CN115425835B - 一种针对数字控制延时的牵引整流器功率因数补偿方法 - Google Patents
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Abstract
本发明公开了一种针对数字控制延时的牵引整流器功率因数补偿方法，包括以下步骤：根据数字控制器的采样过程分析并计算牵引整流器控制环节的采样延时；根据数字控制器的脉冲生成过程分析并计算牵引整流器控制环节的PWM延时；计算功率因数补偿所需的移相角度；对调制波进行移相变换；本发明针对牵引整流器在瞬态直接电流控制中由数字控制延时导致功率因数降低的问题，仅利用少量信息即可消除由数字控制延时带来的相位滞后、提高牵引整流器的功率因数，设计过程简单且移植性较强。
Description
技术领域
本发明属于电力牵引交流传动技术领域，尤其涉及一种针对数字控制延时的牵引整流器功率因数补偿方法。
背景技术
瞬态直接电流控制(transient direct current control，TDCC)凭借其动态性能好、参数调谐负担低、易于数字实现等优势而被广泛应用于高速列车牵引整流器中。然而在实际应用中，瞬态直接电流控制算法几乎都是通过数字信号处理器(digital signalprocessing,DSP)实现的，不可避免地引入了模数转换延时、采样计算延时和零阶保持器延时等数字控制延时。数字控制延时不仅恶化了系统的动态性能，而且加剧了瞬态直接电流控制固有的稳态误差，导致牵引整流器难以实现功率因数为1的目标。
功率因数是衡量电气设备效率高低的重要参数，提高大功率牵引整流器的功率因数对促进双碳目标的实现具有重要作用。为了提高功率因数、减少系统的能量损失，目前的解决方法可以分为两类：一是外加功率因数校正器，通过特殊的控制强迫电流和电压保持同相位，从而实现单位功率因数。二是使用较高的采样频率/更换高性能处理器等方式直接减小数字控制延时，或采用Simth预测器/超前相位校正器等方法间接补偿数字控制延时，从而降低延时对功率因数的影响。
在高速移动的牵引变流器中，施加功率因数校正器需要额外的空间且成本昂贵，一般仅适用于牵引变电所的功率因数改善。对于大功率、低开关频率的牵引整流器而言，高采样率会引入高次电流谐波，恶化控制性能。而Simth预测等方法虽然可以有效地补偿数字控制延时，但对系统模型的参数十分敏感、设计过程复杂。
发明内容
鉴于现有的针对数字控制延时的功率因数改善技术的不足，本发明提供一种针对数字控制延时的牵引整流器功率因数补偿方法。
本发明的一种针对数字控制延时的牵引整流器功率因数补偿方法，包括以下步骤：
步骤1：根据数字控制器的采样过程分析并计算牵引整流器控制环节的采样延时。
在用DSP编程实现数字控制时，可在通用定时器T1的中断响应函数中采集反馈信号并执行控制算法，在通用定时器T2的中断响应函数中生成数字正弦脉冲(sinusoidalpulse width modulation，SPWM)，设置两个定时器同时启动。在T1定时器中需要采集模拟信号有网侧电压、网侧电流和直流侧电压，由于模数转换和量化计算均需要一定时间，当前周期采集到的模拟信号不能立即上载到调制波。如在第k次采样开始时，经过tsc的模数转换和计算时间可得到采样数据s(k)，进而可以生成调制信号m(k)。然而，调制信号m(k)只能在下一个调制波更新时刻才会被加载到T2定时器。因此，采样数据s(k)从采集开始到数据更新的过程存在1个周期的采样延时，当采样频率为fc时，采样延时大小为Ts＝1/fc。
步骤2：根据数字控制器的脉冲生成过程分析并计算牵引整流器控制环节的PWM延时。
为了避免调制波与载波发生多次交截、防止出现脉冲竞争现象，PWM的更新方式有单更新模式和双更新模式两种。
在单更新模式下，调制波在三角载波的波峰或波谷时刻更新调制波再与三角载波进行比较生成控制脉冲。在这种情况下，调制波在一个载波周期Tc(即一个开关周期)内保持不变，表现为零阶保持器特性，零阶保持器的传递函数为：
可知在单更新模式下，PWM过程引入了0.5Tc的数字延时。
在双更新模式下，调制波在三角载波的波峰和波谷时刻均更新一次调制波，同时与三角载波比较生成控制脉冲。在这种情况下，调制波在半个载波周期(即半个开关周期)内保持不变，根据零阶保持器的近似关系：
可知在双更新模式下，PWM过程引入了0.25Tc的数字延时。
步骤3：计算功率因数补偿所需的移相角度。
在大功率、低开关频率的牵引整流器中，数字控制延时主要包括采样延时和PWM延时，根据所述步骤1和步骤2可估算出总的数字控制延时为：
在牵引整流器中，网侧电压电流的频率均为固定的工频，因此，数字控制延时在瞬态电流控制中带来的滞后相角可以通过(4)计算：
式中ω＝2πf＝100π。
数字控制延时带来相位滞后，加剧瞬态直接电流控制的稳态误差，进而导致牵引整流器网侧功率因数的降低。因此从消除延时的影响角度考虑，提高功率因数所需要的相角即为数字控制延时带来的滞后相角。
步骤4：对调制波进行移相变换。
带有数字控制延时的调制信号可以表示为：
式中，A和δ分别是调制信号的幅值和交流侧阻抗角。是数字控制引起的滞后相角。
假设瞬态直接电流控制中不存在数字控制延时，则理想的调制信号应该为：
根据三角函数的变换公式，式(6)可以变换为：
考虑到牵引整流器控制的调制频率为常数，因此可以得到：
将式(5)和式(8)代入式(7)，可以推出：
为了避免高频噪声对式(9)中的微分运算造成影响，引入一阶低通滤波器。因此，基于调制波移相的功率因数补偿方法可描述为式(10)所示，其中τ是一阶低通滤波器的时间常数。一般噪声频率远大于基频，所以滤波延迟通常很小，可包含在采样计算延迟中。
进一步的，还包括以下步骤：
使用后向欧拉差分方法，将式(10)所示的传递函数转换为差分方程，即为：
m*(k)＝d1m*(k-1)+d2m(k)-d3m(k-1) (11)
式中，d1＝τ/(Ts+τ)，
进一步，应用该算法对原本的瞬态直接电流控制的调制波进行等效变换，即可将调制信号m(t)向前移相指定的角度然后可以消除由数字控制延时带来的相位滞后、减小瞬态直接电流控制的稳态误差，进而补偿牵引整流器的功率因数。
本发明与现有技术相比的有益技术效果为：
(1)本发明可有效解决牵引整流器在瞬态直接电流控制时，由数字控制延时导致的功率因数降低的问题；
(2)本发明与现有技术相比不需要先验知识，设计过程更为简单，仅需要通过采样频率、开关频率和PWM更新方法估算数字控制延时大小，并通过计算移相角度进行三角函数的等效变换，即可消除由数字控制延时带来的相位滞后、提高牵引整流器的功率因数；
(3)本发明方法的移植性较强，在不同车型的牵引传动系统中，涉及瞬态直接电流控制的各种牵引整流器拓扑都可应用该算法进行功率因数补偿。
附图说明
图1为本发明带有功率因数补偿的牵引整流器瞬态直接电流控制框图。
图2为本发明实施例中高速列车CRH5系列动车组的牵引整流器的等效拓扑示意图。
图3为本发明实施例中数字信号处理器执行的采样过程和PWM生成过程示意图。
图4为本发明实施例中采样频率fs＝1100Hz时牵引整流器功率因数补偿前的网侧电压、网侧电流和直流侧电压的测试波形图。
图5为本发明实施例中采样频率fs＝1100Hz时牵引整流器功率因数补偿后的网侧电压、网侧电流和直流侧电压的测试波形图。
图6为本发明实施例中采样频率fs＝1100Hz时牵引整流器功率因数在补偿前后的变化曲线。
图7为本发明实施例中采样频率fs＝2200Hz时牵引整流器功率因数补偿前的网侧电压、网侧电流和直流侧电压的测试波形图。
图8为本发明实施例中采样频率fs＝2200Hz时牵引整流器功率因数补偿后的网侧电压、网侧电流和直流侧电压的测试波形图。
图9为本发明实施例中采样频率fs＝2200Hz时牵引整流器功率因数在补偿前后的变化曲线。
具体实施方式
下面结合附图和具体实施方法对本发明做进一步详细说明。
本发明的一种针对数字控制延时的牵引整流器功率因数补偿方法，包括以下步骤：
步骤1：根据数字控制器的采样过程分析并计算牵引整流器控制环节的采样延时。
在用DSP编程实现数字控制时，可在通用定时器T1的中断响应函数中采集反馈信号并执行控制算法，在通用定时器T2的中断响应函数中生成数字正弦脉冲(sinusoidalpulse width modulation，SPWM)，设置两个定时器同时启动。在T1定时器中需要采集模拟信号有网侧电压、网侧电流和直流侧电压，由于模数转换和量化计算均需要一定时间，当前周期采集到的模拟信号不能立即上载到调制波。如在第k次采样开始时，经过tsc的模数转换和计算时间可得到采样数据s(k)，进而可以生成调制信号m(k)。然而，调制信号m(k)只能在下一个调制波更新时刻才会被加载到T2定时器。因此，采样数据s(k)从采集开始到数据更新的过程存在1个周期的采样延时，当采样频率为fc时，采样延时大小为Ts＝1/fc。
步骤2：根据数字控制器的脉冲生成过程分析并计算牵引整流器控制环节的PWM延时。
为了避免调制波与载波发生多次交截、防止出现脉冲竞争现象，PWM的更新方式有单更新模式和双更新模式两种。
在单更新模式下，调制波在三角载波的波峰或波谷时刻更新调制波再与三角载波进行比较生成控制脉冲。在这种情况下，调制波在一个载波周期Tc(即一个开关周期)内保持不变，表现为零阶保持器特性，零阶保持器的传递函数为
可知在单更新模式下，PWM过程引入了0.5Tc的数字延时。
在双更新模式下，调制波在三角载波的波峰和波谷时刻均更新一次调制波，同时与三角载波比较生成控制脉冲。在这种情况下，调制波在半个载波周期(即半个开关周期)内保持不变，根据零阶保持器的近似关系：
可知在双更新模式下，PWM过程引入了0.25Tc的数字延时。
步骤3：计算功率因数补偿所需的移相角度。
在大功率、低开关频率的牵引整流器中，数字控制延时主要包括采样延时和PWM延时，根据所述步骤1和步骤2可估算出总的数字控制延时为：
在牵引整流器中，网侧电压电流的频率均为固定的工频，因此，数字控制延时在瞬态电流控制中带来的滞后相角可以通过(4)计算：
式中ω＝2πf＝100π。
数字控制延时带来相位滞后，加剧瞬态直接电流控制的稳态误差，进而导致牵引整流器网侧功率因数的降低。因此从消除延时的影响角度考虑，提高功率因数所需要的相角即为数字控制延时带来的滞后相角。
步骤4：对调制波进行移相变换。
带有数字控制延时的调制信号可以表示为：
式中，A和δ分别是调制信号的幅值和交流侧阻抗角。是数字控制引起的滞后相角。
假设瞬态直接电流控制中不存在数字控制延时，则理想的调制信号应该为：
根据三角函数的变换公式，式(6)可以变换为
考虑到牵引整流器控制的调制频率为常数，因此可以得到：
将式(5)和式(8)代入式(7)，可以推出：
为了避免高频噪声对式(9)中的微分运算造成影响，引入一阶低通滤波器。因此，基于调制波移相的功率因数补偿方法可描述为式(10)所示，其中τ是一阶低通滤波器的时间常数。一般噪声频率远大于基频，所以滤波延迟通常很小，可包含在采样计算延迟中。
进一步的，还包括以下步骤：
使用后向欧拉差分方法，将式(10)所示的传递函数转换为差分方程，即为：
m*(k)＝d1m*(k-1)+d2m(k)-d3m(k-1) (11)
式中，d1＝τ/(Ts+τ)，
带有功率因数补偿的牵引整流器瞬态控制框图可以表示为图1所示，应用该方法对瞬态直接电流控制原本的调制波进行等效变换，即可将调制信号m(t)向前移相指定的角度由此可以消除由数字控制延时带来的相位滞后、减小瞬态直接电流控制的稳态误差，进而补偿牵引整流器的功率因数。
实施例
作为本发明中一种针对数字控制延时的牵引整流器功率因数补偿方法的具体实施方法，设定实施条件为小功率牵引整流器样机，其主电路和瞬态直接电流控制策略按照高速列车CRH5系列动车组的牵引整流器搭建(如图2所示)，采用RT box作为数字控制器。设定参数为：网侧等效电压有效值Un＝40V，网侧等效电感Ln＝2.8mH，网侧等效电阻Rn＝0.015Ω，直流侧参考电压Udc＝80V，直流侧支撑电容Cd＝3mF，等效功率负载RL＝20Ω，开关频率fc＝550Hz(双更新模式)，采样频率fs＝1100Hz/2200Hz，瞬态直接电流控制内环参数Ki＝1.6，电压外环PI参数kVp＝0.3，kVi＝15。
功率因数补偿按照以下方法进行：
步骤1：根据数字控制器的采样过程分析并计算牵引整流器控制环节的采样延时。
在DSP中同时启动两个定时器后，得到实际的采样过程和PWM生成过程如图3所示。在T1定时器中需要采集模拟信号有网侧电压、网侧电流和直流侧电压，由于模数转换和量化计算均需要一定时间，当前周期采集到的模拟信号不能立即上载到调制波。如在第k次采样开始时，经过tsc的模数转换和计算时间可得到采样数据s(k)，进而可以生成调制信号m(k)。然而，调制信号m(k)只能在下一个调制波更新时刻才会被加载到T2定时器。因此，采样数据s(k)从采集开始到数据更新的过程存在1个周期的采样延时，延时大小为采样周期Ts。
步骤2：根据数字控制器的脉冲生成过程分析并计算牵引整流器控制环节的PWM延时。
PWM调制环节采用双更新模式，依据图3和式(2)，可得到该PWM过程引入了0.25Tc的数字延时。
步骤3：计算功率因数补偿所需的移相角度。
在大功率、低开关频率的牵引整流器中，总的数字控制延时如式(3)所示。因此，数字控制延时在瞬态电流控制中带来的滞后相角可以通过(4)计算。
步骤4：对调制波进行移相变换。
依据式(10)对调制波进行移相变换，得到补偿后的调制波。
基于小功率牵引整流器样机平台测试上述补偿算法，测试结果如图4至图8所示。图4为采样频率fs＝1100Hz时牵引整流器功率因数补偿前的网侧电压、网侧电流和直流侧电压的测试波形，表明网侧电压相位和电流相位之间存在相当大的偏差。图5为采样频率fs＝1100Hz时牵引整流器功率因数补偿后的网侧电压、网侧电流和直流侧电压的测试波形，补偿后网侧电流的相位与网侧电压的相位几乎相同。图6为采样频率fs＝1100Hz时牵引整流器功率因数的变化曲线，在t＝0.8s时应用补偿方法，功率因数从0.9提高到1。图7为采样频率fs＝2200Hz时牵引整流器功率因数补偿前的网侧电压、网侧电流和直流侧电压的测试波形，网侧电压相位和电流相位之间存在一定的偏差。图8为采样频率fs＝2200Hz时牵引整流器功率因数补偿后的网侧电压、网侧电流和直流侧电压的测试波形，网侧电流的相位与电压的相位在补偿后几乎一致。图9为采样频率fs＝2200Hz时牵引整流器功率因数变化曲线，在t＝0.8s时应用补偿方法，功率因数从0.96提高到1。
显然，所描述的实施例仅是本发明的一个实施例，而不是全部的实施例。基于本发明中的实施例，本领域普通技术人员在没有做出创造性劳动前提下所获得的所有其他实施例，都属于本发明保护的范围。
Claims (2)
1.一种针对数字控制延时的牵引整流器功率因数补偿方法，其特征在于，包括以下步骤：
步骤1：根据数字控制器的采样过程分析并计算牵引整流器控制环节的采样延时：
在用数字控制器编程实现牵引整流器的控制时，需要采集的模拟量包括网侧电压、网侧电流和直流侧电压；由于模数转换和量化计算均需要一定时间，当前采样周期采集到的模拟信号只能在下一个调制波更新时刻才能上载到调制波，因此，采样数据从采集开始到数据更新的过程存在1个周期的采样延时，当采样频率为fc时，采样延时大小为Ts＝1/fc；
步骤2：根据数字控制器的脉冲生成过程分析并计算牵引整流器控制环节的PWM延时：
为了避免调制波与载波发生多次交截、防止出现脉冲竞争现象，PWM的更新方式有单更新模式和双更新模式两种；
在单更新模式下，调制波在三角载波的波峰或波谷时刻更新调制波再与三角载波进行比较生成控制脉冲；在这种情况下，调制波在一个载波周期Tc，即一个开关周期内保持不变，表现为零阶保持器特性，零阶保持器的传递函数为：
在单更新模式下，计算PWM过程引入的数字延时为0.5Tc；
在双更新模式下，调制波在三角载波的波峰和波谷时刻均更新一次调制波，同时与三角载波比较生成控制脉冲；在这种情况下，调制波在半个载波周期内保持不变，根据零阶保持器的近似关系：
可知在双更新模式下，PWM过程引入了0.25Tc的数字延时；
步骤3：计算功率因数补偿所需的移相角度：
在大功率、低开关频率的牵引整流器中，数字控制延时包括采样延时和PWM延时，根据步骤1和步骤2可估算出总的数字控制延时为：
在牵引整流器中，网侧电压电流的频率均为固定的工频，因此，数字控制延时在瞬态电流控制中带来的滞后相角通过式(4)计算：
式中ω＝2πf＝100π，数字控制延时带来相位滞后，加剧瞬态直接电流控制的稳态误差，进而导致牵引整流器网侧功率因数的降低，因此提高功率因数所需要的相角即为数字控制延时带来的滞后相角；
步骤4：对调制波进行移相变换：
带有数字控制延时的调制波m(t)表示为：
式中，A和δ分别是调制信号的幅值和交流侧阻抗角，是数字控制引起的滞后相角；
假设瞬态直接电流控制中不存在数字控制延时，则理想的调制信号m*(t)为：
m*(t)＝A sin(ωt+δ) (6)
根据三角函数的变换公式，式(6)变换为：
考虑到牵引整流器控制的调制频率为常数，因此可得到：
将式(5)和式(8)代入式(7)，推出：
为了避免高频噪声对式(9)中的微分运算造成影响，引入一阶低通滤波器；因此，功率因数补偿算法的传递函数形式可描述为：
其中τ是一阶低通滤波器的时间常数，s是复频率。
2.根据权利要求1所述的一种针对数字控制延时的牵引整流器功率因数补偿方法，其特征在于，所述步骤4中对调制波进行移相变换的传递函数在数字实现时，使用后向欧拉差分方法将其转换为差分方程，即为：
m*(k)＝d1m*(k-1)+d2m(k)-d3m(k-1) (11)
式中，d1＝τ/(Ts+τ)，
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| JP2013059141A (ja) * | 2011-09-07 | 2013-03-28 | Univ Of Electro-Communications | ロバストディジタル制御を適用した力率改善装置および電源装置 |
| CN103326609A (zh) * | 2012-03-22 | 2013-09-25 | 张家港智电柔性输配电技术研究所有限公司 | 一种三相电压型并网变流器控制方法 |
| CN107181421A (zh) * | 2017-06-09 | 2017-09-19 | 金陵科技学院 | 一种减小数字控制延时对lcl型并网逆变器影响的控制方法 |
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2022
- 2022-09-16 CN CN202211130835.XA patent/CN115425835B/zh active Active
Patent Citations (3)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2013059141A (ja) * | 2011-09-07 | 2013-03-28 | Univ Of Electro-Communications | ロバストディジタル制御を適用した力率改善装置および電源装置 |
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Non-Patent Citations (1)
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| 预测直接功率控制中的数字延迟分析及补偿策略研究;张永昌;高基豪;;电气工程学报(第11期);1-8页 * |
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| CN115425835A (zh) | 2022-12-02 |
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