第一变压器，连接于谐振电路；输出级，连接于第一变压器并架构于产生输出电压或输出电流；隔离式电荷感测器，连接于谐振电路，以产生谐振电感电流电荷信号；以及开关控制器，其中根据至少谐振电感电流电荷信号及输出电压或输出电流，开关控制器产生并提供控制信号予该至少四个主动开关。
于一些实施例中，转换器还包含电压前馈控制器，其中电压前馈控制器架构于感测全桥开关级的输入电压，开关控制器还架构于根据电压前馈控制器所感测的输入电压提供控制信号。
于一些实施例中，转换器还包含电流前馈控制器，其中电流前馈控制器架构于感测输出级的输出电流，开关控制器还架构于根据电流前馈控制器所感测的输出电流提供控制信号。
于一些实施例中，转换器还包含：电压前馈控制器，架构于感测全桥开关级的输入电压；以及电流前馈控制器，架构于感测输出级的输出电流。开关控制器还架构于根据电流前馈控制器所感测的输出电流及电压前馈控制器所感测的输入电压提供控制信号。
于一些实施例中，隔离式电荷感测器包含该多个电感的一谐振电感的一额外感测绕组，感测绕组连接于双重积分电路的输入端，以产生谐振电感电流电荷信号并作为双重积分电路的输出端的电压。
于一些实施例中，双重积分电路包含多个被动电子元件。
于一些实施例中，双重积分电路包含多个被动及主动电子元件。
于一些实施例中，转换器还包含电压前馈控制器，其中电压前馈控制器架构于感测全桥开关级的输入电压，开关控制器还架构于根据电压前馈控制器所感测的输入电压提供控制信号。
于一些实施例中，转换器还包含电流前馈控制器，其中电流前馈控制器架构于感测输出级的输出电流，开关控制器还架构于根据电流前馈控制器所感测的输出电流提供控制信号。
于一些实施例中，转换器还包含：电压前馈控制器，架构于感测全桥开关级的输入电压；以及电流前馈控制器，架构于感测输出级的输出电流。开关控制器还架构于根据电流前馈控制器所感测的输出电流及电压前馈控制器所感测的输入电压提供控制信号。
于一些实施例中，隔离式电荷感测器在电性上等效于具有第一及第二端子对的第二变压器，第一端子对串联连接于该多个电感中的至少一个，第二端子对连接于积分电路，以产生作为电压的谐振电感电流电荷信号。
于一些实施例中，积分电路包含一电容。
于一些实施例中，转换器还包含电压前馈控制器，其中电压前馈控制器架构于感测全桥开关级的输入电压，开关控制器还架构于根据电压前馈控制器所感测的输入电压提供控制信号。
于一些实施例中，转换器还包含电流前馈控制器，其中电流前馈控制器架构于感测输出级的输出电流，开关控制器还架构于根据电流前馈控制器所感测的输出电流提供控制信号。
于一些实施例中，转换器还包含：电压前馈控制器，架构于感测全桥开关级的输入电压；以及电流前馈控制器，架构于感测输出级的输出电流。开关控制器还架构于根据电流前馈控制器所感测的输出电流及电压前馈控制器所感测的输入电压提供控制信号。
于一些实施例中，该多个电容包含第一电容及第二电容，隔离式电荷感测器在电性上等效于具有第一及第二端子对的第二变压器。第一端子对并联连接于第一电容，第二端子对连接于电阻，以产生作为电压的谐振电感电流电荷信号。
于一些实施例中，转换器还包含电压前馈控制器，其中电压前馈控制器架构于感测全桥开关级的输入电压，开关控制器还架构于根据电压前馈控制器所感测的输入电压提供控制信号。
于一些实施例中，转换器还包含电流前馈控制器，其中电流前馈控制器架构于感测输出级的输出电流，开关控制器还架构于根据电流前馈控制器所感测的输出电流提供控制信号。
于一些实施例中，转换器还包含：电压前馈控制器，架构于感测全桥开关级的输入电压；以及电流前馈控制器，架构于感测输出级的输出电流。开关控制器还架构于根据电流前馈控制器所感测的输出电流及电压前馈控制器所感测的输入电压提供控制信号。
于一些实施例中，谐振电路的该多个电感包含第一变压器的励磁电感及漏感中的至少一个。
附图说明
图1为隔离式谐振DC-DC转换器的方框示意图。
图2为传统LLC谐振DC-DC转换器的电路结构示意图。图2中的转换器包含位于初级侧的全桥开关级、位于次级侧的全桥整流器以及CLC输出滤波器。
图3为采用直接频率控制的全桥LLC谐振DC-DC转换器的方框示意图。
图4为采用直接频率控制及输入电压前馈控制的半桥LLC谐振DC-DC转换器的方框示意图。
图5为采用直接频率控制及输入电压前馈控制的LLC谐振转换器的小信号方框示意图。
图6示出了采用直接频率控制的LLC转换器的自控制到输出的转移函数GVC、开环音频敏感度转移函数GVV和理想输入电压前馈控制转移函数
Figure BDA0003553458700000121
的波特图。
图7为采用两回路控制的谐振零电压切换DC-DC转换器的方框示意图。
图8为采用平均电流模式控制的传统半桥LLC谐振DC/DC转换器的方框示意图。
图9为采用CC1态样的传统半桥LLC谐振DC/DC转换器的方框示意图。
图10示出了采用CC1态样的传统半桥LLC谐振DC/DC转换器的关键控制波形。
图11为采用CC2态样的传统半桥LLC谐振DC/DC转换器的方框示意图。
图12示出了采用CC2态样的传统半桥LLC谐振DC/DC转换器的关键控制波形。
图13为本案一实施例中采用电荷控制的全桥LLC谐振转换器的组合方框示意图
图14A为本案一实施例中基于谐振电感的感测绕组的电荷感测器的电路结构示意图。
图14B为本案一被动型实施例中基于谐振电感的感测绕组的电荷感测器的电路结构示意图。
图14C为本案一主动型实施例中基于谐振电感的感测绕组的电荷感测器的电路结构示意图。
图15A为本案一实施例中基于感测谐振电感电流ILR的电荷感测器的电路结构示意图。
图15B为本案一被动型实施例中基于感测谐振电感电流ILR的电荷感测器的电路结构示意图。
图16为本案一实施利中基于感测谐振电容电压VCR的电荷感测器与变压器的电路结构示意图。
图17为传统LLC转换器的谐振腔与本案一实施例中基于变压器的电荷感测器的等效电路的组合电路结构示意图。
图18为本案一实施例中LLC转换器的谐振腔与基于变压器的电荷感测器的等效电路的组合电路结构示意图。
图19例示出了本案一实施例中采用及不采用基于变压器的电荷感测器时的LLC转换器电压增益M与频率的关系曲线。
图20为本案一实施例中将电荷控制结合输出电流前馈控制和输入电压前馈控制的方框示意图。
图21为本案一实施例中采用结合电荷控制与输出电流前馈控制的谐振转换器的小信号方框示意图。
图22例示出了本案一实施例中采用结合电荷控制与输出电流前馈控制的全桥LLC转换器的转移函数ZTH、
Figure BDA0003553458700000131
及GFI的波特图。
图23为本案一实施例中将直接频率控制结合输出电流前馈控制的方框示意图。
图24为本案一实施例中采用结合直接频率控制与输出电流前馈控制的谐振转换器的小信号方框示意图。
图25例示出了本案一实施例中采用结合直接频率控制与输出电流前馈控制的全桥LLC转换器的转移函数
Figure BDA0003553458700000132
GVC及/>
Figure BDA0003553458700000133
的波特图。
图26例示出了本案一实施例中分别用于电荷控制及直接频率控制的输出电流前馈转移函数GFI及
Figure BDA0003553458700000134
的波特图。
图27示出了本案一实施例采用电荷控制及直接频率控制的LLC转换器在结合及无结合输出电流前馈控制时对于输出电流脉冲的输出电压响应。
图28为本案一实施例中将电荷控制结合输入电压前馈控制的方框示意图。
图29为本案一实施例中采用结合电荷控制及输入电压前馈控制的谐振转换器的小信号方框示意图。
图30例示出了采用结合电荷控制与输入电压前馈控制的全桥LLC转换器的转移函数
Figure BDA0003553458700000135
Figure BDA0003553458700000136
及GFV的波特图。
图31为本案一实施例中具电荷控制的LLC转换器在结合及不结合输入电压前馈控制时的闭环音频敏感度
Figure BDA0003553458700000141
的大小的波形示意图。
图32示出了本案一实施例中采用电荷控制的LLC转换器在结合及无结合输入电压前馈控制时对于输入电压100Hz纹波的输出电压响应。
图33例示出了采用结合直接频率控制与输入电压前馈控制的全桥LLC转换器的转移函数GVV、GVC及
Figure BDA0003553458700000142
的波特图。/>
图34为本案一实施例中直接频率控制在结合及无结合输入电压前馈控制时的闭环音频敏感度
Figure BDA0003553458700000143
的大小的波形示意图。
图35示出了本案一实施例中采用直接频率控制的LLC转换器在结合及无结合输入电压前馈控制时对于输入电压100Hz纹波的输出电压响应。
其中，附图标记说明如下：
VIN：输入电压
VO：输出电压
TR：变压器
S1、S2、S3、S4：开关
LR、LM：电感
CR：电容
T1：变压器
D1、D2、D3、D4：二极管
LO：电感
CO1、CO2：电容
VCO：压控振荡器
EA：误差放大器
VEA：电压
VREF：参考电压
VFF：输出信号
VCONT：控制信号
Z1、Z2、Z3：电阻
GVV、GVC、
Figure BDA0003553458700000144
GEA、KD：转移函数
1：转换器
2、3：负载电路
4：斩波器
5：驱动器
6：谐振腔
10：装置
ILR：电流
VCS、VCF：电压
VINT：控制信号
VRAMP：补偿斜坡信号
t0、t1、t2、t3、t4：时刻
VCR：电容电压
Cmp、Cmp1、Cmp2：比较器
TX：理想变压器
VLR、VS、VSENSE：电压
CO：电容
NLR：匝数
1410：矩形
1420：双重积分电路
IS：电流
TX1：理想变压器
LS：电感
CT：变流器
CS：积分电容
R1、C1：被动元件
U1：运算放大器
R2、R3：电阻
C2：电容
NCT：匝数
LMS：电感
TX2、TX3：理想变压器
fRES：谐振频率
NVTP、NVTS：匝数
LMP：励磁电感
LLEAK：漏感
RS：输出电阻
CR1、CR2：电容
M：增益
V1：信号
ZTH、GFI、
Figure BDA0003553458700000161
：转移函数
Figure BDA0003553458700000162
阻抗
Figure BDA0003553458700000163
转移函数
Figure BDA0003553458700000164
GFV：转移函数
Figure BDA0003553458700000165
音频敏感度
具体实施方式
体现本案特征与优点的一些典型实施例将在后段的说明中详细叙述。应理解的是本案能够在不同的态样上具有各种的变化，其皆不脱离本案的范围，且其中的说明及图示在本质上是当作说明之用，而非架构于限制本案。
本案提供一种新的控制方法，可改善对于负载(IOUT)及输入(VIN)扰动的暂态响应，并降低谐振转换器的低频输出电压纹波。现有技术中多专注于将电荷控制应用于半桥LLC转换器。参考文献[18]公开了将电荷控制应用于半桥LLC转换器。对于将电荷控制应用于全桥LLC转换器而言，本案的发明人认识到有发展更具成本效益的实施态样的需求。
如图13所示，本案一方面在于提供一种将电荷控制应用于全桥LLC转换器中的实施态样。当选择将电荷控制应用于全桥LLC转换器时，有以下数个重要的实际考量：
1.全桥LLC拓扑多用于具千瓦级输出功率的DC-DC转换器。
2.这些大功率DC-DC转换器多采用数字控制，且与中央电源系统控制器之间须具有多个通信通道。当数字信号处理器(digital signal processor，DSP)位于变压器次级侧时，这些通信通道将大幅简化且具高成本效益。此外，于此情况下，通信信号与系统控制器可以共地，且无必要为通信通道设置隔离装置。
3.由于数字信号处理器位于次级侧，故无需于穿越隔离边界传输输出电压或输出电流的反馈信号。现今的模拟信号隔离装置可以低成本但是低速传输，抑或是以高成本达到可接受的传输速度。
考虑到这些实际因素，实需设置隔离式电荷感测器，以将所感测的信号传送到次级侧的控制器。有数种方法可能以低成本满足此需求。第一种方法是于谐振电感的额外感测绕组的端子处感测信号。第二种方法是利用变流器感测谐振电感电流。第三种方法是利用变压器感测谐振电容电压。以下将详述此三种方法。
第一种方法的实施态样如图14A所示。图14A的矩形1410中示出了具感测绕组的谐振电感的简化等效电路，其包含电感LR和理想变压器TX。谐振电感的功率绕组位于图14A的左侧，而感测绕组位于图14A的右侧。理想变压器TX的匝数比为NLR：1的，其中NLR为功率绕组的匝数。感测绕组的匝数可为例如但不限于1。
由于谐振电感的功率绕组上的电压VLR与电流ILR相关
Figure BDA0003553458700000171
故感测绕组上的电压VS与电荷Q的二阶导数成正比。为获得与电荷Q成正比的感测器输出电压VSENSE，需设置图14A所示的双重积分电路1420。
双重积分电路1420可以被动或主动电路来实施。图14B示出了一种被动双重积分电路的实施态样。图14B中的感测绕组连接于电感LS。由于谐振电感的功率和感测侧的对称性，感测绕组电流IS与电流ILR成正比。此电流ILR是通过变流器CT而被感测，图14B中以理想变压器TX1和励磁电感LM来表示变流器CT的等效电路。变流器CT的次级侧电流与电流IS成正比，且流经积分电容CS。因此，感测器输出电压VSENSE与电荷Q成正比。
图14C示出了一种主动双重积分电路的实施态样。第一积分级包含被动元件R1、C1，而第二积分级包含由运算放大器U1、电阻R2、R3和电容C2组成的主动电路。
设置隔离式电荷感测器的第二种方法如图15A所示，其中隔离式电荷感测器具有变流器。因谐振电容阻挡直流电流流过谐振电感，故变流器CT可用于感测谐振电流ILR。变流器CT感测谐振电感电流ILR，其等效电路如图15A所示，等效电路包含匝数比为1：NCT的理想变压器TX2和次级侧励磁电感LMS。变流器CT的次级侧绕组为图15A中的积分电路提供输入信号。
于第二种方法的一实施例中，如图15B所示，变流器CT的次级侧绕组连接于电容CS。电流ILR被反映至次级侧，且被分散至励磁电感LMS和输出电容CS。反映至次级侧的电流ILR/NCT在励磁电感LMS和电容CS之间的分配取决于开关频率。图15B中电荷感测器的输入与输出间的关系可由下列转移函数表示。
VSENSE/ILR＝1/NCT·s·LMS/(1+s2·LMS·CS) (3)
由等式(3)可知，隔离式电荷感测器的转移函数在频率为零时的值为零，而在频率为
Figure BDA0003553458700000181
时具有双谐振极点。当LLC转换器的开关频率远高于谐振频率fRES时，等式(3)中的转移函数可简化为：
VSENSE/ILR＝1/NCT·1/(s·CS) (4)
由等式(4)可知，在高频时，隔离式电荷感测器对电流ILR进行积分，因此感测器输出电压VSENSE与电荷Q成正比。可挑选适当的LMS和CS值以使谐振频率fRES远低于LLC转换器的最小工作频率。
用于全桥LLC转换器的电荷控制的第三种方法是基于通过变压器感测谐振电容电压。变压器感测器的简化等效电路如图16所示，其中TX3为具匝数比NVT＝NVTP/NVTS的理想变压器，LMP和LLEAK分别为初级侧励磁电感和漏感，RS为感测器的输出电阻。如图16所示，电压VCR在漏感LLEAK和由励磁电感LMP与反映电阻RS·NVT 2形成的并联结构之间分配。图16中电荷感测器的输入与输出间的关系可由下列转移函数表示。
Figure BDA0003553458700000182
由等式(5)可知，变压器感测器的转移函数在频率fPV＝2π/(LLEAK/(RS·NVT 2))处具有单极点且无零点。就典型变压器而言，LLEAK＜＜LMP，可将转移函数(5)简化为
Figure BDA0003553458700000191
当通过变压器感测电压VCR时，将变压器对于谐振腔运行的影响降至最低是十分重要。图17为LLC谐振腔与变压器感测器的等效电路的组合电路示意图，其中变压器感测器的电阻RS反映于初级侧，且忽略漏感LLEAK。变压器与谐振腔之间有两个不利的交互作用，其中一不利作用为变压器的初级侧绕组生成了旁路电容CR的直流电流路径，因而将导致变压器T1及变压器感测器中的变压器自身饱和。为排除直流电流路径，如图18所示，谐振电容CR被分为两个串联连接的电容CR1和CR2。谐振电容CR的电容值和串接电容CR1及CR2的电容值相同。另一不利作用为变压器的励磁电感LMP成为谐振腔中的额外谐振组件，进而影响转换器的电压增益M＝N·VO/VIN。此影响可在图19中观察到，其中图19示出了在有无电感LMP时的增益M。电感LMP在频率
Figure BDA0003553458700000192
处引入了额外的极点，并在频率
Figure BDA0003553458700000193
处引入零点。为了最小化这些极点和零点的影响，其频率应远低于转换器的工作范围。选择足够大的电感LMP足以使极点和零点对应的频率显著地低于谐振频率/>
Figure BDA0003553458700000194
其中CR＝CR1·CR2/(CR1+CR2)。图19中已符合此条件，其中fP＝3.5kHz，fZ＝5.0kHz，fRM＝34kHz。此外，图19还示出了在高于15-20kHz的频率下，励磁电感LMP实际上对转换器的电压增益M没有影响。
藉由所述的感测方法，CC1和CC2态样皆可用于全桥LLC转换器中，其中用于全桥转换器的CC2态样无需感测输入电压。
本案的另一方面在于改善LLC转换器对于输出电流及输入电压扰动的响应，此改善是通过将电荷控制与输出电流前馈控制和输入电压前馈控制相结合来实现的。图20示出了相应的控制方框示意图。为实现输出电流前馈(output current feedforward，OCF)控制，由OCF控制器对图20中的输出电流IO进行感测及处理，并将OCF控制器的输出信号与误差放大器的输出信号VEA相加以产生信号V1。为实现输入电压前馈(input voltagefeedforward，IVF)控制，由IVF控制器对输入电压VIN进行感测和处理，并将信号V1减去IVF控制器的输出信号以得到信号VCONT，如图20所示。
须注意的是，前述的前馈控制可单独采用输入电压前馈控制或输出电流前馈控制，抑或是两者兼而有之。一般来说，电荷控制相较于直接频率控制具有更好的输入扰动抑制效果(参考文献[19]-[20])，且根据转换器规格的不同，有可能不需要进行输入电压前馈控制。而如前所述，电荷控制相较于直接频率控制无法显著提升负载扰动抑制效果，故十分需要进行输出电流前馈控制。
为了得到输出电流前馈控制的理想转移函数，可以运用小信号方框示意图来说明，如图21所示。对于采用电荷控制的LLC转换器而言，LLC转换器的输出端于图21中以戴维南(Thevenin)等效电路示出，其中包含戴维南电压源
Figure BDA0003553458700000201
和阻抗ZTH，其中
Figure BDA0003553458700000202
为电荷控制的控制到输出转移函数，ZTH为于电荷控制回路导通、电压反馈回路断开且输出电流前馈控制回路断开时的LLC转换器输出阻抗。
除了所述戴维南等效电路外，图21中的方框示意图还包含：
1.输出电压感测器的转移函数KD；
2.误差放大器的转移函数GEA；
3.输出电流感测器和OCF控制器的组合转移函数GFI。
当输出电压反馈路径和输出电流前馈路径导通时，可根据图21中的方框示意图推得转换器的小信号闭环输出阻抗
Figure BDA0003553458700000203
Figure BDA0003553458700000204
其中TV＝KD·GEA·GVC，TV为电压反馈回路增益。
由等式(7)可知，在满足等式(8)时，将小信号输出电流扰动完全消除时是有可能的。
Figure BDA0003553458700000205
需注意的是，由于以下两个主要原因，等式(8)所定义的理想小信号前馈控制转移函数GFI无法完全消除实际的输入扰动：
1.功率级和反馈频率控制皆为非线性模组，其大信号行为模式无法以小信号转移函数ZTH及
Figure BDA0003553458700000211
充分表示，其中转移函数ZTH及/>
Figure BDA0003553458700000212
与转换器的工作点(即输入电压和输出电流)有关；
2.由于ZTH及
Figure BDA0003553458700000213
皆为与频率相关的转移函数，故理想转移函数GFI也与频率相关。若要准确实现所有极点和零点，对于实际前馈控制来说将过于复杂。
作为一示例，图22示出了采用电荷控制的全桥LLC转换器的转移函数ZTH、
Figure BDA0003553458700000214
及GFI的波特图。
输出电流前馈控制亦可应用于采用直接频率控制的谐振转换器。图23例示出了在采用直接频率控制的全桥LLC转换器中实施了OCF控制的态样，其对应的控制方框示意图如图24所示。就电荷控制而言，转换器的输出端在图24以戴维南等效电路示出，其包含戴维南电压源GVC·VCONT和阻抗
Figure BDA0003553458700000215
其中GVC为DFC的控制到输出的转移函数，/>
Figure BDA0003553458700000216
为在转换器在电压反馈路径及输出电流前馈控制路径断开时的输出阻抗。
除了所述戴维南等效电路外，图24中的方框示意图还包含：
1.表现出小信号负载电流扰动的电流源IO；
2.输出电压感测器的转移函数KD；
3.误差放大器的转移函数GEA；
4.输出电流感测器和OCF控制器的组合转移函数
Figure BDA0003553458700000217
当输出电压反馈路径和输出电流前馈路径皆导通时，转换器的闭环输出阻抗
Figure BDA0003553458700000218
可由图24所示的方框示意图推得：
Figure BDA0003553458700000219
由等式(9)可知，在满足等式(10)时，将小信号输出电流扰动完全消除时是有可能的。
Figure BDA00035534587000002110
对于DFC而言，等式(10)所定义的理想小信号前馈控制转移函数
Figure BDA00035534587000002111
无法完全消除实际的负载扰动，其原因与前述有关电荷控制的转移函数GFI的原因相同。
作为一示例，图25示出了采用DFC的全桥LLC转换器的转移函数
Figure BDA0003553458700000221
GVC及/>
Figure BDA0003553458700000222
的波特图。为便于比较，电荷控制和直接频率控制的OCF控制转移函数GFI及/>
Figure BDA0003553458700000223
分别于图26中示出。就实际实施OCF控制而言，十分需要通过固定增益来近似其控制函数。由图26可知，相较于转移函数/>
Figure BDA0003553458700000224
转移函数GFI可在较高频率通过固定增益进行近似。举例而言，转移函数GFI的大小在30.2kHz频率下与其直流值相差3dB，而转移函数/>
Figure BDA0003553458700000225
的大小则在1.2kHz频率下与其直流值相差3dB。此外，转移函数GFI的相位在20.4-kHz频率下偏离零值45度，而转移函数/>
Figure BDA0003553458700000226
的相位在1.1-kHz频率下偏离零值45度。
此为结合电荷控制与OCF控制相对于结合DFC和OCF控制的显著优点，该优点在图27中得到证明，其中图27示出了LLC转换器对负载扰动的响应。图27中上方的曲线图显示了输出电流自17A起始，并于时刻t＝0.2ms上升至83A，且于时刻t＝1.3ms时回到17A。图27里中间的曲线图显示了在电荷控制有无结合OCF控制时的输出电压VO的暂态波形，由此曲线图可知，将电荷控制结合OCF控制后，暂态输出电压的下冲自-323mV减少至-60mV(减少81％)，而暂态输出电压的过冲自321mV减少至113Mv(减少65％)。图27中下方的曲线图显示了在DFC有无结合OCF控制时的输出电压VO的暂态波形，由此曲线图可知，将DFC控制结合OCF控制后，暂态输出电压的下冲自-477mV减少至-391mV(减少18％)，而暂态输出电压的过冲自483mV减少至387mV(减少20％)。图27所示的波形图证明了电荷控制与OCF控制的结合远优于DFC与OCF控制的结合。
以下将说明将电荷控制结合输入电压前馈(IVF)控制的实施态样。图28示出了此控制方式的方框示意图。为确定IVF控制的理想转移函数，是运用该控制的小信号方框示意图，如图29所示。图29中的方框示意图包含：
1.在电荷控制回路导通且电压反馈及前馈控制路径断开时，自输入电压VIN到输出电压VO的转移函数
Figure BDA0003553458700000227
2.电荷控制的控制到输出转移函数
Figure BDA0003553458700000228
3.输出电压感测器的转移函数KD；
4.误差放大器的转移函数GEA；
5.输入电压感测器和前馈控制器的组合转移函数GFV。
当反馈及前馈路径皆导通时，自输入电压VIN到输出电压VO的转移函数
Figure BDA0003553458700000231
可由图29所示的方框示意图推得：
Figure BDA0003553458700000232
其中TV＝KD·GEA·GVC，TV为电压反馈回路增益。
由等式(11)可知，在满足等式(12)时，将小信号输入电压扰动完全消除时是有可能的。
Figure BDA0003553458700000233
须注意的是，同前述原因，等式(12)所定义的理想小信号IVF控制转移函数GFV无法完全消除实际的输入扰动。
作为一示例，图30示出了采用电荷控制的全桥LLC转换器的转移函数
Figure BDA0003553458700000234
及GFV的波特图。在低频时，转移函数GFV可以其直流增益来近似。举例而言，转移函数GFV的大小在58.9kHz与其直流值偏离3dB，而转移函数GFV的相位在23.4kHz从零相位偏离45度。对于电荷控制和据其直流增益所近似的转移函数GFV，结合IVF控制的全桥LLC转换器及无结合IVF控制的全桥LLC转换器的输入至输出转移函数/>
Figure BDA0003553458700000235
(即闭环音频敏感度closed loopaudio susceptibility)的波特图可根据等式(11)计算获得并于图31中示出。在离线电源供应器中，DC-DC级由前端级输出供电，其中前端级输出具有相当大的纹波，其纹波的规模约是双倍的线路频率(line frequency)。双倍线路频率通常在100-120Hz范围内。由于对DC-DC级输出电压具有相当严格的纹波要求，因此双倍线路频率下的低音频敏感度非常重要。于图31中，将电荷控制结合IVF控制后，100Hz频率下的音频敏感度自-68dB降低到-110dB，共降低42dB。
图32示出了在电荷控制结合或无结合IVF控制时的模拟输入及输出电压波形。图32中上方的波形为LLC转换器的输入电压交流分量，其峰对峰值为30V，而下方的波形示出了LLC转换器输出电压及其低频分量。为取得低频分量，低通滤波器以2.5kHz的带宽对LLC转换器的输出电压信号进行处理。在无结合IVF控制的情况下，如图32所示，输出电压波形及其低频分量的分别具有峰对峰值为38mV及13mV的纹波。而在结合IVF控制后，输出电压波形及其低频分量的纹波的峰对峰值分别减少至30mV和0.64mV。据此，IVF控制的加入使得输出电压低频分量的振幅缩小了20.3倍。
当IVF控制与直接频率控制一同应用时，其理想转移函数
Figure BDA0003553458700000241
可依据等式(2)计算获得。图33示出了采用DFC的全桥LLC转换器的转移函数GVC、GVV及/>
Figure BDA0003553458700000242
的波特图。在低频下，转移函数/>
Figure BDA0003553458700000243
可以其直流增益进行近似。举例而言，转移函数/>
Figure BDA0003553458700000244
的大小在77.5kHz频率下偏离其直流值3dB，而其相位在26.4kHz频率下偏离零相位45度。
对于DFC以及由直流增益所近似的转移函数
Figure BDA0003553458700000245
结合IVF控制的全桥LLC转换器及无结合IVF控制的全桥LLC转换器的闭环音频敏感度/>
Figure BDA0003553458700000246
的波特图可由等式(1)计算获得并于图34中示出。如图34所示，当DFC结合IVF控制时，100Hz频率下的音频敏感度自-47dB降低到-70dB(共降低23dB)。图35示出了在DFC结合或不结合IVF控制时的模拟输入及输出电压波形。图35中上方的波形为LLC转换器的输入电压交流分量，其峰对峰值为30V。而下方的波形示出了LLC转换器输出电压及其低频分量。在无结合IVF控制的情况下，输出电压波形及其低频分量分别具有峰对峰值为161mV和49mV的波纹。而在结合IVF控制后，输出电压波形及其低频分量的纹波的峰对峰值分别减少至49.4mV和24mV。据此，IVF控制的加入使得输出电压低频分量的振幅缩小了5.8倍。因此，由所示数据可知，将IVF控制加入到电荷控制中相较于将IVF控制加入到直接频率控制中具有较佳性能。
由上述可知，相较于直接频率控制与前馈控制的结合，本案所提出的电荷控制与前馈控制的结合明显具有更好的性能。
为便于说明及定义本案技术内容，使用了例如“实质上”、“大约”、“略为”、“相对”等等用语来表示固有程度的不确定性，此不确定性可能由量化的比较、数值、感测等等因素造成。该些用语一般意指与一给定值或范围的偏差在10％、5％、1％或0.5％内，且该偏差并不会影响对应技术特征的基本功能。除非有另行特别说明，否则本案中所陈述的数值参数为可视为特定数值或其误差范围内的数值。
须注意，上述仅是为说明本案而提出的较佳实施例，本案不限于所述的实施例，本案的范围由如附权利要求书决定。且本案得由熟习此技术的人士任施匠思而为诸般修饰，然皆不脱如附权利要求书所欲保护者。

Claims (20)

1.一种隔离式DC-DC转换器，包含：
一全桥开关级，具有至少四个主动开关；
一谐振电路，具有多个电感及多个电容；
一第一变压器，连接于该谐振电路；
一输出级，连接于该第一变压器并产生一输出电压或一输出电流；
一隔离式电荷感测器，连接于该谐振电路，以产生一谐振电感电流电荷信号；以及
一开关控制器，其中根据该谐振电感电流电荷信号及该输出电压或该输出电流，该开关控制器产生并提供控制信号予该至少四个主动开关。
2.如权利要求1所述的隔离式DC-DC转换器，还包含一电压前馈控制器，其中该电压前馈控制器架构于感测该全桥开关级的一输入电压，该开关控制器还架构于根据该电压前馈控制器所感测的该输入电压提供该控制信号。
3.如权利要求1所述的隔离式DC-DC转换器，还包含一电流前馈控制器，其中该电流前馈控制器架构于感测该输出级的该输出电流，该开关控制器还架构于根据该电流前馈控制器所感测的该输出电流提供该控制信号。
4.如权利要求1所述的隔离式DC-DC转换器，还包含：
一电压前馈控制器，架构于感测该全桥开关级的一输入电压；以及
一电流前馈控制器，架构于感测该输出级的该输出电流，
其中该开关控制器还架构于根据该电流前馈控制器所感测的该输出电流及该电压前馈控制器所感测的该输入电压提供该控制信号。
5.如权利要求1所述的隔离式DC-DC转换器，其中该隔离式电荷感测器包含该多个电感的一谐振电感的一额外感测绕组，该感测绕组连接于一双重积分电路的输入端，以产生该谐振电感电流电荷信号并作为该双重积分电路的输出端的电压。
6.如权利要求5所述的隔离式DC-DC转换器，其中该双重积分电路包含多个被动电子元件。
7.如权利要求5所述的隔离式DC-DC转换器，其中该双重积分电路包含多个被动及主动电子元件。
8.如权利要求5所述的隔离式DC-DC转换器，还包含一电压前馈控制器，其中该电压前馈控制器架构于感测该全桥开关级的一输入电压，该开关控制器还架构于根据该电压前馈控制器所感测的该输入电压提供该控制信号。
9.如权利要求5所述的隔离式DC-DC转换器，还包含一电流前馈控制器，其中该电流前馈控制器架构于感测该输出级的该输出电流，该开关控制器还架构于根据该电流前馈控制器所感测的该输出电流提供该控制信号。
10.如权利要求5所述的隔离式DC-DC转换器，还包含：
一电压前馈控制器，架构于感测该全桥开关级的一输入电压；以及
一电流前馈控制器，架构于感测该输出级的该输出电流，
其中该开关控制器还架构于根据该电流前馈控制器所感测的该输出电流及该电压前馈控制器所感测的该输入电压提供该控制信号。
11.如权利要求1所述的隔离式DC-DC转换器，其中该隔离式电荷感测器在电性上等效于具有第一端子对及第二端子对的一第二变压器，该第一端子对串联连接于该多个电感中的至少一个，该第二端子对连接于一积分电路，以产生作为电压的该谐振电感电流电荷信号。
12.如权利要求11所述的隔离式DC-DC转换器，其中该积分电路包含一电容。
13.如权利要求11所述的隔离式DC-DC转换器，还包含一电压前馈控制器，其中该电压前馈控制器架构于感测该全桥开关级的一输入电压，该开关控制器还架构于根据该电压前馈控制器所感测的该输入电压提供该控制信号。
14.如权利要求11所述的隔离式DC-DC转换器，还包含一电流前馈控制器，其中该电流前馈控制器架构于感测该输出级的该输出电流，该开关控制器还架构于根据该电流前馈控制器所感测的该输出电流提供该控制信号。
15.如权利要求11所述的隔离式DC-DC转换器，还包含：
一电压前馈控制器，架构于感测该全桥开关级的一输入电压；以及
一电流前馈控制器，架构于感测该输出级的该输出电流，
其中该开关控制器还架构于根据该电流前馈控制器所感测的该输出电流及该电压前馈控制器所感测的该输入电压提供该控制信号。
16.如权利要求1所述的隔离式DC-DC转换器，其中该多个电容包含一第一电容及一第二电容，该隔离式电荷感测器在电性上等效于具有第一端子对及第二端子对的一第二变压器，该第一端子对并联连接于该第一电容，该第二端子对连接于一电阻，以产生作为电压的该谐振电感电流电荷信号。
17.如权利要求16所述的隔离式DC-DC转换器，还包含一电压前馈控制器，其中该电压前馈控制器架构于感测该全桥开关级的一输入电压，该开关控制器还架构于根据该电压前馈控制器所感测的该输入电压提供该控制信号。
18.如权利要求16所述的隔离式DC-DC转换器，还包含一电流前馈控制器，其中该电流前馈控制器架构于感测该输出级的该输出电流，该开关控制器还架构于根据该电流前馈控制器所感测的该输出电流提供该控制信号。
19.如权利要求16所述的隔离式DC-DC转换器，还包含：
一电压前馈控制器，架构于感测该全桥开关级的一输入电压；以及
一电流前馈控制器，架构于感测该输出级的该输出电流，
其中该开关控制器还架构于根据该电流前馈控制器所感测的该输出电流及该电压前馈控制器所感测的该输入电压提供该控制信号。
20.如权利要求1所述的隔离式DC-DC转换器，其中该谐振电路的该多个电感包含该第一变压器的一励磁电感及一漏感中的至少一个。
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