CN115361030B - 一种增益可调的发射机 - Google Patents

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Abstract

本发明公开了一种增益可调的发射机，涉及5G通信领域，针对现有技术中依赖于功放的问题提出本方案。将工作状态分为增益或衰减两种，增益工作通过多个混频器单元并联实现，衰减通过R2R电阻衰减网络实现。再结合输入电流可调的电压电流转换模块，可以完全不再依赖与功率放大器即可实现至少74dB的增益变化，其中36dB增益变化来自64个混频器单元和48dB衰减变化来自R2R电阻衰减网络。使得功耗和输出功率相适配，灵活适用于各种发射场景。

Description

一种增益可调的发射机
技术领域
本发明涉及5G通信的发射设备，尤其涉及一种增益可调的发射机。
背景技术
发射机常用于将基带信号上变频为射频信号，并放大发射到空气中。为了保证射频信号能够发射到足够远的距离，射频信号要满足一定大的发射功率。发射机常用功率放大器作为发射级来放大发射信号，如图1所示，发射机中的放大级在改变增益的同时会带来不必要的功耗使得发射机整体效率变低。
发射机主要通过放大级来增大信号的输出功率，
Figure 45005DEST_PATH_IMAGE001
其中Av为放大级放大倍数，共源级放大电路放大倍数与晶体管关系为：
Figure 542852DEST_PATH_IMAGE002
，共栅级放大电路放大倍数与晶体管的关系为：
Figure 141323DEST_PATH_IMAGE003
。基于共源放大电路的功率放大器主要有A类、B类和C类三种。
A类功率放大器的导通角是
Figure 424537DEST_PATH_IMAGE004
，电路中晶体管在任意时刻均保持导通，输出端与负载端之间插入匹配网络，减小输出晶体管要承受的峰值电压。输出功率的大小取决于电路偏置电流，或者说是电源功率，在电源电压和偏置电流均随着输出电压摆幅成正比减小时，电源电压与输出直流电压大小相等时，功率放大器的效率为
Figure 715841DEST_PATH_IMAGE005
，A类功放拥有最佳的线性，但是缺点是效率低。
B类功率放大器的导通角是
Figure 217097DEST_PATH_IMAGE006
，采用差分结构通过巴伦驱动负载，每个晶体管在半个周期内截止，正因为正负通道不断开启关闭，因此会产生跨越失真，但是效率大于A类功放，为
Figure 619259DEST_PATH_IMAGE007
。
C类功率放大器的导通角小于
Figure 209510DEST_PATH_IMAGE008
，但没有固定的导通角，晶体管仅在小半个周期中导通，因此C类功率放大器的效率为
Figure 406136DEST_PATH_IMAGE009
，
Figure 629307DEST_PATH_IMAGE010
为功率放大器导通角，当
Figure 585892DEST_PATH_IMAGE011
趋于零时，效率接近
Figure 578119DEST_PATH_IMAGE012
。但是输出功率表达式为：
Figure 476805DEST_PATH_IMAGE013
，当
Figure 187272DEST_PATH_IMAGE014
趋于零时，输出功率爷趋于零。不仅输出功率小，C类功率放大器的线性度也很差，因此C类功放很少运用在现代射频电路设计中。
以往的发射机设计方法中，功率放大器作为放大器用于放大混频后的射频信号，要额外产生偏置电流。此外，偏置电流的改变会带来较大的功耗。
发明内容
本发明目的在于提供一种增益可调的发射机，以解决上述现有技术存在的问题。
本发明中所述一种增益可调的发射机，包括依次信号连接的缓冲及滤波模块、电压电流转换模块、混频增益模块、巴伦模块和RF天线，还包括与所述混频增益模块并行的混频衰减模块；
所述电压电流转换模块的输入电流可调，用于将所述缓冲及滤波模块输入的基带信号镜像至后级的混频增益模块或混频衰减模块中；
所述混频增益模块由多个混频器单元并联组成，用于将镜像后的基带信号与本振信号上变频至射频信号传输至所述巴伦模块，并通过选通混频器单元的数量控制射频信号增益；
所述混频衰减模块由R2R电阻衰减网络和在不同衰减输入点独立接入网络的多个混频器单元组成，用于将镜像后的基带信号与本振信号上变频至射频信号传输至所述巴伦模块，并通过选通接入的混频器单元控制射频信号衰减；
所述混频增益模块工作时所述混频器衰减模块关闭；所述混频衰减模块工作时所述混频器增益模块关闭。
所述电压电流转换模块包括两个可调直流源、四个可调电阻、三个可调电容、两个运算放大器以及两个NMOS管模组；
第一可调直流源从Vdd接入后分出三路，第一路连接第一运算放大器的正相输入端，第二路连接第一NMOS管模组的漏极，第三路串接第一可调电阻后连接第一电容上极板；所述第一运算放大器输出端分出两路，第一路连接所述第一NMOS管模组的栅极，第二路依次串接第三可调电阻和第二可调电容后接地；所述第一NMOS管模组的源极接地；
第二可调直流源从Vdd接入后分出三路，第一路连接第二运算放大器的正相输入端，第二路连接第二NMOS管模组的漏极，第三路串接第二可调电阻后连接第一电容上极板；所述第二运算放大器输出端分出两路，第一路连接所述第二NMOS管模组的栅极，第二路依次串接第四可调电阻和第三可调电容后接地；所述第二NMOS管模组的源极接地；
所述第一电容下极板接地；
所述第一运算放大器的反相输入端为电压电流转换模块的负电压输入端；所述第二运算放大器的反相输入端为电压电流转换模块的正电压输入端；
所述第三可调电阻和第二可调电容的连接点为电压电流转换模块的负电压输出端；所述第四可调电阻和第三可调电容的连接点为电压电流转换模块的正电压输出端；
第一NMOS管模组和第二NMOS管模组分别由多个可独立选通的NMOS管并联组成。
所述混频衰减模块中的R2R电阻衰减网络包括多级衰减链路；每一级衰减链路由一个上拉电阻和一个分压电阻串联组成；每一级衰减链路中的分压电阻与上拉电阻的连接点为衰减输入点，分压电阻的另一端为衰减输出点；所述多级衰减链路由上一级的衰减输出点连接下一级的衰减输入点组成；初级衰减链路的衰减比例最小，该路中分压电阻的衰减输出点连接所述巴伦模块；末级衰减链路的衰减比例最大，最远离巴伦模块；
每一衰减链路的衰减输入点分别通过一个独立选通的混频器单元外接所述电压电流转换模块。
所述R2R电阻衰减网络中的所有分压电阻阻值均为R，末级衰减链路的上拉电阻阻值也为R，除末级衰减链路外的各级衰减链路的上拉电阻阻值为2R；
使得，
Figure 180505DEST_PATH_IMAGE015
；
其中，VRF为输入至巴伦模块的射频信号电压，VdN为第N级衰减链路接入的电压，N为电压电流转换模块通过被选通的混频器单元接入网络的级数。
本发明中所述一种增益可调的发射机，其优点在于：
i.使用由多个混频器单元并列组成的混频器增益模块来替代功率放大器，可以更精密灵活地控制输出增益，可以实现36dB的增益变化，并且拥有足够好的线性度。取消了放大级，使得发射机结构更加简单。使用输入电流可调的电压电流转换模块，再搭配后级联动的混频器单元。
ii.使用了R2R电阻衰减网络，不同于现有技术中DAC使用的R2R结构，R2R电阻衰减网络的输出端口可以直接与混频器增益模块相接。同时可以实现约48dB的增益变化。在减小输出功率的同时，减小功耗损失。
iii.使用电压电流转换模块来给后级各混频器单元提供偏置电流，能够保证在多组混频器共同工作时，不会产生很大的功耗，保证发射机的效率，同时还能省略考虑功率放大器效率与线性度问题。
附图说明
图1是现有技术中发射机的结构示意图。
图2是本发明中所述发射机的结构示意图。
图3是本发明中所述电压电流转换模块的结构示意图。
图4是本发明中所述混频器单元的结构示意图。
图5是本发明中所述混频增益模块的结构示意图。
图6是本发明中所述混频衰减模块的结构示意图。
附图标记：
Idc1-第一可调直流源、Idc2-第二可调直流源；
U1-第一运算放大器、U2-第二运算放大器；
R1-第一可调电阻、R2-第二可调电阻、R3-第三可调电阻、R4-第四可调电阻；
Ra1至Ra8-第一至第八分压电阻；
Rb1至Rb8-第一至第八上拉电阻；
C1-第一电容、C2-第二可调电容、C3-第三可调电容；
M1-第一NMOS管模组、M2-第二NMOS管模组；
M3至M8-第三至第八NMOS管；
Vin_N-负电压输入端、Vin_P-正电压输入端；Vout_N-负电压输出端、Vout_P-正电压输出端。
具体实施方式
如图2至图6所示，本发明中所述一种增益可调的发射机包括依次信号连接的缓冲及滤波模块、电压电流转换模块、混频增益模块、巴伦模块和RF天线，还包括与所述混频增益模块并行的混频衰减模块。
在本发明中，所述的缓冲及滤波模块、巴伦模块和RF天线的结构以及工作原理均为现有技术。本实施例中所有的混频器单元均采用经典的双平衡有源混频器结构，如图4所示，能够有效地消除本振-射频馈通效应，并且转换增益更高。而有源结构能够与电压电流转换模块直接结合使用。各混频器单元的选通，可以通过如数控开关等方式控制第七NMOS管M7以及第八NMOS管M8的栅极是否有信号，而实现混频器单元的开闭，属于本领域技术人员的公知常识。基带信号为差分信号。
所述电压电流转换模块的输入电流可调，用于将所述缓冲及滤波模块输入的基带信号镜像至后级的混频增益模块或混频衰减模块中。
所述混频增益模块由多个混频器单元并联组成，用于将镜像后的基带信号与本振信号上变频至射频信号传输至所述巴伦模块，并通过选通混频器单元的数量控制射频信号增益。
所述混频衰减模块由R2R电阻衰减网络和在不同衰减输入点独立接入网络的多个混频器单元组成，用于将镜像后的基带信号与本振信号上变频至射频信号传输至所述巴伦模块，并通过选通接入的混频器单元控制射频信号衰减。
本发明提出的发射机通过两个部分实现增益变化，第一部分为混频增益模块，第二部分为混频衰减模块。当混频增益模块工作时，混频衰减模块需要关闭。相反地，当混频衰减模块工作时，混频增益模块需要关闭。其中两部分的各混频器单元接收到的的本振信号、基带信号均相同。
所述电压电流转换模块包括两个可调直流源、四个可调电阻、三个可调电容、两个运算放大器以及两个NMOS管模组。
第一可调直流源Idc1从Vdd接入后分出三路，第一路连接第一运算放大器U1的正相输入端，第二路连接第一NMOS管模组M1的漏极，第三路串接第一可调电阻R1后连接第一电容C1上极板。所述第一运算放大器U1输出端分出两路，第一路连接所述第一NMOS管模组M1的栅极，第二路依次串接第三可调电阻R3和第二可调电容C2后接地。所述第一NMOS管模组M1的源极接地。
第二可调直流源Idc2从Vdd接入后分出三路，第一路连接第二运算放大器U2的正相输入端，第二路连接第二NMOS管模组M2的漏极，第三路串接第二可调电阻R2后连接第一电容C1上极板。所述第二运算放大器U2输出端分出两路，第一路连接所述第二NMOS管模组M2的栅极，第二路依次串接第四可调电阻R4和第三可调电容C3后接地。所述第二NMOS管模组M2的源极接地。
所述第一电容C1下极板接地。
所述第一运算放大器U1的反相输入端为电压电流转换模块的负电压输入端Vin_N。所述第二运算放大器U2的反相输入端为电压电流转换模块的正电压输入端Vin_P。
所述第三可调电阻R3和第二可调电容C2的连接点为电压电流转换模块的负电压输出端Vout_N。所述第四可调电阻R4和第三可调电容C3的连接点为电压电流转换模块的正电压输出端Vout_P。
第一NMOS管模组M1和第二NMOS管模组M2分别由多个可独立选通的NMOS管并联组成。
所述混频衰减模块中的R2R电阻衰减网络包括多级衰减链路。每一级衰减链路由一个上拉电阻和一个分压电阻串联组成。每一级衰减链路中的分压电阻与上拉电阻的连接点为衰减输入点，分压电阻的另一端为衰减输出点。所述多级衰减链路由上一级的衰减输出点连接下一级的衰减输入点组成。初级衰减链路的衰减比例最小，该路中分压电阻的衰减输出点连接所述巴伦模块。末级衰减链路的衰减比例最大，最远离巴伦模块。
每一衰减链路的衰减输入点分别通过一个独立选通的混频器单元外接所述电压电流转换模块。
所述R2R电阻衰减网络中的所有分压电阻阻值均为R，末级衰减链路的上拉电阻阻值也为R，除末级衰减链路外的各级衰减链路的上拉电阻阻值为2R。
其中，VRF为输入至巴伦模块的射频信号电压，VdN为第N级衰减链路接入的电压，N为电压电流转换模块通过被选通的混频器单元接入网络的级数。在本实施例中，最大级数设置为8，即设置8条衰减链路，以及对应接入8个独立选通的混频器单元。
本发明中所述一种增益可调的发射机工作原理如下：
携带着基带频率的信号从前级的DAC中以电流形式输出，在缓冲及滤波模块中通过电阻先转换为电压并经过缓冲之后，馈送到双二次低通滤波器，实现缓冲和滤波，并衰减DAC的高频分量即噪声。
基带信号通过二阶低通滤波器后，滤除了信号中的噪声，再输入电压电流转换模块。如图3所示，第一可调直流源Idc1和第二可调直流源Idc2均为单管偏置电流可调节模块，分别通过改变NMOS管电流源的数量改变流过第一NMOS管模组M1和第二NMOS管模组M2的电流。与此同时，NMOS管模组调节部分是通过控制开关改变其并联数量来调节等效的NMOS管大小。在本实施例中，NMOS管模组内并联NMOS管的个数则是在2-16个之间。偏置电流与NMOS管模组同时改变，从而改变运放的输出共模电平。再通过与后级混频器单元中的第七NMOS管M7和第八NMOS管M8组成电流镜结构，将电压电流转换模块的电流转移到被选通的混频器单元中。当使用不同大小的偏置电流时，开启对应的NMOS管，可以改变整体电路的偏置电流大小，合理调整功耗，改变第七NMOS管M7和第八NMOS管M8的增益及输出电压。
其中，第三可调电阻R3和第二可调电容C2串联网络、第四可调电阻R4和第三可调电容C3串联网络起着滤波器作用。通过数字逻辑进行调节，改变滤波器带宽，适合于不同工作频段的发射机，能有效滤除高频噪声干扰。
当发射机需要提高射频信号的增益时，开关模块选通混频增益模块。开关模块根据发射需要选择性将基带信号传送至混频增益模块或混频衰减模块，该开关模块的结构和工作原理是公知常识。
基带信号进入混频增益模块与本振信号混频，为了实现增益可调，本实施例使用了64个混频器单元来控制发射机的发射增益，如图5所示。在省略功率放大器的同时，还能确保了最大可达10.8dBm的输出功率。在使用多个混频器单元并联来增大输出功率的情况下，负载大小保持不变，电流增大，导致输出功率也增大。
当两个混频器单元并联工作时，其输出功率正好为单个混频器工作的两倍，可以实现6dB的增益变化。以此类推，当使用四个混频器单元工作时，输出功率再提升6dB。64个混频器可以实现36dB的增益变化。而当发射机要求的输出功率不需要很大时，可以选择关闭一定数量的混频器单元，减小输出功率的同时，可以有效地降低功耗。
当发射机需要提高射频信号的增益时，开关模块选通混频衰减模块。基带信号与本振信号经过混频之后变为射频信号，如图6所示。射频信号进入R2R电阻衰减网络进行信号衰减，控制输出功率。R2R电阻衰减网络如图6所示，射频信号经过阻值为R与2R的串并联网络实现以6dB为量程的幅度衰减。在混频衰减模块中，由于每一个混频器单元的输出端连接在R2R电阻衰减网络的不同位置，可以实现不同的增益衰减到巴伦模块。
设第N级的混频器单元输出电压为VdN，通过电阻的分压原理，每经过一个电阻R都会实现一半的电压大小衰减，可以得到如下关系式：
Figure 292817DEST_PATH_IMAGE016
每一级输出均为前一级的1/2，可以得出步进为6dB。在本实施例中8级R2R电阻衰减网络结构，可以实现48dB的增益衰减。
经过混频衰减模块或混频增益模块输出的射频信号，需要经过巴伦模块与天线进行阻抗匹配将射频信号传输给天线，为了减小功率损耗，可将输出端的回波损耗调至-10dB以下。
本发明下的发射机的电压电流转换模块在不同偏置电流下均可以获得足够的环路增益与环路带宽，保证了一定的稳定性。混频增益模块通过控制每个混频器单元的工作，实现了不同增益的转换与输出功率的灵活控制。
对于本领域的技术人员来说，可根据以上描述的技术方案以及构思，做出其它各种相应的改变以及形变，而所有的这些改变以及形变都应该属于本发明权利要求的保护范围之内。

Claims (4)

1.一种增益可调的发射机，其特征在于，包括依次信号连接的缓冲及滤波模块、电压电流转换模块、混频增益模块、巴伦模块和RF天线，还包括与所述混频增益模块并行的混频衰减模块；
所述电压电流转换模块的输入电流可调，用于将所述缓冲及滤波模块输入的基带信号镜像至后级的混频增益模块或混频衰减模块中；
所述混频增益模块由多个混频器单元并联组成，用于将镜像后的基带信号与本振信号上变频至射频信号传输至所述巴伦模块，并通过选通混频器单元的数量控制射频信号增益；
所述混频衰减模块由R2R电阻衰减网络和在不同衰减输入点独立接入网络的多个混频器单元组成，用于将镜像后的基带信号与本振信号上变频至射频信号传输至所述巴伦模块，并通过选通接入的混频器单元控制射频信号衰减；
所述混频增益模块工作时所述混频衰减模块关闭；所述混频衰减模块工作时所述混频增益模块关闭。
2.根据权利要求1所述一种增益可调的发射机，其特征在于，所述电压电流转换模块包括两个可调直流源、四个可调电阻、三个可调电容、两个运算放大器以及两个NMOS管模组；
第一可调直流源从Vdd接入后分出三路，第一路连接第一运算放大器的正相输入端，第二路连接第一NMOS管模组的漏极，第三路串接第一可调电阻后连接第一电容上极板；所述第一运算放大器输出端分出两路，第一路连接所述第一NMOS管模组的栅极，第二路依次串接第三可调电阻和第二可调电容后接地；所述第一NMOS管模组的源极接地；
第二可调直流源从Vdd接入后分出三路，第一路连接第二运算放大器的正相输入端，第二路连接第二NMOS管模组的漏极，第三路串接第二可调电阻后连接第一电容上极板；所述第二运算放大器输出端分出两路，第一路连接所述第二NMOS管模组的栅极，第二路依次串接第四可调电阻和第三可调电容后接地；所述第二NMOS管模组的源极接地；
所述第一电容下极板接地；
所述第一运算放大器的反相输入端为电压电流转换模块的负电压输入端；所述第二运算放大器的反相输入端为电压电流转换模块的正电压输入端；
所述第三可调电阻和第二可调电容的连接点为电压电流转换模块的负电压输出端；所述第四可调电阻和第三可调电容的连接点为电压电流转换模块的正电压输出端；
第一NMOS管模组和第二NMOS管模组分别由多个可独立选通的NMOS管并联组成。
3.根据权利要求1所述一种增益可调的发射机，其特征在于，所述混频衰减模块中的R2R电阻衰减网络包括多级衰减链路；每一级衰减链路由一个上拉电阻和一个分压电阻串联组成；每一级衰减链路中的分压电阻与上拉电阻的连接点为衰减输入点，分压电阻的另一端为衰减输出点；所述多级衰减链路由上一级的衰减输出点连接下一级的衰减输入点组成；初级衰减链路的衰减比例最小，初级衰减链路中分压电阻的衰减输出点连接所述巴伦模块；末级衰减链路的衰减比例最大，最远离巴伦模块；
每一衰减链路的衰减输入点分别通过一个独立选通的混频器单元外接所述电压电流转换模块。
4.根据权利要求3所述一种增益可调的发射机，其特征在于，所述R2R电阻衰减网络中的所有分压电阻阻值均为R，末级衰减链路的上拉电阻阻值也为R，除末级衰减链路外的各级衰减链路的上拉电阻阻值为2R；
使得，
Figure 96584DEST_PATH_IMAGE001
；
其中，VRF为输入至巴伦模块的射频信号电压，VdN为第N级衰减链路接入的电压，N为电压电流转换模块通过被选通的混频器单元接入网络的级数。
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