CN115833603A - 基于多相llc的直流变换器模型预测装置及控制方法 - Google Patents

Abstract

本发明提供一种基于多相LLC的直流变换器模型预测装置及控制方法，具体涉及直流变换器能量转换技术领域。所述装置包括两级变换器级联，输入端口共有S个，输出端口共有N个。前级由S个Buck电路并联组成，每个Buck电路都包含一个电感以及两个MOS管；后级由N相LLC谐振变换器组成，与前级Buck电路的输出端口相连。N相LLC谐振变换器的前桥采用半桥电路,包含两个MOS管、谐振电感、谐振电容和励磁电感。所述装置采用模型预测的控制方法，通过对下个周期输出电压进行预测来调节相关变量以达到维持输出电压的目的。本发明可接入多种电压等级，对直流变换器进行模型预测控制，可输出规定电压等级的电压，能够有效调节电压输出，能够满足多场景应用需求。

Description

基于多相LLC的直流变换器模型预测装置及控制方法

技术领域

本发明涉及直流变换器能量转换技术领域，尤其涉及一种基于多相LLC的直流变换器模型预测装置及控制方法。

背景技术

随着温室气体排放量的增加，“碳中和”目标的提出，DC/DC变换器的研究迫在眉睫。现如今，高效高频高功率密度成为电力电子变换器的发展趋势，DC/DC变换器在多种领域的需求逐渐增大，因此对DC/DC变换器提出了更高的要求。

然而，现有的DC/DC变换器及其控制方式仅能对单端口输入多端口输出，或多端口输入单端口输出进行调节，不能同时满足多端口输出多端口输入能量调节，无法满足多种电压等级的场景需求,且可承载的电流小，传输损耗大，成本较高。同时，实际中常常应用传统的PI控制，响应速度慢，存在着相位滞后的特点，难以应用在目前现有的DC/DC变换器上。

发明内容

本发明要解决的技术问题是针对上述现有技术的不足，提供一种基于多相LLC的直流变换器模型预测装置及控制方法，能够实现多电压等级的输出，解决动态响应慢的问题,提升电能输出质量，能应用于多种场合。

为解决上述技术问题，本发明所采取的技术方案是：

本发明提供一种基于多相LLC的直流变换器模型预测装置及控制方法，其装置构成如下：基于多相LLC的直流变换器由两级变换器级联组成，输入端口共有S个，分别为输入端口1，输入端口2，输入端口3……输入端口S；输出端口共有N个，分别为输出端口1，输出端口2，输出端口3……输出端口N。前级由S个Buck电路并联组成，分别命名Buck1，Buck2，……，BuckS，后级由多相LLC谐振变换器组成。

所述前级S个Buck电路共有S个输入端口，输入端独立，输入电压分别为V_in1，V_in2，V_in3，……V_inS，输出侧并联。每个Buck电路都包含电感L_S以及MOS管两个，Buck电路共同的输出端口0的输出电压为V _OUT0，输出电流i_OUT0，输出侧电容C_S1。

所述后级多相LLC谐振变换器，输入端口一个，与前级Buck电路的输出端口相连，多相LLC谐振变换器的正极与Buck电路的输出端口正极相连接，负极与Buck电路的输出端口负极相连接。多相LLC谐振变换器的前桥采用半桥电路,包含两个MOS管，谐振电感L_r，谐振电容C_r，励磁电感L_M。变压器采用矩阵变压器T，一次侧端口1个，次级侧端口N个，分别为N₁，N₂，N₃，……，N_N。多相LLC的后桥电路采用全波整流，输出端口N个，输出电压分别是V_OUT1，V_OUT2，V_OUT3，……，V_OUTN，输出电流分别是i_OUT1，i_OUT2，i_OUT3，……，i_OUTN。

基于多相LLC的直流变换器模型预测装置及控制方法，控制方法的主要步骤如下：

步骤1采用在一个周期内积分的方式对多相LLC的直流变换器连续时间状态方程进行离散，得到平均状态空间模型；

其中，L_S1表示Buck1中的电感,L_S2表示Buck2中的电感，以此类推L_SS表示BuckS中的电感；k是开关周期，i_L1(k)是指第k个开关周期时流经Buck1中电感L_S1的电流值，i_LS(k)是指第k个开关周期内流经BuckS中电感L_SS的电流值；C_S1是Buck电路最终的输出端口0的电容，L_r、C_r分别是后级多相LLC谐振变换器的谐振电感和谐振电容；V_OUTN(k+1)是指k+1个周期时输出端口N的输出电压；K₁，K₂,……,K_N代表矩阵变压器的变比；i_OUTN(k)是指第k个开关周期的第N个输出端口的输出电流值；T_S是开关周期。

步骤2对输入电压V_in1，V_in2，V_in3，……V_inS、输出电压V_OUT0，V_OUT1，V_OUT2，……，V_OUTN，输出电流i_OUT0，i_OUT1，i_OUT2，……，i_OUTN进行滤波并采样，得到基于当前开关周期对下个周期的预测值；采样将采用霍尔元件进行采样，采样电阻的大小与所采电压等级相关；滤波方法采用卡尔曼滤波法进行滤波。

步骤3采用闭环控制结构，根据基于当前开关周期对下个周期的预测值及输入输出值，得到前级MOS管的最优占空比；

步骤3.1第k+1个开关周期前级Buck电路共同的输出电压参考值V_OUT0ref(k+1)为：

K_S表示补偿系数；i_OUT0(k)是指第k个周期时前级Buck电路共同的输出端口的输出电流。

步骤3.2根据步骤3.1所得的V_OUT0ref(k+1)与步骤2中卡尔曼滤波所得到的采样值经计算可得到占空比d：

其中，V_OUT0(k+1)表示第k+1个开关周期前级Buck电路共同的输出端口的输出电压，K_I是修正参考电压的积分系数；V_OUT0ref(k+1)为在k+1个周期时的给定参考值；V_inS(k)表示第k个开关周期内输入端口S的输入电压；σ表示为不同偏差结果下乘积系数。

步骤3.3根据步骤3.2得到最优占空比：

其中，求解得到的最优占空比是指前级Buck电路中与输入端口直接相连的MOS管的占空比，另一MOS管与该MOS管互补导通。

步骤4采用闭环控制结构，根据当前模型预测值及当前周期的输入输出值，得到后级LLC多相谐振变换器初级侧的开关频率；

步骤4.1输出端口1，输出端口2，……，输出端口N的参考值在第k+1个周期可被表示为：

步骤4.2以输出端口1的输出电压V_OUT1的为参考，可以得到后级多相LLC谐振变换器初级侧的开关频率f_s：

K_D是状态系数。

其中，后级多相LLC谐振变换器初级侧的两个开关管占空比各为50％，并且互补导通。

步骤5采用闭环控制结构，根据后级多相LLC谐振变换器初级侧的开关频率及当前周期的输入输出值，得到后级多相LLC谐振变换器次级侧的同步整流导通时间。

步骤5.1根据步骤4.1得到参考值在k+1个周期的表达式及采样电压值，得到输出端口1，输出端口2，……，输出端口N同步整流导通时间T₁……T_N：

步骤5.2根据步骤5.1化简得到同步整流导通时间：

其中，根据步骤5.2得到的同步整流导通时间T₁是与矩阵变压器T二次级侧第一端口正极相连的MOS管的导通时间，MOS管的开关频率与步骤4所求的开关频率相同，与矩阵变压器T次级侧第一端口负极相连的MOS管互补导通。T₂,……，T_N，以此类推。

采用上述技术方案所产生的有益效果在于：本发明提供的通过整合多种电压能够输出不同等级的电压，规范了输出电压等级，采用矩阵变压器设计，减小成本，能够在多种场景中应用。本发明优化了多端口输入多端口输出的平均状态空间模型，降低了误差，提高了控制精度，克服了传统PI控制结构对系统带宽的限制，提高了系统的抗干扰能力和动态响应速度。

附图说明

图1为本发明实施例的拓扑图；

图2为本发明的控制流程图。

具体实施方式

下面结合附图和实施例，对本发明的具体实施方式作进一步详细描述。以下实施例用于说明本发明，但不用来限制本发明的范围。

本实施例应用一个四相两级LLC直流变换器，其中，前级由四个Buck电路并联，后级为半桥LLC四相输出，采取四相输出矩阵变压器，具体拓扑结构如图1所示。相关电器参数设置如下：Buck1电感20uh，Buck2电感35uh，Buck3电感取值24uh，Buck4电感取值37uh，开关频率均为100kHz。LLC谐振电感设置为100uh，谐振电容25nf，矩阵变压器变比为：8：1：1：2：2：4：4：6：6。

图2为本发明提出的基于多相LLC的直流变换器的模型预测装置控制框图，其中包括三重闭环控制来控制直流变换器变量。本实施例主要步骤如下：

步骤1采用在一个周期内积分的方式对多相LLC的直流变换器连续时间状态方程进行离散，得到平均状态空间模型；

其中，L_S1表示Buck1中的电感,L_S2表示Buck2中的电感，以此类推L_SS表示BuckS中的电感；k是开关周期，i_L1(k)是指第k个开关周期时流经Buck1中电感L_S1的电流值，i_LS(k)是指第k个开关周期内流经BuckS中电感L_SS的电流值；C_S1是Buck电路最终的输出端口0的电容，L_r、C_r分别是后级多相LLC谐振变换器的谐振电感和谐振电容；V_OUTN(k+1)是指k+1个周期时输出端口N的输出电压；K₁，K₂,……,K_N代表矩阵变压器的变比；i_OUTN(k)是指第k个开关周期的第N个输出端口的输出电流值；T_S是开关周期。

步骤2对输入电压V_in1，V_in2，V_in3，……V_inS、输出电压V_OUT0，V_OUT1，V_OUT2，……，V_OUTN，输出电流i_OUT0，i_OUT1，i_OUT2，……，i_OUTN进行滤波并采样，得到基于当前开关周期对下个周期的预测值；采样将采用霍尔元件进行采样，采样电阻的大小与所采电压等级相关；滤波方法采用卡尔曼滤波法进行滤波。

步骤3采用闭环控制结构，根据基于当前开关周期对下个周期的预测值及输入输出值，得到前级MOS管的最优占空比；

步骤3.1第k+1个开关周期前级Buck电路共同的输出电压参考值V_OUT0ref(k+1)为：

K_S表示补偿系数；i_OUT0(k)是指第k个周期时前级Buck电路共同的输出端口的输出电流。

步骤3.2根据步骤3.1所得的V_OUT0ref(k+1)与步骤2中卡尔曼滤波所得到的采样值经计算可得到占空比d：

其中，V_OUT0(k+1)表示第k+1个开关周期前级Buck电路共同的输出端口的输出电压，K_I是修正参考电压的积分系数；V_OUT0ref(k+1)为在k+1个周期时的给定参考值；V_inS(k)表示第k个开关周期内输入端口S的输入电压；σ表示为不同偏差结果下乘积系数。

步骤3.3根据步骤3.2得到最优占空比：

V_inS(k)表示第k个开关周期内输入端口S的输入电压。其中，求解得到的最优占空比是指前级Buck电路中与输入端口直接相连的MOS管的占空比，另一MOS管与该MOS管互补导通。

其中，求解得到的最优占空比是指前级Buck电路中与输入端口直接相连的MOS管的占空比，另一MOS管与该MOS管互补导通。根据以上步骤计算，最终得到：Buck1中与输入端口直接相连的MOS管的占空比为0.454，Buck2中与输入端口直接相连的MOS管的占空比为0.376，Buck3中与输入端口直接相连的MOS管的占空比为0.492，Buck4中与输入端口直接相连的MOS管的占空比为0.673。V_out0为80V。

步骤4采用闭环控制结构，根据当前模型预测值及当前周期的输入输出值，得到后级LLC多相谐振变换器初级侧的开关频率；

步骤4.1输出端口1，输出端口2，……，输出端口N的参考值在第k+1个周期可被表示为：

步骤4.2以输出端口1的输出电压V_OUT1的为参考，可以得到后级多相LLC谐振变换器初级侧的开关频率f_s：

K_D是状态系数。

其中，后级多相LLC谐振变换器初级侧的两个开关管占空比各为50％，并且互补导通。经计算，输出电压稳定时，后级多相LLC谐振变换器初级侧的两个开关管开关频率为102K。

步骤5采用闭环控制结构，根据后级多相LLC谐振变换器初级侧的开关频率及当前周期的输入输出值，得到后级多相LLC谐振变换器次级侧的同步整流导通时间。

步骤5.1根据步骤4.1得到参考值在k+1个周期的表达式及采样电压值，得到输出端口1，输出端口2，……，输出端口N同步整流导通时间T₁……T_N：

步骤5.2根据步骤5.1化简得到同步整流导通时间：

其中，根据步骤5.2得到的同步整流导通时间T₁是与矩阵变压器T二次级侧第一端口正极相连的MOS管的导通时间，MOS管的开关频率与步骤4所求的开关频率相同，与矩阵变压器T次级侧第一端口负极相连的MOS管互补导通。T₂,……，T_N，以此类推。输出端口1的输出电压V_OUT1是10V,输出端口2的输出电压V_OUT2是20V,输出端口3的输出电压V_OUT3是40V,输出端口4的输出电压V_OUT4是60V。

最后应说明的是：以上各实施例仅用以说明本发明的技术方案，而非对其限制；尽管参照前述各实施例对本发明进行了详细的说明，本领域的普通技术人员应当理解：其依然可以对前述各实施例所记载的技术方案进行修改，或者对其中部分或者全部技术特征进行等同替换；而这些修改或者替换，并不使相应技术方案的本质脱离本发明权利要求所限定的范围。

Claims (7)

1.一种基于多相LLC的直流变换器模型预测装置，其特征在于，装置构成如下：由两级变换器级联组成，输入端口共有S个，分别为输入端口1，输入端口2，输入端口3……输入端口S；输出端口共有N个，分别为输出端口1，输出端口2，输出端口3……输出端口N；前级由S个Buck电路并联组成，分别命名Buck1，Buck2，……，BuckS，后级由多相LLC谐振变换器组成；

所述前级S个Buck电路共有S个输入端口，输入端独立，输入电压分别为V_in1，V_in2，V_in3，……V_inS，输出侧并联；每个Buck电路都包含电感L_S以及MOS管两个，Buck电路共同的输出端口0的输出电压为V _OUT0，输出电流i_OUT0，输出侧电容C_S1；

所述后级多相LLC谐振变换器，输入端口一个，与前级Buck电路的输出端口相连，多相LLC谐振变换器的正极与Buck电路的输出端口正极相连接，负极与Buck电路的输出端口负极相连接；多相LLC谐振变换器的前桥采用半桥电路,包含两个MOS管，谐振电感L_r，谐振电容C_r，励磁电感L_M；变压器采用矩阵变压器T，一次侧端口1个，次级侧端口N个，分别为N₁，N₂，N₃，……，N_N；多相LLC的后桥电路采用全波整流，输出端口N个，输出电压分别是V_OUT1，V_OUT2，V_OUT3，……，V_OUTN，输出电流分别是i_OUT1，i_OUT2，i_OUT3，……，i_OUTN。

2.一种基于多相LLC的直流变换器模型预测控制方法，其特征在于，所述方法包括以下步骤：

步骤1采用在一个周期内积分的方式对多相LLC的直流变换器连续时间状态方程进行离散，得到平均状态空间模型；

步骤2对输入电压V_in1，V_in2，V_in3，……V_inS、输出电压V_OUT0，V_OUT1，V_OUT2，……，V_OUTN，输出电流i_OUT0，i_OUT1，i_OUT2，……，i_OUTN进行滤波并采样，得到基于当前开关周期对下个周期的预测值；采样将采用霍尔元件进行采样，采样电阻的大小与所采电压等级相关；滤波方法采用卡尔曼滤波法进行滤波；

步骤3采用闭环控制结构，根据基于当前开关周期对下个周期的预测值及输入输出值，得到前级MOS管的最优占空比；

步骤4采用闭环控制结构，根据当前模型预测值及当前周期的输入输出值，得到后级LLC多相谐振变换器初级侧的开关频率；

步骤5采用闭环控制结构，根据后级多相LLC谐振变换器初级侧的开关频率及当前周期的输入输出值，得到后级多相LLC谐振变换器次级侧的同步整流导通时间。

3.根据权利要求2所述的一种基于多相LLC的直流变换器模型预测控制方法，其特征在于，所述方法的步骤1中得到的离散数学模型：

其中，L_S1表示Buck1中的电感,L_S2表示Buck2中的电感，以此类推L_SS表示BuckS中的电感；k是开关周期，i_L1(k)是指第k个开关周期时流经Buck1中电感L_S1的电流值，i_LS(k)是指第k个开关周期内流经BuckS中电感L_SS的电流值；C_S1是Buck电路最终的输出端口0的电容，L_r、C_r分别是后级多相LLC谐振变换器的谐振电感和谐振电容；V_OUTN(k+1)是指k+1个周期时输出端口N的输出电压；K₁，K₂,……,K_N代表矩阵变压器的变比；i_OUTN(k)是指第k个开关周期的第N个输出端口的输出电流值；T_S是开关周期。

4.根据权利要求2所述的一种基于多相LLC的直流变换器模型预测控制方法，其特征在于，所述步骤3具体包括以下步骤：

步骤3.1第k+1个开关周期前级Buck电路共同的输出电压参考值V_OUT0ref(k+1)为：

K_S表示补偿系数；i_OUT0(k)是指第k个周期时前级Buck电路共同的输出端口的输出电流；

步骤3.2根据步骤3.1所得的V_OUT0ref(k+1)与步骤2中卡尔曼滤波所得到的采样值经计算可得到占空比d：

其中，V_OUT0(k+1)表示第k+1个开关周期前级Buck电路共同的输出端口的输出电压，K_I是修正参考电压的积分系数；V_OUT0ref(k+1)为在k+1个周期时的给定参考值；V_inS(k)表示第k个开关周期内输入端口S的输入电压；σ表示为不同偏差结果下乘积系数；

步骤3.3根据步骤3.2得到最优占空比：

其中，求解得到的最优占空比是指前级Buck电路中与输入端口直接相连的MOS管的占空比，另一MOS管与该MOS管互补导通。

5.根据权利要求2所述的一种基于多相LLC的直流变换器模型预测控制方法，其特征在于，所述步骤4具体包括以下步骤：

步骤4.1输出端口1，输出端口2，……，输出端口N的参考值在第k+1个周期可被表示为：

步骤4.2以输出端口1的输出电压V_OUT1的为参考，可以得到后级多相LLC谐振变换器初级侧的开关频率f_s：

K_D是状态系数；

其中，后级多相LLC谐振变换器初级侧的两个开关管占空比各为50％，并且互补导通。

6.根据权利要求2所述的一种基于多相LLC的直流变换器模型预测控制方法，其特征在于，所述步骤5具体包括以下步骤：

步骤5.1根据步骤4.1得到参考值在k+1个周期的表达式及采样电压值，得到输出端口1，输出端口2，……，输出端口N同步整流导通时间T₁……T_N：

步骤5.2根据步骤5.1化简得到同步整流导通时间：

其中，根据步骤5.2得到的同步整流导通时间T₁是与矩阵变压器T二次级侧第一端口正极相连的MOS管的导通时间，MOS管的开关频率与步骤4所求的开关频率相同，与矩阵变压器T次级侧第一端口负极相连的MOS管互补导通，T₂,……，T_N，以此类推。

7.根据权利要求4所述的一种基于多相LLC的直流变换器模型预测控制方法，其特征在于，不同偏差结果下乘积系数σ，可以表示为：

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