CN115459567B - 一种三电平脉宽调制优化方法及装置 - Google Patents

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Abstract

本发明公开了一种三电平脉宽调制优化方法及装置，该方法包括以下步骤：步骤1、将开关角和最小脉宽作为约束条件，确定包含基波和各次受控谐波的脉宽调制表达式；步骤2、以负载电流最小化输出为目标对脉宽调制表达式进行优化，获取优化后的调制度和开关角关系；步骤3、根据优化后的调制度和开关角关系获取当前调制度对应的开关角，根据开关角生成优化后的PWM脉冲。本发明公开的三电平脉宽调制优化方法及装置，解决了SHEPWM虽然消除了指定次电压谐波，但是负载电流谐波含量依然较大的问题，提高了负载电流的谐波性能。

Description

一种三电平脉宽调制优化方法及装置
技术领域
本发明涉及电机控制领域，特别是指一种三电平脉宽调制优化方法。
背景技术
三电平变换器具有输出电能质量好、输出电压高、功率器件耐压低和等效开关频率高的优点，在中高压大功率电力传动领域中得到了广泛应用，而三电平脉宽调制技术是三电平变换器研究领域的核心问题之一。
目前，针对逆变器输出谐波进行优化的调制方法有同步SVPWM、SHEPWM和CHMPWM。其中同步SVPWM没有对输出的电压和电流谐波进行优化；SHEPWM能够消除指定次的电压谐波，但是没有考虑负载特性，负载电流谐波依然较大；CHMPWM虽然使负载电流谐波达到了最小，但是没有针对特定次谐波进行消除的能力。
针对一些需要消除特定次谐波的场合，使用SHEPWM虽然能够满足要求，但是较大的负载电流谐波依然带来很大的系统损耗。因此有必要对三电平的脉宽调制过程进行优化，使其在消除指定次电压谐波的同时，又能够使负载电流谐波达到最小。
发明内容
为了克服上述问题，本发明人进行了深入研究，设计出一种三电平脉宽调制优化方法，在消除指定次电压谐波的同时，又使负载电流的谐波达到最小，优化了三电平脉宽调制的谐波性能，降低了谐波损耗。
一种三电平脉宽调制优化方法，包括以下步骤：
步骤1、将开关角和最小脉宽作为约束条件，确定包含基波和各次受控谐波的脉宽调制表达式；
步骤2、以负载电流最小化输出为目标对脉宽调制表达式进行优化，获取优化后的调制度开关角关系；
步骤3、根据优化后的调制度开关角关系获取当前调制度对应的开关角，根据开关角生成优化后的PWM脉冲。
优选地，在步骤1中，以逆变器工作在方波工况时输出的基波电压幅值为基准，确定调制度表达式，
所述以逆变器工作在方波工况时输出的基波电压幅值为基准获得的调制度可以表示为：
其中，表示参考电压矢量幅值，/>表示直流母线电压。
优选地，所述包含基波和各次受控谐波的脉宽调制表达式为:
其中，表示以逆变器工作在方波工况时输出的基波电压幅值为基准获得的调制度，/>表示开关角个数，/>表示不同的开关角序号，/>表示第/>个开关角，/>表示受控谐波的次数。
优选地，对脉宽调制表达式的开关角约束表示为：
对脉宽调制表达式的最小脉宽约束表示为：
其中，为电机当前运行的定子基波频率，/>表示最小脉宽时间。
优选地，在步骤2中，所述优化可以通过优化模型表示：
其中，为第/>次电压谐波下负载阻抗，/>表示受控电压谐波的次数，表示为，/>表示电机定子电阻，/>表示电机定子基波角频率，/>表示电机定子电感，/>表示基波影响下的负载阻抗，/>表示参考电压矢量幅值（即基波电压幅值），/>表示第/>次电压谐波幅值大小；/>表示负载电流谐波畸变率。
优选地，获取优化后开关角的过程包括以下子步骤：
子步骤21、将调制度划分为多个区间，在每个区间内随机赋予优化模型初值并多次求解，获得在每个区间内优化模型的初解；
子步骤22、将调制度划分为实际需要的区间，将初解作为区间内优化模型的初值，获得每个区间内优化模型的最终值，该最终值即为优化后的开关角。
优选地，在步骤3中，在使用当前开关角生成PWM脉冲前，还对开关角进行补偿，补偿大小为
其中，为电机当前运行的定子基波频率，/>为死区时间。
优选地，补偿后的开关角为：
补偿后的开关角为：
其中，为单相电压相角，k1表示开关角序号为奇数，k2表示开关角序号为偶数，均为正整数。
本发明另一方面，还提出了一种三电平脉宽调制优化电力电子装置，具有控制器和驱动器，
所述的控制器按照上述实施方式之一所述三电平优化方法生成PWM脉冲；
驱动器将控制器生成的PWM脉冲进行功率放大，驱动逆变器。
本发明所具有的有益效果包括：
（1）本发明提供的三电平脉宽调制优化方法，能够在消除特定次谐波的同时，优化输出电流谐波，使负载的总电流谐波达到最小，改善了逆变器的输出谐波性能；
（2）本发明提供的三电平脉宽调制优化方法，在求解优化模型过程中，随机初值赋予优化模型多次求解得到初解，重新划分求解区间后将初解再次赋予优化模型得到最终值，解算过程减小了计算量，并提高了解算精度；
（3）本发明提供的三电平脉宽调制优化方法，负载电流最小化输出中对最小脉宽的限制不会影响三电平脉宽调制最终的谐波特性；
（4）本发明提供的三电平脉宽调制优化方法中使用的死区补偿方法，是依据当前参考的运行频率计算得到开关角的修正量，能够在频率变化过程中对开关角进行动态补偿，从而精确补偿死区。
附图说明
图1为本发明实施方式的流程图；
图2为根据本发明一个优选实施方式中脉宽调制优化方法中相电压波形示意图；
图3为本发明实施例1中优化后得到的三电平5脉冲开关角随调制度分布曲线；
图4为本发明实施例与对比例中的三电平5脉冲加权总谐波畸变率随调制度分布曲线；
图5为根据本发明一个优选实施方式中对开关角进行死区补偿的示意图；
图6为本发明实施例1中的相电流FFT分析；
图7为本发明对比例1中的相电流FFT分析；
图8为本发明对比例2中的相电流FFT分析。
具体实施方式
下面通过附图和实施例对本发明进一步详细说明。通过这些说明，本发明的特点和优点将变得更为清楚明确。
在这里专用的词“示例性”意为“用作例子、实施例或说明性”。这里作为“示例性”所说明的任何实施例不必解释为优于或好于其它实施例。尽管在附图中示出了实施例的各种方面，但是除非特别指出，不必按比例绘制附图。
本发明提供了一种三电平脉宽调制优化方法，包括以下步骤，如图1所示：
步骤1、将开关角和最小脉宽作为约束条件，确定包含基波和各次受控谐波的脉宽调制表达式；
步骤2、以负载电流最小化输出为目标对脉宽调制表达式进行优化，获取优化后的调制度和开关角关系；
步骤3、根据优化后的调制度和开关角关系获取当前调制度对应的开关角，根据开关角生成优化后的PWM脉冲。
根据本发明，在步骤1中，以逆变器工作在方波工况时输出的基波电压幅值为基准，确定调制度表达式。
所述以逆变器工作在方波工况时输出的基波电压幅值为基准获得的调制度可以表示为：
（一）
其中，表示参考电压矢量幅值，/>表示直流母线电压。
根据本发明，若实际使用的调制度计算方式与本发明所述方式不一致，需要将其换算为本发明所使用的调制度，以便于后续优化的实施。
优选地，所述包含基波和受控谐波的脉宽调制表达式可以表示为:
（二）
其中，表示以逆变器工作在方波工况时输出的基波电压幅值为基准获得的调制度，/>表示开关角个数，/>表示不同的开关角序号，/>表示第/>个开关角，/>表示受控谐波的次数。
上述脉宽调制表达式是根据相电压波形进行傅里叶级数展开后获得，该脉宽调制表达式充分考虑了相电压满足半波奇对称和四分之一周期偶对称，消除了相电压中的偶次谐波和余弦分量。
具体地，三电平脉宽优化调制的相电压波形如图2所示，将其进行傅里叶级数展开：
（三）
式中，
（三）
其中，表示a相电压，/>表示直流分量，/>为第/>次谐波正弦项系数，/>为第/>次谐波余弦项系数
相电压满足半波奇对称和四分之一周期偶对称时，傅里叶级数中不含有偶次谐波和余弦分量，进一步得到：
（四）
其中，表示直流母线电压，/>为基波和各次受控谐波正弦相系数，其绝对值大小等于基波和各次受控电压谐波的幅值，进一步得到基波和各次受控谐波的调制度大小为：
（五）
其中，为基波和各次受控谐波的调制度大小。
根据式（四）及（五）即可获得所述脉宽调制的表达式。
进一步地，在步骤1中，对脉宽调制表示式的开关角约束表示为：
（六）
对脉宽调制表达式的最小脉宽约束表示为：
（七）
其中，为电机当前运行的定子基波频率，/>表示最小脉宽时间，该值由开关器件的特性决定。
对于大功率传动系统，传统谐波优化的脉宽调制方法在获取开关角时并未考虑最小脉宽因素，通过检测输出PWM的占空比，修改占空比对最小脉宽进行限制，这在同步调制中会导致电压的直接损失和脉冲数减少，引起输出电压和电流谐波增加，影响系统性能。
而本发明所述的脉宽调制优化方法，将最小脉宽限制作为开关角计算的约束条件，得到的PWM脉冲序列满足最小脉宽约束，因此解决了传统修改占空比方法带来的电压损失和脉冲数减少问题，同时不会引起输出电压和电流谐波增加。
在步骤2中，以负载电流最小化为目标构造脉宽调制的优化函数，求解脉宽调制优化函数获得调制度与开关角对应关系。
传统的SHEPWM只考虑消除指定次的电压谐波，并没有考虑负载电流特性，发明人经过研究发现三电平SHEPWM在消除指定次谐波的同时，其开关角具有多种可能的解，不同的解所对应的输出谐波含量均有所不同。
为使对负载影响较大的电流谐波达到最小，对脉宽调制表达式进行改进，优化了负载电流总谐波失真（THDi），从而获得考虑负载电流影响的三电平脉宽优化调制方法。
具体地，所述优化可以通过优化模型表示：
（八）
其中，为n次谐波下负载阻抗，/>表示负载电流谐波畸变率。
进一步地，负载阻抗可表示为：
（九）
其中，为第n次谐波下负载阻抗，/>表示电机定子电阻，/>表示电机定子基波角频率，/>表示电机定子电感。
上式可表示多数阻感性负载，并且当频率较高时，可以忽略较小的电阻/>，这在电机控制过程中可以简化计算过程。
本发明提出的上述优化模型，兼顾了SHEPWM和CHMPWM两种不同调制方法的优势，区别于传统的三电平SHEPWM，针对负载电流进行优化后的三电平脉宽调制方法，具有更小的输出电流谐波；区别于传统的三电平CHMPWM，优化后的三电平脉宽调制方法在继承CHMPWM电流谐波最小特性的同时，又具有控制和消除指定次谐波的能力。
进一步地，本发明提出的优化模型为非线性模型，区别于传统的三电平SHEPWM模型组，由于加入了负载电流最小优化条件，使得其开关角随调制度分布为分段且跳变的。
以三电平5脉冲优化脉宽调制为例进行分析，5脉冲消除了指定的5、7、11和13次谐波，假定最大运行频率为50Hz，最小脉宽/>限制在4us，可以得到优化模型为：
（十）
在电机控制过程中，由于电机定子电阻在高速时远小于/>，可以忽略定子电阻，最终得到的优化目标函数为一个无穷级数，随着谐波次数的增加，谐波幅值会逐渐降低，因此只计算有限次谐波即可满足要求，这里谐波计算到3000次：
（十一）
得到的三电平5脉冲脉宽调制优化模型，具有5个未知数，能够消除5、7、11和13次谐波，同时能够以最小化负载电流为目标，得到满足要求的最优开关序列。
在一个优选的实施方式中，采用牛顿迭代法对优化模型进行求解计算，进而获得优化后的调制度和开关角关系，
子步骤21、将调制度划分为多个区间，在每个区间内随机赋予优化模型初值并多次求解，获得在每个区间内优化模型的初解；
子步骤22、将调制度划分为实际需要的区间，将初解作为区间内优化模型的初值，获得每个调制度区间内优化模型的最终值，该最终值即为优化后的开关角。
在子步骤21中，所述多个区间优选少于实际需要的区间数，随机赋予初值并多次循环子步骤21获得所需要的初值，例如，当实际需要的区间数为1000时，子步骤21中可以将调制度划分为100个区间；随机赋予初值多次循环子步骤21获得100个初解，将这100个初解作为子步骤22中区间内优化模型的初值，进而获得子步骤22中每个调制区间内优化模型的最终值，该最终值即为优化后的开关角，由于每个调制度区间对应一个优化后的开关角，即获得最终优化后的调制度和开关角关系。
在本发明中，通过上述两个子步骤进行求解，通过设置随机初值求解得到初解，将初解作为初值再次求解得到模型的最终精确解，相对于其它方法，该方法求解过程减小了计算量，计算时能够更快收敛得到开关角，并提高了计算精度和速度。
例如5脉冲脉宽优化中，采用上述方法，最终计算得到的三电平5脉冲脉宽优化调制的开关角和调制度关系如图3所示，其最大调制深度能够达到0.918。进一步地，根据本发明上述方法获得的开关角具有更小的负载电流谐波，同时能够消除指定次的电压谐波，使用加权总谐波畸变（WTHD）来评价优化脉宽调制方法的谐波性能，其三电平5脉冲优化脉宽调制的WTHD随调制度分布曲线如图4所示，其中虚线为传统的SHEPWM和CHMPWM调制方法的WTHD分布曲线，实线为本发明所述三电平脉宽调制优化方法的WTHD分布曲线，可以看到本发明优化后的三电平脉宽调制方法在消除指定次谐波的同时，输出具有更低的电流谐波畸变率，其中加权总谐波畸变（WTHD）是一种评价PWM的常用指标，可参见《电力电子变换器PWM技术原理与实践》人民邮电出版社,2010.02。
本发明人还发现，在本发明中，以负载电流最小化输出为目标对脉宽调制表达式进行优化，能够完全消除指定次的电压谐波。
进一步地，若在实际工况中不需要完全消除某次电压谐波，只需要将其限制在允许的范围内时，可通过修改调制度大小实现。例如需要将5次谐波限制在基波电压的4%以内时，只需要将脉宽调制表达式中第二个式子修改为：
（十二）
然后对优化后的脉宽调制表达式求解即可获得优化后的开关角。
在步骤3中，获取当前参考电压矢量对应的调制度大小，并依据优化后的调制度和开关角关系，获取该调制度对应的开关角，进而根据开关角生成PWM脉冲。
其中，获取当前参考电压矢量对应的调制度大小，以及根据开关角生成PWM脉冲的方法属于本领域常用技术手段，在此不做赘述。
进一步地，发明人发现，若采用传统的方法，使用当前开关角直接生成PWM脉冲，由于死区的存在，实际输出的相电压波形将会产生不对称，同时造成部分电压损失，导致输出电压谐波含量增加，负载电流波形产生畸变，无法完全发挥三电平脉宽调制方法的优化效果。
本发明在生成PWM脉冲之前，还对开关角进行补偿，补偿大小为：
（十三）
其中，为电机当前运行的定子基波频率，/>为实际的死区时间，死区时间根据开关管的开通和关断时间而定。
补偿后的开关角在消除指定次电压和电流谐波的同时，又使逆变器输出的总电流谐波达到了最小，进一步提高了输出的电流谐波性能。
以参考电压矢量角位于/>为例，开关角/>，死区时间/>所对应的开关角补偿大小为/>，图5中为I型三电平拓扑结构的单相桥臂的4个开关管在一个开关周期内的PWM波形图，其中T1和T3开关管的脉冲互补，T2和T4开关管的脉冲互补。实际的死区生成是对PWM的上升沿延时一个死区时间/>实现，死区会造成PWM输出波形不对称，负载电流谐波含量增加。
未进行死区补偿时，开关管T1的实际开通时刻为，关断时刻为/>，同理开关管T3的实际关断时刻为/>，开通时刻为/>。
若此时对开关角进行补偿，使开关管T1和T3提前一个死区时间进行开通，即将开关角/>修正为/>。补偿后开关管T1的实际开通时刻为/>，关断时刻为/>，开关管T3的电压脉冲通过T1取反得到。
将死区补偿过程中的开关角修正大小进行归纳，最终补偿后的三电平脉宽优化调制方法的开关角为：
（十四）
其中，为单相电压相角，k1表示开关角序号为奇数，k2表示开关角序号为偶数，均为正整数。
采用经过补偿后的开关角生成12路PWM，生成的PWM能够消除或限制特定次电压谐波，并兼顾输出负载电流谐波最小的特点，优化了三电平脉宽调制的电压脉冲，减小了负载电流畸变率。
本发明还提供了一种采用所述三电平脉宽调制优化方法的电力电子装置，具有控制器和驱动器。
所述控制器优选为DSP控制器，能够按照上述三电平优化方法之一生成PWM脉冲。
所述驱动器将控制器生成的PWM脉冲进行功率放大，进而驱动逆变器。
优选地，所述驱动器为具有故障保护功能的驱动器，在系统发生故障时，驱动器实现硬件快速封波。
实施例
实施例1
进行三电平5脉冲的脉宽调制优化，需要消除指定的5、7、11、13次电压谐波，优化步骤包括：
步骤1、将开关角和最小脉宽作为约束条件，确定包含基波和各次受控谐波的脉宽调制表达式；
步骤2、以负载电流最小化输出为目标对脉宽调制表达式进行优化，获取优化后的调制度和开关角关系；
步骤3、根据优化后的调制度和开关角关系获取当前调制度对应的开关角，根据开关角生成优化后的PWM脉冲。
在步骤1中，以逆变器工作在方波工况时输出的基波电压幅值为基准，确定调制度，
所述以逆变器工作在方波工况时输出的基波电压幅值为基准，获得的调制度可以表示为：
所述脉宽调制表达式表示为:
其中，表示以逆变器工作在方波工况时输出的基波电压幅值为基准获得的调制度，/>表示开关角个数，/>表示脉宽调制谐波的不同次数，/>表示不同的开关角序号，/>表示第/>个开关角。
对脉宽调制表达式的开关角约束表示为：
对脉宽调制表达式的最小脉宽约束表示为：
其中，为电机当前运行频率，最小脉宽/>为4us。
在步骤2中，所述优化可以通过优化模型表示：
其中，为n次谐波下负载阻抗，表示为/>，
获取优化后开关角的过程包括以下子步骤：
子步骤21、将调制度划分为多个区间，在每个区间内随机赋予优化模型初值并多次求解，计算得到在每个区间内优化模型的初解；
子步骤22、将调制度划分为实际需要的区间，将初解作为区间内优化模型的初值，求解得到最终解。
最终得到优化后的5脉冲开关角和调制度关系如图3所示，开关角在调制度为0.489时发生1次跳变，其最大调制深度为0.918。
得到的5脉冲在整个调制度范围内的WTHD如图4所示，实线表示为发明脉宽调制优化方法的负载电流总谐波特性，虚线为未优化时的负载电流总谐波特性，可以看出其负载电流谐波畸变率介于传统的SHEPWM和CHMPWM之间，发挥了SHEPWM消除特定谐波的优势，又同时具有CHMPWM的优点。
在步骤3中，在使用当前开关角生成PWM脉冲前，还对开关角进行补偿，补偿大小为
其中，死区时间为4us，为电机当前运行频率，
补偿后的开关角为：
。
采用优化后的PWM脉冲驱动逆变器，进而驱动负载，电机负载的电流FFT分析如图6所示，可以看出异步电机空载情况下5、7、11、13次电流谐波为0， THDi为33.19%。
对比例1
采用传统的SHEPWM方法进行三电平5脉冲的脉宽调制，与实施例1相同，需要消除指定的5、7、11、13次电压谐波，电机额定频率为50Hz，SHEPWM运行时的最小脉宽时间为4us。
其中，SHEPWM方法参见文章：张艳莉,费万民,吕征宇,姚文熙.三电平逆变器SHEPWM方法及其应用研究[J].电工技术学报,2004(01):16-20+54.DOI:10.19595/j.cnki.1000-6753.tces. 2004.01.005.
与传统的SHEPWM方法不同的是，在对比例1中还对死区进行了补偿，补偿方式与实施例1相同，使用获得的PWM脉冲驱动逆变器，进而驱动负载，获得电机负载的电流FFT分析如图7所示，异步电机空载情况下5、7、11、13次电流谐波为0， THDi为51.02%。
得到的5脉冲在整个调制度范围内的WTHD如图4中虚线所示，其未对负载电流进行优化。
对比例2
采用传统的CHMPWM方法进行三电平5脉冲的脉宽调制，与实施例1相同，需要消除指定的5、7、11、13次电压谐波，电机额定频率为50Hz，SHEPWM运行时的最小脉宽时间为4us。
其中，CHMPWM方法参见文章：周明磊,游小杰,王琛琛,王剑,李强.电流谐波最小PWM开关角的计算及谐波特性分析[J].中国电机工程学报,2014,34(15):2362-2370.DOI:10.13334/j.0258-8013.pcsee.2014.15.005.
与传统的SHEPWM方法不同的是，在对比例2中还对死区进行了补偿，补偿方式与实施例1相同，使用获得的PWM脉冲驱动逆变器，进而驱动负载，获得电机负载的电流FFT分析如图8所示，异步电机空载情况下THDi为33.10%，虽然总电流谐波畸变率很小，但是电流中依然存在着少量的5、7、11、13次谐波没有完全消除。
得到的5脉冲在整个调制度范围内的WTHD如图4中虚线所示，其仅对负载电流进行优化，没有对特定次谐波进行限制或消除。
在本发明的描述中，需要说明的是，术语“上”、“下”、“内”、“外”、“前”、“后”等指示的方位或位置关系为基于本发明工作状态下的方位或位置关系，仅是为了便于描述本发明和简化描述，而不是指示或暗示所指的装置或元件必须具有特定的方位、以特定的方位构造和操作，因此不能理解为对本发明的限制。此外，术语“第一”、“第二”、“第三”、“第四”仅用于描述目的，而不能理解为指示或暗示相对重要性。
在本发明的描述中，需要说明的是，除非另有明确的规定和限定，术语“安装”“相连”“连接”应作广义理解，例如，可以是固定连接，也可以是可拆卸连接，或一体的连接普通；可以是机械连接，也可以是电连接；可以是直接连接，也可以通过中间媒介间接连接，可以是两个元件内部的连通。对于本领域的普通技术人员而言，可以具体情况理解上述术语在本发明中的具体含义。
以上结合了优选的实施方式对本发明进行了说明，不过这些实施方式仅是范例性的，仅起到说明性的作用。在此基础上，可以对本发明进行多种替换和改进，这些均落入本发明的保护范围内。

Claims (5)

1.一种三电平脉宽调制优化方法，其特征在于，包括以下步骤：
步骤1、将开关角和最小脉宽作为约束条件，确定包含基波和各次受控谐波的脉宽调制表达式；
步骤2、以负载电流最小化输出为目标对脉宽调制表达式进行优化，获取优化后的调制度和开关角关系；
步骤3、根据优化后的调制度和开关角关系获取当前调制度对应的开关角，根据开关角生成优化后的PWM脉冲；
在步骤2中，所述优化通过优化模型表示：
其中，m表示以逆变器工作在方波工况时输出的基波电压幅值为基准获得的调制度，N表示开关角个数，k表示不同的开关角序号，αk表示第k个开关角，fc为电机当前运行的定子基波频率，tmin表示最小脉宽时间，Zn为第n次电压谐波下负载阻抗，n表示受控电压谐波的次数，表示为Zn＝R+nωL，R表示电机定子电阻，ω表示电机定子基波角频率，L表示电机定子电感，Z1表示基波影响下的负载阻抗，U1表示参考电压矢量幅值，Un表示第n次电压谐波幅值大小；Fthdi表示负载电流谐波畸变率；
获取优化后开关角的过程包括以下子步骤：
子步骤21、将调制度划分为多个区间，在每个区间内随机赋予优化模型初值并多次求解，获得在每个区间内优化模型的初解；
子步骤22、将调制度划分为实际需要的区间，将初解作为区间内优化模型的初值，获得每个区间内优化模型的最终值，该最终值即为优化后的开关角；
在步骤3中，在使用当前开关角生成PWM脉冲前，还对开关角进行补偿，补偿大小为
Δα＝2πfc·tdt
其中，fc为电机当前运行的定子基波频率，tdt为死区时间；
补偿后的开关角为：
其中，θ为单相电压相角，k1表示开关角序号为奇数，k2表示开关角序号为偶数，k1、k2均为正整数。
2.根据权利要求1所述的三电平脉宽调制优化方法，其特征在于，
在步骤1中，以逆变器工作在方波工况时输出的基波电压幅值为基准，确定调制度表达式，
所述以逆变器工作在方波工况时输出的基波电压幅值为基准获得的调制度m可以表示为：
其中，U1表示参考电压矢量幅值，Udc表示直流母线电压。
3.根据权利要求2所述的三电平脉宽调制优化方法，其特征在于，
所述包含基波和各次受控谐波的脉宽调制表达式表示为:
其中，m表示以逆变器工作在方波工况时输出的基波电压幅值为基准获得的调制度，N表示开关角个数，k表示不同的开关角序号，αk表示第k个开关角，n表示受控谐波的次数。
4.根据权利要求1所述的三电平脉宽调制优化方法，其特征在于，
对脉宽调制表达式的开关角约束表示为：
0＜α1＜α2＜...＜αk＜π/2
对脉宽调制表达式的最小脉宽约束表示为：
αk+1-αk＞2πfc·tmin，k＝1,...,N-1
其中，fc为电机当前运行的定子基波频率，tmin表示最小脉宽时间。
5.一种三电平脉宽调制优化电力电子装置，其特征在于，具有控制器和驱动器，
所述的控制器按照权利要求1～4之一所述三电平脉宽调制优化方法生成PWM脉冲；
驱动器将控制器生成的PWM脉冲进行功率放大，驱动逆变器。
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