CN115835975A - 减少dc链路中的纹波电流的同步多逆变器系统 - Google Patents

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Abstract

提供了一种逆变器系统，使得该系统包括：与DC链路电联接的直流(DC)电压源；多个逆变器，各个逆变器与DC链路电联接；多个电机，其中各个电机与逆变器之一电联接；以及与各个逆变器联接的控制器。控制器可以控制逆变器的载波信号，使得载波信号被同步并且以角度(θ)交错，该角度是基于载波信号的波形类型和系统中的逆变器的数量确定的。

Description

减少DC链路中的纹波电流的同步多逆变器系统
相关申请的交叉引用
本申请要求2020年7月17日提交的美国临时申请No.63/053,127的优先权，其全部内容通过引用并入本文。
技术领域
本公开总体上涉及逆变器，更具体地涉及具有在电源与多个马达-发电机之间转换电能的多个逆变器的电路系统。
背景技术
逆变器在直流(DC)与交流(AC)之间转换电能。在电力系统中，逆变器可以连接到电机，例如马达-发电机(MG)或任何其他三相负载或源。图1和图2示出了电力系统100，其中负载102通过逆变器108连接到DC电压源104和电容器106。逆变器108包括六个功率开关(S1至S6)以形成三相逆变器，其中用于各个功率开关的控制信号由控制器200生成。三种类型的电流流过系统，一种是流过DC电压源104的DC电流iDC，另一种是流过电容器106的iAC，最后是逆变器电流iINV，它是另外两个电流iDC和iAC之和。逆变器输出电流ia、ib、ic(在图1中共同示出为iabc)是当适当的开关被激活时流经负载102的电流。逆变器电流的AC部分iAC称为纹波电流。
在电容器中，功率损耗和内部发热取决于流过它的电流。在这种情况下，流过电容器的是纹波电流。纹波电流越大，由于内部温度升高，因此电容器的劣化程度也越大。在一些示例中，如图3的比率曲线300所示，当使用三相脉宽调制(PWM)时，AC部分iAC的均方根(rms)值可以高达逆变器输出电流iabc的rms值的65％，这取决于控制信号的调制指数(M)。当多个逆变器共用一个DC链路电容器时，所有逆变器生成的纹波电流加起来可能达到甚至更高的值。这样，需要降低纹波电流以改善电容器的功率损耗和内部发热，从而改善电容器的功能，因此改善逆变器的整体功能。
发明内容
本公开提供了逆变器系统，其包括：与DC链路电联接的直流(DC)电压源；多个逆变器，各个逆变器与所述DC链路电联接；多个电机，各个电机与所述逆变器中的一个逆变器电联接；以及与所述逆变器中的各个逆变器联接的控制器。所述控制器可以控制所述逆变器的载波信号，使得所述载波信号被同步并且以角度(θ)交错，该角度是基于所述载波信号的波形类型和所述系统中的逆变器的数量确定的。在一些示例中，所述载波信号具有三角波形并且θ＝(180/n)°，其中n为逆变器的数量。在一些示例中，所述载波信号具有锯齿波形并且θ＝(360/n)°，其中n为逆变器的数量。
在一些示例中，所述控制器应用不连续脉宽调制(PWM)以获得用于所述逆变器的开关控制信号。在一些示例中，所述控制器在调制指数处于预定范围内时应用连续PWM。在一些示例中，所述预定范围在0.3至0.9之间、0.4至0.9之间或者0.4至0.8之间。在一些示例中，所述控制器应用连续PWM以获得用于所述逆变器的开关控制信号。在一些示例中，针对所述多个逆变器的载波信号具有相同的频率。
本文还公开了为多个逆变器生成多个载波信号的方法或处理。所述方法包括：确定所述多个逆变器的数量和所述多个载波信号的波形类型；基于逆变器的所述数量和所述波形类型计算所述多个载波信号的交错角；以及基于计算出的交错角，控制载波信号发生器为所述多个逆变器生成所述多个载波信号。
在一些示例中，响应于确定所述波形类型是三角波形，所述交错角(θ)被计算为使得θ＝(180/n)°，其中n为所确定的逆变器的数量。在一些示例中，响应于确定所述波形类型是锯齿波形，所述交错角(θ)被计算为使得θ＝(360/n)°，其中n为所确定的逆变器的数量。
在一些示例中，所述方法还包括：应用不连续脉宽调制(PWM)以为所述多个逆变器生成开关控制信号。在一些示例中，所述方法还包括：当调制指数在预定范围内时应用连续PWM。在一些示例中，所述预定范围在0.3至0.9之间、0.4至0.9之间或者0.4至0.8之间。
虽然公开了多个实施方式，但是本公开的其他实施方式将从以下详细描述中对本领域技术人员变得明显，该详细描述示出和描述了本公开的例示性实施方式。因此，附图和详细描述应被视为本质上是例示性的而非限制性的。
附图说明
通过以下结合附图对本公开的实施方式的描述，本公开的上述和其他特征以及获得它们的方式将变得更加明显，并且将更好地理解本公开本身，其中：
图1是本领域已知的逆变器系统的示意图；
图2是本领域已知的具有控制器的逆变器系统的框图；
图3是例示逆变器电流的AC部分与逆变器输出电流的比率在不同调制指数下的变化的曲线图。
图4是根据本公开的实施方式的包括两个逆变器的逆变器系统的示意图，各个逆变器与马达-发电机联接并经由控制器单独控制；
图5A示出了通过比较载波信号与参考信号而形成的开关控制信号。
图5B示出了使用三角波形载波信号形成的开关控制信号。
图5C示出了使用锯齿波形载波信号形成的开关控制信号。
图6示出了根据本公开的实施方式的、将各种调制方法和载波信号交错对纹波电流比的影响进行比较的曲线图；
图7A示出了根据本公开的实施方式的、将各种调制方法和三角波形载波信号的90°交错对于电容器峰-峰电压纹波与DC电压的比率的影响进行比较的曲线图；
图7B示出了根据本公开的实施方式的、将各种调制方法和锯齿波形载波信号的180°交错对于电容器峰-峰电压纹波与DC电压的比率的影响进行比较的曲线图；
图8示出了根据本公开的实施方式的可操作用于为不同的逆变器开关集合生成开关控制信号的示例性控制器；以及
图9示出了根据本公开的实施方式的由控制器实现以生成用于逆变器开关的开关控制信号的示例性方法。
虽然本公开内容可适应各种修改和替代形式，但特定实施方式已在附图中以示例的方式示出且在下文中详细描述。然而，意图并非将本公开限制于所描述的特定实施方式。相反，本公开旨在涵盖落入由所附权利要求限定的本公开的范围内的所有修改、等同物和替代。
具体实施方式
在下面的详细描述中参照附图，附图形成了详细描述的一部分，并且在附图中以例示的方式示出了实施本公开的具体实施方式。这些实施方式被描述得足够详细以使本领域技术人员能够实践本公开，并且应当理解可以利用其他实施方式并且可以进行结构改变而不脱离本公开的范围。因此，以下详细描述不应被视为限制意义，本公开的范围由所附权利要求及其等同物限定。
图4示出了同步多逆变器系统400的示意图，其具有分别与两个电机(诸如马达-发电机406和408)联接的两个逆变器402和404，其中各个逆变器402和404相对于共享电容器106彼此并联。控制器407控制提供给逆变器402和404的开关的控制信号。各个马达-发电机与对应的逆变器具有一对一的连接。除了包括在第一逆变器402中的开关S1至S6之外，还有包括在第二逆变器404中的开关S7至S12。在一些示例中，更多的逆变器和马达-发电机可以与提到的逆变器402和404并联地实现。因为有两个逆变器，所以逆变器电流iINV有两个分量：iINV1和iINV2。逆变器输出电流ia1、ib1、ic1(在图4中共同示出为iabc1)是当开关S1至S6中的适当开关被激活时流过马达-发电机406的电流。类似地，逆变器输出电流ia2、ib2、ic2(在图4中共同示出为iabc2)是当开关S7至S12中的适当开关被激活时流过马达-发电机408的电流。DC链路被配置为将逆变器402和404两者与DC电压源104电联接，DC电压源104可以是电池。节点A和B是逆变器402和404电联接到的DC链路的公共节点。
开关S1至S12中的每一个都与另一开关配对，使得各个开关与同一对中的另一开关互补。将与马达-发电机共享同一节点的两个开关配对，例如S1与S2、S3与S4等。如本领域已知的，可以采用任何合适的功率开关，包括但不限于金属氧化物半导体场效应晶体管(MOSFET)、绝缘栅双极晶体管(IGBT)、晶闸管和二极管等。同一逆变器中的各个配对经由不同的参考信号进行控制，使得各个参考信号与另一个参考信号相隔120°，从而为马达-发电机创建三相逆变器。具体地，各个开关使用来自控制器407的控制信号来控制，该控制信号是通过使用比较器比较载波信号和参考信号而生成的。比较器输出数字信号，使得如果参考信号的电压大于载波信号的电压，则输出为1，否则为0。载波信号可以是合适的锯齿或三角波形信号，并且控制器或处理单元可以使用该信息来确定参考信号之间的交错量。这样，逆变器系统400是同步的，因为控制器407操作以确保逆变器402和404具有相同的开关频率(又名载波信号频率)。逆变器的其他因素，例如它们的输出电压、输出电流和功率因数，可能彼此不同。
多逆变器系统的示例包括：电动车辆，其皆具有前部电机和后部电机(需要两个逆变器)；功率分配混合动力车辆，其皆具有马达和发电机(也需要两个逆变器)；或者具有轮毂电机的车辆，其中为每对车轮的操作指派一个逆变器，这可以包括由车轮数量确定的任何合适数量的逆变器。
图5A例示了将参考信号500与载波信号502进行比较以生成开关控制信号504的示例。在该示例中，所使用的参考信号500是连续的正弦信号，载波信号502是具有比参考信号500更高频率的三角波形信号。载波的电压范围Vcarrier大于正弦参考信号的电压范围Vsin。
图5B示出了根据一些实施方式的如本文所公开形成两个开关控制信号504A和504B的示例。第一开关控制信号504A是通过将第一参考信号500A与第一载波信号502A进行比较而生成的，而第二开关控制信号504B是通过将第二参考信号500B与第二载波信号502B进行比较而生成的。第一载波信号502A和第二载波信号502B都是三角波形信号，并且第二载波信号502B与第一载波信号502A具有90°(电角度)的偏移角506(也称为相移或交错载波信号)。因此，当第一载波信号502A处于其峰值时，第二载波信号502B处于其峰值与最低点之间的中点。
图5C示出了根据一些实施方式的如本文所公开形成两个开关控制信号504C和504D的示例。第一开关控制信号504C是通过将第一参考信号500C与第一载波信号502C进行比较而生成的，而第二开关控制信号504D是通过将第二参考信号500D与第二载波信号502D进行比较而生成的。第一载波信号502C和第二载波信号502D都是锯齿波形信号，并且第二载波信号502D与第一载波信号502C具有180°偏移508。因此，当第一载波信号502C经历电压下降时，第二载波信号502D处于两个下降之间的中点，即，锯齿波形中“斜坡”的一半处。
图6是示出应用如上所述的交错或偏移载波信号的方法(即，三角波形90°交错和锯齿波形180°交错)的实验结果的曲线图。通过将来自共享电容器106的电流值除以逆变器输出电流值来计算归一化的DC链路纹波电流。该曲线图比较了不同的脉宽调制(PWM)方法，并示出了当功率因数为1时，对于一系列调制指数，交错载波信号如何影响纹波电流与逆变器输出电流的比率。为了比较，来自图3的数据曲线300(没有对载波信号执行交错)被插入到曲线图中。由于存在两个逆变器而不是一个逆变器，因此与图3中的值相比，数据曲线300的值加倍。这是因为当两个逆变器以完全相同的方式操作并共享一个公共DC链路时，与系统中只有一个逆变器时相比，电流纹波加倍。
虚线表示不连续PWM的数据曲线，如DPWM0、DPWM1、DPWM2、DPWM3和广义不连续PWM(GDPWM)，所有这些都是使用本领域已知的调制波形来执行的。实线表示连续PWM的数据曲线，包括正弦PWM(SPWM)、幅度为基波参考电压的1/4或1/6的三次谐波注入PWM(THIPWM)和空间矢量PWM(SVPWM)，所有这些也使用A.M.Hava,R.J.Kerkman and T.A.Lipo,“A high-performance generalized discontinuous PWM algorithm,”in IEEE Transactions onIndustry Applications,vol.34,no.5,pp.1059-1071,Sept.-Oct.1998,doi:10.1109/28.720446中描述的本领域已知的调制波形来执行。
从图6可以看出，交错载波信号的存在使电流纹波比(纹波电流与负载电流的比率)从没有交错(300)时的1.3降低到有交错时的小于1，甚至更低，如本文进一步阐述的。不连续PWM中纹波电流的减少与连续PWM的不同之处在于，连续PWM往往在M＝0.4与M＝0.9之间的调制指数范围内有更大幅度的减少。例如，关注调制指数的这个特定范围，观察到在此范围内，连续PWM保持比不连续PWM更低的电流纹波比。例如，在M＝0.6的调制指数处，当非交错模型经历最高纹波电流时，SVPWM和两个THIPWM都实现了0.3的最低电流纹波比，从而与未应用交错时相同调制指数处的峰值1.3相比，实现了约77％的比率降低。即使对于SPWM，纹波电流比在M＝0.6时也为0.5，这仍然低于任何不连续PWM。实际比率值可能会根据实现的逆变器数量而变化。
图7A和图7B示出了前述类型的连续和不连续PWM的电压比曲线，其中电压比是通过在假定某一DC链路电容的情况下将电容器峰-峰电压纹波除以DC电压来计算的。电容器电压纹波的百分比优选地较低，以确保稳定的DC母线电压。电容器电压纹波与流过电容器的纹波电流的积分成比例。图7A示出了对三角波形载波信号应用90°交错时测得的电压比曲线，图7B示出了对锯齿波形载波信号应用180°交错时测得的电压比曲线。
两个或更多个载波信号之间一定程度的交错被示出为有利于减少流过逆变器系统中的电容器的纹波电流。尽管纹波电流的减少量可能会根据所应用的调制类型(例如连续或不连续)而有所不同，但通常在M＝0.4与M＝0.9之间的调制指数范围内，连续PWM的减少量最大。在一些示例中，连续PWM可以是THIPWM或SVPWM。
在某些示例中，当使用的调制指数在M＝0.4和M＝0.9之间的范围内时，控制器在连续和不连续PWM之间切换。在特定调制指数范围期间从不连续PWM切换到连续PWM的优势包括，能够在使用不连续PWM与使用连续PWM之间的纹波电流与负载电流之比仅存在微小差异时继续使用不连续PWM。在一些示例中，使用不连续PWM减少了开关期间的损耗，例如在IGBT开关或已知的任何其他合适类型的开关中，因此以比采用连续PWM时更高的效率操作。在某些示例中，使用不连续PWM允许开关在达到与使用连续PWM时相同的内部温度之前以更高的频率操作；也就是说，如果流过开关的电流在两个PWM期间保持相同，则使用不连续PWM的开关可能会在比使用连续PWM的同一开关更低的内部温度下操作。
图6示出了在小于M＝0.3或大于M＝0.9的调制指数范围内的具有相似电流比的连续PWM和大多数不连续PWM(值得注意的例外是GDPWM，根据曲线图，它在M＝0.1与M＝0.7之间似乎具有比其他不连续PWM低的比率)。例如，相似比率可以定义为彼此具有小于10％或5％的差异的比率。因此，控制器可以在理论上确定或实验测量的某些预定范围内从不连续PWM切换到连续PWM。在一些示例中，预定范围可以是以下范围中的任何一个：从M＝0.3到M＝0.9，从M＝0.4到M＝0.9，以及从M＝0.4到M＝0.8。
尽管同步逆变器系统400被示为具有两个逆变器，但是可以存在与两个逆变器并联实现的任何附加数量的逆变器，如前所述。当逆变器的数量增加时，图5B和图5C中所示的实现低纹波电流的偏移或交错角506或508也根据以下公式变化：
对于三角波形载波信号,交错角
Figure BDA0004047103570000071
对于锯齿波载波信号,交错角
Figure BDA0004047103570000072
其中，n＝系统中共享公共DC链路并因此彼此并联的逆变器数量。这样，当有三个逆变器时，三角波形的交错角(θ)为60°，锯齿波形为120°，当有四个逆变器时，三角波形的交错角(θ)为45°，锯齿波形为90°，等等。这些逆变器，无论逆变器的数量如何，都可以具有不同的电流、电压、功率因数和功能(即，与逆变器联接的马达-发电机是用作马达还是发电机)，只要载波信号频率在所有逆变器当中保持相同即可。
图8是如图4所示的示例性控制器407的高级框图。使用由控制器407实现的PWM控制来调节逆变器402和404的开关S1至S12的激活。控制器407具有生成开关控制信号504的开关调节器，开关控制信号504可用于使开关S1至S12导通和关断。具体地，开关调节器包括多个比较器800、参考信号发生器802和载波信号发生器804。
载波信号发生器804接收或检测在多逆变器系统400中实现的逆变器的数量(n)。在所示示例中，有两个逆变器402和404共享公共DC链路，因此载波信号发生器804使用本文阐述的公式来计算交错角(θ)，其中交错角取决于载波信号的波形类型(即，锯齿波还是三角波)，该波形类型也被检测或接收。可以实现任何合适的逆变器数量和波形类型的检测方法，例如经由传感器。
在所示示例中，可以是任何合适的信号生成设备的参考信号发生器802接收或检测如前所述的逆变器输出电流iabc1和iabc2，以及分别由逆变器402和404驱动的马达的马达位置角θ1和θ2。基于这些输入，参考信号发生器802为逆变器中的每对开关生成参考信号806。示例性系统400包括具有三对开关的两个逆变器，因此总共有六个比较器800A至800F，各个比较器接收参考信号Va1、Vb1、Vc1、Va2、Vb2和Vc2中的对应参考信号作为输入。
在参考信号发生器802生成参考信号806的同时，载波信号发生器804生成两个载波信号808A和808B，其中两个信号彼此相差交错角θ，交错角θ是基于输入的逆变器的数量和正在实现的波形信号的类型计算得到的。第一载波信号808A被输入到第一逆变器402的比较器800A、800B和800C中，第二载波信号808B被输入到第二逆变器404的比较器800D、800E和800F中。
比较器800中的每一个随后将输入的参考信号806与输入的载波信号808进行比较，并且为每对开关输出开关控制信号810，使得该对开关中的一个开关按原样接收开关控制信号810并且该对中的另一开关在开关控制信号810经过对应的反相器逻辑门812之后接收反相信号，如图所示。随着逆变器数量的增加，比较器800的数量、由参考信号发生器802生成的不同参考信号的数量、以及由载波信号发生器804生成的不同载波信号的数量也会相应增加。应当理解，图8仅作为例示性示例示出，并且控制器的一些示例或实施方式可以包括适合于促进逆变器的关于所确定的交错角的同步控制的附加组件。
图9例示了由控制器407实现以生成如图8所示的开关控制信号810的示例性处理900。在步骤902中，控制器确定系统中操作的逆变器的数量以及要生成的载波信号的波形类型。在步骤904中，控制器基于在步骤902中确定的逆变器的数量和波形类型来计算交错角。例如，当波形类型为三角波形时，计算交错角θ使得θ＝(180/n)°，其中n为所确定的逆变器数量；另选地，当波形类型为锯齿波形时，计算交错角θ使得θ＝(360/n)°。然后，在步骤906中，控制器基于所确定的交错角，控制载波信号发生器为所确定数量的逆变器生成交错载波信号。因此，各个交错载波信号在被输入到比较器之前偏移了交错角，如本文所公开的。
在一些示例中，处理900还包括应用不连续PWM来为多个逆变器生成开关控制信号，并且在一些情况下当调制指数在预定范围内时应用连续PWM。调制指数的预定范围可以在例如0.3至0.9之间、0.4至0.9之间或者0.4至0.8之间，例如，如本文所阐述的。
本公开涉及具有多个逆变器的任何系统，其中各个逆变器与公共DC链路(因此，与公共DC电压源)联接以将来自DC链路的DC电压转换为马达-发电机(它可以是马达、发电机或两者)的AC电压。在一些示例中，各个逆变器联接到一个且仅一个马达-发电机，并且这些马达-发电机彼此独立地操作但通过在操作上调整逆变器的载波信号的公共控制器来同步。同步逆变器系统可用于诸如电动或混合动力车辆之类的车辆、诸如用于应急电源系统的备用发电机之类的发电机、以及涉及两个或更多个马达-发电机的任何其他电气应用。此外，控制器可以包括能够使用如上所述产生的开关控制信号来同步逆变器的任何合适的电子设备，例如微控制器、处理单元或计算设备，等等。
应当理解，上面的描述是例示性的，而不是限制性的。在阅读和理解以上描述后，许多其他实施方式对于本领域技术人员将变得明显。例如，可以设想的是，除了与一个实施方式相关联描述的特征之外或者作为与一个实施方式相关联描述的特征的替代，可选地采用与另一实施方式相关联描述的特征。因此，本公开的范围应参照所附权利要求以及此类权利要求所享有的等同物的全部范围来确定。

Claims (14)

1.一种逆变器系统，所述逆变器系统包括：
直流(DC)电压源，所述直流电压源与DC链路电联接；
多个逆变器，各个逆变器与所述DC链路电联接；
多个电机，各个电机与所述逆变器中的对应的一个逆变器电联接；以及
控制器，所述控制器与所述逆变器中的各个逆变器联接并且在操作上控制所述逆变器的载波信号，使得所述载波信号被同步并且以角度(θ)交错，所述角度是基于所述载波信号的波形类型和所述多个逆变器的数量确定的。
2.根据权利要求1所述的逆变器系统，其中，所述载波信号具有三角波形并且θ＝(180/n)°，其中n为逆变器的数量。
3.根据权利要求1所述的逆变器系统，其中，所述载波信号具有锯齿波形并且θ＝(360/n)°，其中n为逆变器的数量。
4.根据权利要求1至3中任一项所述的逆变器系统，其中，所述控制器被配置为应用不连续脉宽调制(PWM)以获得用于所述逆变器的开关控制信号。
5.根据权利要求4所述的逆变器系统，其中，所述控制器被配置为当调制指数在预定范围内时应用连续PWM。
6.根据权利要求5所述的逆变器系统，其中，所述预定范围在0.3至0.9之间、0.4至0.9之间或者0.4至0.8之间。
7.根据权利要求1至3中任一项所述的逆变器系统，其中，所述控制器被配置为应用连续PWM以获得用于所述逆变器的开关控制信号。
8.根据权利要求1至3中任一项所述的逆变器系统，其中，针对所述多个逆变器的载波信号具有相同的频率。
9.一种为多个逆变器生成多个载波信号的方法，所述方法包括：
确定所述多个逆变器的数量和所述多个载波信号的波形类型；
基于逆变器的所述数量和所述波形类型计算所述多个载波信号的交错角；以及
基于计算出的交错角，控制载波信号发生器为所述多个逆变器生成所述多个载波信号。
10.根据权利要求9所述的方法，其中，响应于确定所述波形类型是三角波形，所述交错角(θ)被计算为使得θ＝(180/n)°，其中n为所确定的逆变器的数量。
11.根据权利要求9所述的方法，其中，响应于确定所述波形类型是锯齿波形，所述交错角(θ)被计算为使得θ＝(360/n)°，其中n为所确定的逆变器的数量。
12.根据权利要求9至11中任一项所述的方法，所述方法还包括：应用不连续脉宽调制(PWM)以为所述多个逆变器生成开关控制信号。
13.根据权利要求12所述的方法，所述方法还包括：当调制指数在预定范围内时应用连续PWM。
14.根据权利要求13所述的方法，其中，所述预定范围在0.3至0.9之间、0.4至0.9之间或者0.4至0.8之间。
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