CN115347810A - 谐振变换器和电源适配器 - Google Patents

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Abstract

本申请涉及一种谐振变换器和电源适配器。谐振变换器包括绕组变压器和自举电路；绕组变压器包括原边绕组和副边绕组；自举电路与副边绕组连接，自举电路包括第一充放电电路；在副边绕组的输出电压的波形负半周时，自举电路中的第一充放电电路与副边绕组形成充电回路，以为第一充放电电路充电；在副边绕组的输出电压的波形正半周时，自举电路形成副边绕组和第一充放电电路向谐振变换器的输出端输出电压的通路，以向输出端输出第一充放电电路的放电电压以及副边绕组的输出电压。采用本申请实施例的谐振变换器，能够增大绕组变压器的匝比，减小磁芯横截面积，减小绕组变压器的体积，使谐振变换器可以超着更小体积发展。

Description

谐振变换器和电源适配器
技术领域
本申请涉及谐振变换器技术领域，特别是涉及一种谐振变换器和电源适配器。
背景技术
随着开关电源的发展，软开关技术得到了广泛的发展和应用，目前已研究出了不少高效率的电路拓扑，比如谐振型的软开关拓扑和PWM型的软开关拓扑。其中，采用谐振型的软开关拓扑的LLC谐振变换器因具有开关损耗小、适用于高功率密度设计等优点，获得了更多的关注。尤其是在电源适配器中，常采用LLC谐振变换器。
目前，LLC谐振变换器的主要器件包括绕组变压器。其中，绕组变压器的体积较大，不利于LLC谐振变换器超着更小体积发展。因此，如何减小绕组变压器的体积，进而减小LLC谐振变换器的体积成为了亟待解决的技术问题。
发明内容
基于此，有必要针对上述技术问题，提供一种能够减小绕组变压器的体积，进而减小谐振变换器的体积的谐振变换器和电源适配器。
一种谐振变换器，该谐振变换器包括绕组变压器和自举电路；绕组变压器包括原边绕组和副边绕组；自举电路与副边绕组连接，自举电路包括第一充放电电路；
在副边绕组的输出电压的波形负半周时，自举电路中的第一充放电电路与副边绕组形成充电回路，以为第一充放电电路充电；
在副边绕组的输出电压的波形正半周时，自举电路形成副边绕组和第一充放电电路向谐振变换器的输出端输出电压的通路，以向输出端输出第一充放电电路的放电电压以及副边绕组的输出电压。
在其中一个实施例中，上述自举电路还包括第二充放电电路；
在副边绕组的输出电压的波形正半周时，自举电路中的第二充放电电路与副边绕组形成充电回路，以为第二充放电电路充电；
在副边绕组的输出电压的波形负半周时，自举电路形成第二充放电电路向输出端输出电压的通路，以向输出端输出第二充放电电路的放电电压。
在其中一个实施例中，上述自举电路还包括第一整流管和第二整流管；第一充放电电路的第一端与第一整流管的第一极连接，第一整流管的第二极与输出端连接；第二整流管的第一极接地，第二整流管的第二极与第一整流管的第一极连接；副边绕组的同名端与第一充放电电路的第二端连接，副边绕组的异名端接地；
第一整流管，用于在副边绕组的输出电压的波形负半周关断，在副边绕组的输出电压的波形正半周导通；第二整流管，用于在副边绕组的输出电压的波形负半周导通，在副边绕组的输出电压的波形正半周关断。
在其中一个实施例中，第一整流管和第二整流管为二极管；
第一整流管的第一极和第二整流管的第一极为二极管的阳极；
第一整流管的第二极和第二整流管的第二极为二极管的阴极。
在其中一个实施例中，第一整流管和第二整流管为开关管；
第一整流管的第一极和第二整流管的第一极为开关管的源极；
第一整流管的第二极和第二整流管的第二极为开关管的漏极。
在其中一个实施例中，上述副边绕组包括n个匝数相同的子副边绕组，上述自举电路为n个，n为大于1的正整数，n个自举电路与n个子副边绕组一一对应连接；
在子副边绕组的输出电压的波形负半周时，对应连接的自举电路中的第一充放电电路与子副边绕组形成充电回路，以为第一充放电电路充电；
在子副边绕组的输出电压的波形正半周时，对应连接的自举电路形成子副边绕组和第一充放电电路向输出端输出电压的通路，以向输出端输出第一充放电电路的放电电压以及子副边绕组的输出电压。
在其中一个实施例中，各自举电路还包括第三整流管和第四整流管；在各自举电路中，第一充放电电路的第一端与第三整流管的第一极连接，第三整流管的第二极与输出端连接，第四整流管的第一极接地，第四整流管的第二极与第三整流管的第一极连接；子副边绕组的同名端与第一充放电电路的第二端连接，子副边绕组的异名端接地；
第三整流管，用于在子副边绕组的输出电压的波形负半周关断，在子副边绕组的输出电压的波形正半周导通；第四整流管，用于在子副边绕组的输出电压的波形负半周导通，在子副边绕组的输出电压的波形正半周关断。
在其中一个实施例中，上述第一充放电电路包括：第一电容；或者，
上述第一充放电电路包括：并联的多个第一电容；或者，
上述第一充放电电路包括：相互串联的第一电容以及第一电阻；或者，
上述第一充放电电路包括：相互串联的第一电容以及第一电感。
在其中一个实施例中，第三整流管和第四整流管均为二极管；
第三整流管的第一极和第四整流管的第一极为二极管的阳极；
第三整流管的第二极和第四整流管的第二极为二极管的阴极。
在其中一个实施例中，第三整流管和第四整流管均为开关管；
第三整流管的第一极和第四整流管的第一极为开关管的源极；
第三整流管的第二极和第四整流管的第二极为开关管的漏极。
在其中一个实施例中，开关管为MOS管或GaN管。
在其中一个实施例中，上述第二充放电电路的第一端与谐振变换器的输出端连接，第二充放电电路的第二端接地。
在其中一个实施例中，上述第二充放电电路包括：第二电容；或者，
第二充放电电路包括：并联的多个第二电容；或者，
第二充放电电路包括：相互串联的第二电容以及第二电阻；或者，
第二充放电电路包括：相互串联的第二电容以及第二电感。
第二方面，提供了一种电源适配器，该电源适配器包括如上述谐振变换器
上述谐振变换器和电源适配器，谐振变换器包括绕组变压器和自举电路，绕组变压器包括原边绕组和副边绕组，自举电路与副边绕组连接，自举电路包括第一充放电电路，在副边绕组的输出电压的波形负半周时，自举电路中的第一充放电电路与副边绕组形成充电回路，以为第一充放电电路充电；在副边绕组的输出电压的波形正半周时，自举电路形成副边绕组和第一充放电电路向谐振变换器的输出端输出电压的通路，以向输出端输出第一充放电电路的放电电压以及副边绕组的输出电压。在本申请实施例中，通过自举电路实现了谐振变压器的输出电压与副边绕组的输出电压相比翻倍的效果，因此在谐振变换器的输出电压不变的情况下，可以减小副边绕组的电压，若原边绕组的匝数不变，则可以减少副边绕组的匝数，即增大绕组变压器原边绕组与副边绕组之间的匝比。这样，在输出功率相同的情况下，原边绕组与副边绕组之间的匝比增大，就可以减小磁芯横截面积，从而减小绕组变压器的体积，使谐振变换器可以超着更小体积发展。
附图说明
图1为一个实施例中谐振变换器的结构示意图之一；
图2为一个实施例中谐振变换器的结构示意图之二；
图3为一个实施例中谐振变换器的结构示意图之三；
图4为一个实施例中谐振变换器的结构示意图之四；
图5为一个实施例中传统结构的示意图；
图6为一个实施例中谐振变换器的结构示意图之五；
图7为一个实施例中谐振变换器的结构示意图之六；
图8为一个实施例中谐振变换器的结构示意图之七；
图9为一个实施例中谐振变换器的结构示意图之八；
图10为一个实施例中谐振变换器的结构示意图之九；
图11为一个实施例中谐振变换器的结构示意图之十；
图12为一个实施例中谐振变换器的结构示意图之十一；
图13为一个实施例中电路仿真的波形图之一；
图14为一个实施例中谐振变换器的结构示意图之十二；
图15为一个实施例中谐振变换器的结构示意图之十三；
图16为一个实施例中谐振变换器的结构示意图之十四；
图17为一个实施例中电路仿真的波形图之二。
具体实施方式
为了使本申请的目的、技术方案及优点更加清楚明白，以下结合附图及实施例，对本申请进行进一步详细说明。应当理解，此处描述的具体实施例仅仅用以解释本申请，并不用于限定本申请。
目前，LLC谐振变换器的主要器件包括绕组变压器。其中，绕组变压器的体积较大，不利于LLC谐振变换器超着更小体积发展。由于绕组变压器的体积与磁芯横截面积相关，并且，在保证谐振变换器的输出功率不变的情况下，绕组变压器的匝比越大，磁芯横截面积越小。因此，本申请实施例根据这一原理，提出了增大绕组变压器的匝比来减小磁芯横截面积的技术构思，并根据该技术构思公开了如下实施方案。
本申请实施例提供了一种谐振变换器，如图1所示，谐振变换器包括绕组变压器10和自举电路20；绕组变压器10包括原边绕组101和副边绕组102；自举电路20与副边绕组102连接，自举电路20包括第一充放电电路201；在副边绕组102的输出电压的波形负半周时，自举电路20中的第一充放电电路201与副边绕组102形成充电回路，以为第一充放电电路201充电；在副边绕组102的输出电压的波形正半周时，自举电路20形成副边绕组102和第一充放电电路201向谐振变换器的输出端Vo输出电压的通路，以向输出端Vo输出第一充放电电路201的放电电压以及副边绕组102的输出电压。
本申请实施例中，谐振变换器包括绕组变压器10，绕组变压器10包括原边绕组101和副边绕组102。在实际应用中，副边绕组的输出电压可以根据原边绕组的输入电压和原边绕组与副边绕组之间的匝比计算出。例如，原边绕组101与副边绕组102之间的匝比为10:1，假设原边绕组101的输入电压为10V，则副边绕组102的输出电压为1V。
谐振变换器还包括自举电路20，自举电路20与绕组变压器10的副边绕组102连接，并且，自举电路20包括第一充放电电路201。在实际应用中，副边绕组102的输出电压的波形为方波。在副边绕组102的输出电压的波形负半周，自举电路20中的第一充放电电路201与副边绕组102形成充电回路，利用副边绕组102的输出电压对第一充放电电路201充电；在副边绕组102的输出电压的波形正半周，自举电路20形成副边绕组102和第一充放电电路201向谐振变换器的输出端Vo输出电压的通路，向输出端Vo输出第一充放电电路201的放电电压以及副边绕组的102输出电压。
例如，副边绕组102的输出电压为V1，则利用副边绕组102对第一充放电电路202充电后，第一充放电电路的放电电压也是V1，那么自举电路20向谐振变换器的输出端Vo输出第一充放电电路201的放电电压V1以及副边绕组102的输出电压V1，就是向谐振变换器的输出端Vo输出Vout＝2V1。
在谐振变换器的传统结构中，谐振变换器的输出电压通常为绕组变压器副边绕组的输出电压。而本申请实施例中，谐振变换器的输出电压是副边绕组的输出电压的二倍。因此在谐振变压器的输出电压相同的情况下，本申请实施例与传统结构相比，可以降低副边绕组的输出电压。若原边绕组的匝数不变，则可以减少副边绕组的匝数，这样就增大了绕组变压器原边绕组与副边绕组之间的匝比。在输出功率不变的情况下，增大匝比可以减小磁芯横截面积，进而减小绕组变压器的体积。
举个匝数的例子，假设原边绕组的输入电压为10V，在传统结构中，原边绕组与副边绕组之间的匝比为10:1，则副边绕组的输出电压为1V，相应的，谐振变换器的输出电压也为1V。而在本申请中实施例中，如果保证谐振变换器的输出电压仍为1V，则副边绕组的输出电压可以为0.5V，这样，原边绕组与副边绕组的匝比就是20：1。可见，本申请实施例中的结构与传统结构相比，可以增大原边绕组与副边绕组之间的匝比。
上述实施例中，谐振变换器包括绕组变压器和自举电路；在副边绕组的输出电压的波形负半周时，自举电路中的第一充放电电路与副边绕组形成充电回路，以为第一充放电电路充电；在副边绕组的输出电压的波形正半周时，自举电路形成副边绕组和第一充放电电路向谐振变换器的输出端输出电压的通路，以向输出端输出第一充放电电路的放电电压以及副边绕组的输出电压。在本申请实施例中，通过自举电路实现了谐振变压器的输出电压与副边绕组的输出电压相比翻倍的效果，因此在谐振变换器的输出电压不变的情况下，可以减小副边绕组的电压，若原边绕组的匝数不变，则可以减少副边绕组的匝数，即增大绕组变压器原边绕组与副边绕组之间的匝比。这样，在输出功率相同的情况下，原边绕组与副边绕组之间的匝比增大，就可以减小磁芯横截面积，从而减小绕组变压器的体积，使谐振变换器可以超着更小体积发展。
在一个实施例中，如图2所示，自举电路20还包括第二充放电电路202；在副边绕组102的输出电压的波形正半周时，自举电路20中的第二充放电电路202与副边绕组102形成充电回路，以为第二充放电电路202充电；在副边绕组102的输出电压的波形负半周时，自举电路20形成第二充放电电路202向输出端Vo输出电压的通路，以向输出端Vo输出第二充放电电路202的放电电压。
本申请实施例中，在副边绕组102的输出电压的波形正半周时，自举电路20在向谐振变换器的输出端Vo输出电压时，还对第二充放电电路202充电。这样，在副边绕组102的输出电压的波形负半周，自举电路20对第一充放电电路201充电时，可以使第二充放电电路202放电，从而使自举电路20向谐振变换器的输出端Vo输出第二充电电路202的放电电压。
上述实施例中，在副边绕组的输出电压的波形正半周时，自举电路中的第二充放电电路被充电，在副边绕组的输出电压的波形负半周时，可以由第二充放电电路来提供谐振变换器的输出电压，从而使谐振变换器可以保持稳定的电压输出。
在一个实施例中，如图3所示，自举电路20还包括第一整流管203和第二整流管204；第一充放电电路201的第一端与第一整流管203的第一极连接，第一整流管203的第二极与输出端Vo连接；第二整流管204的第一极接地Gnd，第二整流管204的第二极与第一整流管203的第一极连接；副边绕组102的同名端与第一充放电电路201的第二端连接，副边绕组102的异名端接地Gnd；第一整流管203，用于在副边绕组102的输出电压的波形负半周关断，在副边绕组102的输出电压的波形正半周导通；第二整流管204，用于在副边绕组102的输出电压的波形负半周导通，在副边绕组102的输出电压的波形正半周关断。
在本申请的可选实施例中，第二充放电电路的一端与谐振变换器的输出端连接，另一端接地。
本申请实施例中，在副边绕组102的输出电压的波形负半周，第一整流管203关断，第二整流管204导通。副边绕组102、第一充放电电路201和第二整流管204形成充电回路，对第一充放电电路201充电。在副边绕组102的输出电压的波形正半周，第一整流管203导通，第二整流管204关断，自举电路20向谐振变换器的输出端Vo输出第一充放电电路201的放电电压以及副边绕组102的输出电压。在电压输出的同时，自举电路20还对第二充放电电路202充电。
接着，在副边绕组102的输出电压的波形负半周，第一整流管203关断，第二整流管204导通。副边绕组102、第一充放电电路201和第二整流管204又形成充电回路，对第一充放电电路201充电。同时，由第二充放电电路202放电提供谐振变换器的输出电压。在副边绕组102的输出电压的波形正半周，第一整流管203导通，第二整流管204关断，自举电路20再次向谐振变换器的输出端Vo输出第一充放电电路201的放电电压以及副边绕组102的输出电压。同时，自举电路20还对第二充放电电路202充电。
按照上述规律，谐振变换器可以保持电压的稳定输出。
上述实施例中，在副边绕组的输出电压的波形负半周时，对第一充放电电路充电；在副边绕组的输出电压的波形正半周时，向谐振变换器的输出端输出第一充放电电路的放电电压以及副边绕组的输出电压，实现了谐振变换器的输出电压与副边绕组的输出电压相比翻倍的效果，因此，可以减小副边绕组的匝数，增大绕组变压器原边绕组与副边绕组之间的匝比，从而减小磁芯横截面积，减小绕组变压器的体积，使得谐振变换器可以超着更小体积发展。
在一个实施例中，第一整流管203和第二整流管204均为二极管；第一整流管203的第一极和第二整流管204的第一极为二极管的阳极；第一整流管203的第二极和第二整流管204的第二极为二极管的阴极。
如图4所示，第一整流管203为二极管D1，第二整流管为二极管D2。如果谐振变换器的输出电压为Vout，在谐振变换器的传统结构中，如图5所示，二极管D1’的反向耐压为两个电容的电压之和，每个电容的电压为Vout，则二极管D1’的反向耐压为2Vout。而在本申请实施例的结构中，如图4所示，二极管D1的反向耐压就是谐振变换器的输出电压Vout，可见，本申请实施例的结构可以降低整流管的反向耐压。
在一个实施例中，第一整流管203和第二整流管204均为开关管；第一整流管203的第一极和第二整流管204的第一极为开关管的源极；第一整流管203的第二极和第二整流管204的第二极为开关管的漏极。
如图6所示，第一整流管203为开关管Q1，第二整流管为开关管Q2。在实际应用中，开关管的控制极可以与电源端或者高电平端连接，也可以接收控制信号，根据控制信号导通或关断。
在上述实施例中，二极管和开关管均可以根据副边绕组的输出电压导通或者关断。并且，采用本申请实施例的结构，可以降低整流管的反向耐压，从而提高电路的可靠性。
自举电路20向谐振变换器的输出端Vo输出第一充放电电路201的放电电压以及副边绕组102的输出电压，增加了输出通路上的电流应力。为了降低该电流应力，本申请实施例提出了并联副边绕组的方案。如图7所示，副边绕组102包括n个匝数相同的子副边绕组1021，自举电路20为n个，n为大于1的正整数，n个自举电路20与n个子副边绕组1021一一对应连接；各自举电路均包括第一充放电电路201；在子副边绕组1021的输出电压的波形负半周时，对应连接的自举电路20中的第一充放电电路201与子副边绕组1021形成充电回路，以为第一充放电电路201充电；在子副边绕组1021的输出电压的波形正半周时，对应连接的自举电路20形成子副边绕组1021和第一充放电电路201向输出端Vo输出电压的通路，以向输出端Vo输出第一充放电电路201的放电电压以及子副边绕组1021的输出电压。
本申请实施例中，副边绕组102包括n个匝数相同的子副边绕组1021，因此，每个子副边绕组1021的输出电压相等。
自举电路20为n个，n个自举电路20与n个子副边绕组1021一一对应连接，这样，n个自举电路是并联关系。
在子副边绕组1021的输出电压的波形负半周时，对应连接的自举电路20中的第一充放电电路201与子副边绕组1021形成充电回路，为第一充放电电路201充电；在子副边绕组1021的输出电压的波形正半周时，对应连接的自举电路20向谐振变换器的输出端Vo输出第一充放电电路201的放电电压以及子副边绕组1021的输出电压。由于每个子副边绕组1021的输出电压相等，因此，各自举电路对第一充放电电路201充电的电压相等，向输出端Vo输出的第一充放电电路201的放电电压以及子副边绕组1021的输出电压相等。同时，向谐振变换器的输出端Vo输出的总电流为n个自举电路的输出电流之和。若只有一个自举电路，如图3所示，自举电路上的电流为总电流；若有两个自举电路，如图7所示，则各自举电路上的电流为总电流的一半。可见，采用并联副边绕组的方案，可以降低电流应力。
上述实施例中，副边绕组包括n个匝数相同的子副边绕组，自举电路为n个，n个自举电路与n个子副边绕组一一对应连接；在子副边绕组的输出电压的波形负半周时，对应连接的自举电路中的第一充放电电路与子副边绕组形成充电回路，以为第一充放电电路充电；在子副边绕组的输出电压的波形正半周时，对应连接的自举电路形成子副边绕组和第一充放电电路向输出端输出电压的通路，以向输出端输出第一充放电电路的放电电压以及子副边绕组的输出电压。各自举电路上的电流应力小于总电流，因此可以降低各自举电路上的电流应力。
在一个实施例中，如图8所示，各自举电路还包括第三整流管205和第四整流管206；在各自举电路中，第一充放电电路201的第一端与第三整流管205的第一极连接，第三整流管205的第二极与输出端Vo连接，第四整流管206的第一极接地Gnd，第四整流管206的第二极与第三整流管205的第一极连接；子副边绕组1021的同名端与第一充放电电路201的第二端连接，子副边绕组1021的异名端接地Gnd；第三整流管205，用于在子副边绕组1021的输出电压的波形负半周关断，在子副边绕组1021的输出电压的波形正半周导通；第四整流管206，用于在子副边绕组1021的输出电压的波形负半周导通，在子副边绕组1021的输出电压的波形正半周关断。
本申请实施例中，每个自举电路均包括第三整流管205和第四整流管206。子副边绕组1021的同名端与第一充放电电路201的第二端连接，第一充放电电路201的第一端与第三整流管205的第一极连接，第三整流管205的第二极与谐振变换器的输出端Vo连接。子副边绕组1021的异名端接地Gnd，第四整流管206的第一极也接地Gnd，第四整流管206的第二极与第三整流管205的第一极连接。
在子副边绕组1021的输出电压的波形负半周，第三整流管205关断，第四整流管206导通。子副边绕组1021、第一充放电电路201和第四整流管206形成充电回路，对第一充放电电路201充电。在子副边绕组1021的输出电压的波形正半周，第三整流管205导通，第四整流管206关断，向谐振变换器的输出端Vo输出第一充放电电路201的放电电压以及子副边绕组1021的输出电压。同时，自举电路20还对第二充放电电路202充电。
接着，在子副边绕组1021的输出电压的波形负半周时，第三整流管205关断，第四整流管206导通。子副边绕组1021、第一充放电电路201和第四整流管206又形成充电回路，对第一充放电电路201充电。同时，由第二充放电电路202提供谐振变换器的输出电压。在子副边绕组1021的输出电压的波形正半周，第三整流管205导通，第四整流管206关断，自举电路20再次向谐振变换器的输出端Vo输出第一充放电电路201的放电电压以及子副边绕组1021的输出电压。同时，自举电路20还对第二充放电电路202充电。
按照上述规律，谐振变换器可以保持稳定的电压输出。
上述实施例中，在子副边绕组的输出电压的波形负半周时，对应连接的自举电路中的第一充放电电路与子副边绕组形成充电回路，以为第一充放电电路充电；在子副边绕组的输出电压的波形正半周时，对应连接的自举电路形成子副边绕组和第一充放电电路向输出端输出电压的通路，以向输出端输出第一充放电电路的放电电压以及子副边绕组的输出电压，实现了谐振变换器的输出电压与子副边绕组的输出电压相比翻倍的效果。因此，可以减小副边绕组的匝数，增大绕组变压器原边绕组与副边绕组之间的匝比，从而减小磁芯横截面积，减小绕组变压器的体积，使得谐振变换器可以超着更小体积发展。
在一个实施例中，第一充放电电路201包括：第一电容C1，如图9所示；或者，
第一充放电电路201包括：并联的多个第一电容，如图10所示；或者，
第一充放电电路201包括：相互串联的第一电容以及第一电阻；或者，
第一充放电电路201包括：相互串联的第一电容以及第一电感。
在实际应用中，每个第一电容C1的电容值可以采用30uf。本申请实施例中，通过并联第一电容C1可以减小每个第一电容C1的电容值，从而减小第一电容C1的体积，降低自举电路的实现难度。
在一个实施例中，第三整流管205和第四整流管206均为二极管；第三整流管205的第一极和第四整流管206的第一极为二极管的阳极；第三整流管205的第二极和第四整流管206的第二极为二极管的阴极。
如图11所示，第三整流管205为二极管D3，第四整流管206为二极管D4。
在一个实施例中，第三整流管205和第四整流管206均为开关管；第三整流管205的第一极和第四整流管206的第一极为开关管的源极；第三整流管205的第二极和第四整流管206的第二极为开关管的漏极。
如图12所示，第三整流管205为开关管Q3，第四整流管206为开关管Q4。开关管的控制极可以与电源端或者高电平端连接，也可以接收控制信号，根据控制信号导通或关断。本申请实施例对此不做限定。
在一个实施例中，开关管为MOS管或GaN管。
在实际应用中，开关管可以采用GaN管，从而减少开关管的开关损耗和导通损耗，提高可靠性。
在一个实施例中，如图12所示，第二充放电电路202的第一端与谐振变换器的输出端Vo连接，第二充放电电路202的第二端接地Gnd。
本申请实施例中，对于各自举电路，在子副边绕组1021的输出电压的波形负半周，第三整流管205关断，第四整流管206导通。子副边绕组1021、第一充放电电路201和第四整流管206形成充电回路，对第一充放电电路201充电。在子副边绕组1021的输出电压的波形正半周，第三整流管205导通，第四整流管206关断，向谐振变换器的输出端Vo输出第一充放电电路201的放电电压以及子副边绕组1021的输出电压。同时，自举电路20对第二充放电电路202充电。
接着，在子副边绕组1021的输出电压的波形负半周，第三整流管205关断，第四整流管206导通。子副边绕组1021、第一充放电电路201和第四整流管206又形成充电回路，对第一充放电电路201充电。同时，向谐振变换器的输出端Vo输出第二充放电电路202放电的输出电压。在子副边绕组1021的输出电压的波形正半周，第三整流管205导通，第四整流管206关断，自举电路再次向谐振变换器的输出端Vo输出第一充放电电路201的放电电压以及子副边绕组1021的输出电压。同时，自举电路20再次对第二充放电电路202充电。
在对谐振变换器进行电路仿真时，如图13所示，横轴为时间、纵轴为电压，子副边绕组1021的输出电压的波形为a，图12中节点J1的电压的波形为b，谐振变换器的输出电压的波形为c。在子副边绕组1021的输出电压的波形正半周，开关管Q3导通，开关管Q4关断，节点J的电压是第一电容C1的放电电压与子副边绕组1021的输出电压之和，即在波形a为20V的阶段，波形b为40V，谐振变换器的输出电压的波形c也为40V。在子副边绕组1021的输出电压的波形负半周，开关管Q3关断，开关管Q4导通，由第二充放电电路202提供电压，即在波形a为-20V的阶段，波形b为0V，谐振变换器的输出电压的波形c仍为40V。
在一个实施例中，在其中一个实施例中，上述第二充放电电路包括：第二电容，如图14所示；或者，
第二充放电电路包括：并联的多个第二电容，如图15所示；或者，
第二充放电电路包括：相互串联的第二电容以及第二电阻；或者，
第二充放电电路包括：相互串联的第二电容以及第二电感。
本申请实施例对并联的第二电容C2的数量不做限定。在实际应用中，每个第二电容C2的电容值可以采用2.2uf。在图16所示的电路中，波形如图17所示，横轴为时间，纵轴为电压；子副边绕组1021的输出电压的波形为a，图16中节点J2的电压的波动为b，谐振变换器的输出电压的波形为c。在子副边绕组1021的输出电压的波形正半周，第三整流管205导通，第四整流管206关断，节点J2的电压是第一充放电电路201的放电电压与子副边绕组1021的输出电压之和，即在波形a为20V的阶段，波形b为40V，谐振变换器的输出电压的波形c也为40V。在子副边绕组1021的输出电压的波形负半周，第三整流管205关断，第四整流管206导通，由第二充放电电路202提供电压，即在波形a为-20V的阶段，波形b为0V，谐振变换器的输出电压的波形c仍为40V。
本申请实施例还提供一种电源适配器，该电源适配器包括如上述的谐振变换器。
谐振变换器包括绕组变压器和自举电路；在副边绕组的输出电压的波形负半周时，自举电路中的第一充放电电路与副边绕组形成充电回路，以为第一充放电电路充电；在副边绕组的输出电压的波形正半周时，自举电路形成副边绕组和第一充放电电路向谐振变换器的输出端输出电压的通路，以向输出端输出第一充放电电路的放电电压以及副边绕组的输出电压。在本申请实施例中，自举电路通过充电储能实现了谐振变压器的输出电压与副边绕组的输出电压相比翻倍的效果，因此可以增大绕组变压器原边绕组与副边绕组之间的匝比，从而减小磁芯横截面积，减小绕组变压器的体积，使得谐振变换器可以超着更小体积发展，最终可以减小电源适配器的体积，从而扩展电源适配器的应用范围。
以上实施例的各技术特征可以进行任意的组合，为使描述简洁，未对上述实施例中的各个技术特征所有可能的组合都进行描述，然而，只要这些技术特征的组合不存在矛盾，都应当认为是本说明书记载的范围。
以上所述实施例仅表达了本申请的几种实施方式，其描述较为具体和详细，但并不能因此而理解为对发明专利范围的限制。应当指出的是，对于本领域的普通技术人员来说，在不脱离本申请构思的前提下，还可以做出若干变形和改进，这些都属于本申请的保护范围。因此，本申请专利的保护范围应以所附权利要求为准。

Claims (14)

1.一种谐振变换器，其特征在于，所述谐振变换器包括绕组变压器和自举电路；所述绕组变压器包括原边绕组和副边绕组；所述自举电路与所述副边绕组连接，所述自举电路包括第一充放电电路；
在所述副边绕组的输出电压的波形负半周时，所述自举电路中的所述第一充放电电路与所述副边绕组形成充电回路，以为所述第一充放电电路充电；
在所述副边绕组的输出电压的波形正半周时，所述自举电路形成所述副边绕组和所述第一充放电电路向所述谐振变换器的输出端输出电压的通路，以向所述输出端输出所述第一充放电电路的放电电压以及所述副边绕组的输出电压。
2.根据权利要求1所述的谐振变换器，其特征在于，所述自举电路还包括第二充放电电路；
在所述副边绕组的输出电压的波形正半周时，所述自举电路中的所述第二充放电电路与所述副边绕组形成充电回路，以为所述第二充放电电路充电；
在所述副边绕组的输出电压的波形负半周时，所述自举电路形成所述第二充放电电路向所述输出端输出电压的通路，以向所述输出端输出所述第二充放电电路的放电电压。
3.根据权利要求2所述的谐振变换器，其特征在于，所述自举电路还包括第一整流管和第二整流管；所述第一充放电电路的第一端与所述第一整流管的第一极连接，所述第一整流管的第二极与所述输出端连接；所述第二整流管的第一极接地，所述第二整流管的第二极与所述第一整流管的第一极连接；所述副边绕组的同名端与所述第一充放电电路的第二端连接，所述副边绕组的异名端接地；
所述第一整流管，用于在所述副边绕组的输出电压的波形负半周关断，在所述副边绕组的输出电压的波形正半周导通；所述第二整流管，用于在所述副边绕组的输出电压的波形负半周导通，在所述副边绕组的输出电压的波形正半周关断。
4.根据权利要求3所述的谐振变换器，其特征在于，所述第一整流管和所述第二整流管均为二极管；
所述第一整流管的第一极和所述第二整流管的第一极为二极管的阳极；
所述第一整流管的第二极和所述第二整流管的第二极为二极管的阴极。
5.根据权利要求3所述的谐振变换器，其特征在于，所述第一整流管和所述第二整流管均为开关管；
所述第一整流管的第一极和所述第二整流管的第一极为开关管的源极；
所述第一整流管的第二极和所述第二整流管的第二极为开关管的漏极。
6.根据权利要求2所述的谐振变换器，其特征在于，所述副边绕组包括n个匝数相同的子副边绕组，所述自举电路为n个，n为大于1的正整数，所述n个自举电路与所述n个子副边绕组一一对应连接；
在子副边绕组的输出电压的波形负半周时，对应连接的自举电路中的所述第一充放电电路与子副边绕组形成充电回路，以为所述第一充放电电路充电；
在子副边绕组的输出电压的波形正半周时，对应连接的自举电路形成子副边绕组和所述第一充放电电路向所述输出端输出电压的通路，以向所述输出端输出所述第一充放电电路的放电电压以及子副边绕组的输出电压。
7.根据权利要求6所述的谐振变换器，其特征在于，各所述自举电路还包括第三整流管和第四整流管；在各所述自举电路中，所述第一充放电电路的第一端与所述第三整流管的第一极连接，所述第三整流管的第二极与所述输出端连接，所述第四整流管的第一极接地，所述第四整流管的第二极与所述第三整流管的第一极连接；所述子副边绕组的同名端与所述第一充放电电路的第二端连接，所述子副边绕组的异名端接地；
所述第三整流管，用于在所述子副边绕组的输出电压的波形负半周关断，在所述子副边绕组的输出电压的波形正半周导通；所述第四整流管，用于在所述子副边绕组的输出电压的波形负半周导通，在所述子副边绕组的输出电压的波形正半周关断。
8.根据权利要求3或7所述的谐振变换器，其特征在于，所述第一充放电电路包括：第一电容；或者，
所述第一充放电电路包括：并联的多个所述第一电容；或者，
所述第一充放电电路包括：相互串联的所述第一电容以及第一电阻；或者，
所述第一充放电电路包括：相互串联的所述第一电容以及第一电感。
9.根据权利要求7所述的谐振变换器，其特征在于，所述第三整流管和所述第四整流管均为二极管；
所述第三整流管的第一极和所述第四整流管的第一极为二极管的阳极；
所述第三整流管的第二极和所述第四整流管的第二极为二极管的阴极。
10.根据权利要求7所述的谐振变换器，其特征在于，所述第三整流管和所述第四整流管均为开关管；
所述第三整流管的第一极和所述第四整流管的第一极为开关管的源极；
所述第三整流管的第二极和所述第四整流管的第二极为开关管的漏极。
11.根据权利要求6或10所述的谐振变换器，其特征在于，所述开关管为MOS管或GaN管。
12.根据权利要求2所述的谐振变换器，其特征在于，所述第二充放电电路的第一端与所述谐振变换器的输出端连接，所述第二充放电电路的第二端接地。
13.根据权利要求12所述的谐振变换器，其特征在于，所述第二充放电电路包括：第二电容；或者，
所述第二充放电电路包括：并联的多个所述第二电容；或者，
所述第二充放电电路包括：相互串联的所述第二电容以及第二电阻；或者，
所述第二充放电电路包括：相互串联的所述第二电容以及第二电感。
14.一种电源适配器，其特征在于，所述电源适配器包括如权利要求1-13任一项所述谐振变换器。
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