CN116317609B - Dc-dc变换电路及装置 - Google Patents

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Abstract

本发明涉及变换器技术领域，公开了一种DC‑DC变换电路及装置，该电路包括：开关管分别与BOOST升压电路以及变压器原端连接；在开关管闭合时，变压器原端与电源连接；在开关管断开时，BOOST升压电路分别与变压器原端以及电源连接，变压器副端与负载连接；本发明上述电路通过开关管控制BOOST升压电路中储能元件的通断状态；开关管控制变压器原端的通断状态。相较于现有的DC‑DC变换器通过多个开关管进行多级控制来实现高电压增益，本发明上述DC‑DC变换电路通过单一开关管对BOOST升压电路中储能元件的通断状态和变压器原端的通断状态进行控制，有效降低了控制逻辑的复杂性，提高了实现高电压增益的效率。

Description

DC-DC变换电路及装置
技术领域
本发明涉及变换器技术领域，尤其涉及一种DC-DC变换电路及装置。
背景技术
目前，在新能源发电领域中，DC-DC变换器有着广泛的应用。现有的高增益DC-DC变换器往往使用级联型DC-DC变换器，该类变换器需要在电路中设置多个开关管，通过开关管进行多级控制来实现高电压增益。但是，过多的开关管大大增加了电路的控制逻辑，导致实现高电压增益的效率较低。
上述内容仅用于辅助理解本发明的技术方案，并不代表承认上述内容是现有技术。
发明内容
本发明的主要目的在于提供了一种DC-DC变换电路及装置，旨在解决现有技术电路的控制逻辑较为复杂，导致实现高电压增益的效率较低的技术问题。
为实现上述目的，本发明提供了一种DC-DC变换电路，所述DC-DC变换电路包括：BOOST升压电路、变压器以及开关管；
所述开关管分别与所述BOOST升压电路以及变压器原端连接；
在所述开关管闭合时，所述变压器原端与电源连接；
在所述开关管断开时，所述BOOST升压电路分别与所述变压器原端以及所述电源连接，变压器副端与负载连接；
所述开关管，用于控制所述BOOST升压电路中储能元件的通断状态；
所述开关管，还用于控制所述变压器原端的通断状态。
可选地，所述开关管，还用于导通所述电源与所述变压器原端之间的回路，以使电源对所述变压器原端进行充电；
所述开关管，还用于导通所述变压器原端与所述BOOST升压电路之间的回路，以使所述变压器通过充电获得的原端电压对所述BOOST升压电路中的储能元件进行充电。
可选地，所述BOOST升压电路包括：第一电容以及第一二极管；
所述DC-DC变换电路还包括：第二二极管；
所述BOOST升压电路中的储能元件为所述第一电容，所述开关管为MOS管；
所述第一电容的第一端与所述第一二极管的阴极连接，所述第一电容的第二端与所述电源的负极连接，所述第一二极管的阳极分别与所述变压器原端的第一端以及所述第二二极管的阳极连接，所述变压器原端的第二端与所述电源的正极连接，所述第二二极管的阴极与所述开关管的漏极连接，所述开关管的源极与所述电源的负极连接。
可选地，所述DC-DC变换电路还包括：第一储能电路；
所述第一储能电路分别与所述BOOST升压电路以及所述开关管连接；
所述开关管，还用于导通所述BOOST升压电路与所述第一储能电路之间的回路，以使所述BOOST升压电路通过充电储存的升压电压对所述第一储能电路进行充电。
可选地，所述第一储能电路包括：第三至第五二极管、第一电感以及第二电感；
所述第一电感的第一端与所述第一电容的第一端连接，所述第一电感的第二端分别与第三二极管的阳极以及第四二极管的阳极连接，所述第三二极管的阴极分别与所述第五二极管的阴极以及所述第二电感的第一端连接，所述第五二极管的阳极与所述第一电容的第一端连接，所述第四二极管的阴极和所述第二电感的第二端均与所述开关管的漏极连接。
可选地，所述DC-DC变换电路还包括：第二储能电路；
所述第二储能电路分别与所述第一储能电路、所述开关管以及所述变压器副端连接；
所述开关管，还用于导通所述第一储能电路与所述第二储能电路之间回路，以使所述第一储能电路通过充电储存的所述升压电压对所述第二储能电路进行充电。
可选地，所述第二储能电路包括：第六至第八二极管、第二电容以及第三电容；
所述第二电容的第一端与第六二极管的阴极连接，所述第六二极管的阳极分别与所述开关管的漏极以及所述第二电感的第二端连接，所述第二电容的第二端与所述电源的负极连接；
所述第三电容的第一端与分别与第七二极管的阴极以及所述第八二极管的阳极连接，所述第七二极管的阳极与所述第二电容的第一端连接，所述第三电容的第二端与所述变压器副端的第一端连接，所述变压器副端的第二端与所述第八二极管的阴极连接。
可选地，所述DC-DC变换电路还包括：第四电容以及第九二极管；
所述第四电容的第一端分别与所述电源的正极以及所述变压器原端的第二端连接，所述第四电容的第二端分别与所述变压器副端的第二端以及所述第八二极管的阴极连接，所述第九二极管的阳极与所述变压器副端的第一端连接，所述第九二极管的阴极与所述负载的第一端连接，所述负载的第二端与所述电源的负极连接；
所述变压器，用于在所述变压器原端断开时，在所述变压器副端上感应出与所述原端电压对应的副端电压，并通过所述副端电压对所述第二储能电路进行充电；
所述第二储能电路，还用于在所述开关管闭合时，通过充电储存的所述升压电压和所述副端电压对所述第四电容进行充电；
所述第四电容，用于在所述开关管断开时，将充电储存的目标电压通过所述负载输出。
可选地，所述DC-DC变换电路还包括第五电容；
所述第五电容的第一端分别与所述第九二极管的阴极以及所述负载的第一端连接，所述第五电容的第二端与所述负载的第二端连接；
所述第四电容，还用于在所述开关管断开时，通过充电储存的所述目标电压对所述第五电容进行充电；
所述第五电容，用于在所述开关管闭合时，将充电储存的所述目标电压通过所述负载输出。
此外，为实现上述目的，本发明还提出一种DC-DC变换装置，所述DC-DC变换装置包括如上文所述的DC-DC变换电路。
本发明提供了一种DC-DC变换电路及装置，该电路包括：开关管分别与BOOST升压电路以及变压器原端连接；在开关管闭合时，变压器原端与电源连接；在开关管断开时，BOOST升压电路分别与变压器原端以及电源连接，变压器副端与负载连接；本发明上述电路通过开关管控制BOOST升压电路中储能元件的通断状态；开关管控制变压器原端的通断状态。相较于现有的DC-DC变换器通过多个开关管进行多级控制来实现高电压增益，本发明上述DC-DC变换电路通过单一开关管对BOOST升压电路中储能元件的通断状态和变压器原端的通断状态进行控制，有效降低了控制逻辑的复杂性，提高了实现高电压增益的效率。
附图说明
图1为本发明DC-DC变换电路第一实施例的结构示意图；
图2为本发明DC-DC变换电路第一实施例的电路原理图；
图3为本发明DC-DC变换电路第二实施例的结构示意图；
图4为本发明DC-DC变换电路第二实施例的电路原理图；
图5为本发明DC-DC变换电路第三实施例的结构示意图；
图6为本发明DC-DC变换电路第三实施例的电路原理图；
图7为本发明DC-DC变换电路第三实施例中第一模态的电路原理图；
图8为本发明DC-DC变换电路第三实施例中第二模态的电路原理图；
图9为本发明DC-DC变换电路第三实施例中第一模态和第二模态波形图；
图10本发明DC-DC变换电路第三实施例中第一仿真验证示意图；
图11本发明DC-DC变换电路第三实施例中第二仿真验证示意图。
附图标号说明：
本发明目的的实现、功能特点及优点将结合实施例，参照附图做进一步说明。
具体实施方式
应当理解，此处所描述的具体实施例仅用以解释本发明，并不用于限定本发明。
下面将结合本发明实施例中的附图，对本发明的技术方案进行清楚、完整地描述，显然，所描述的实施例仅仅是本发明的一部分实施例，而不是全部的实施例、基于本发明中的实施例，本领域普通技术人员在没有作出创造性劳动的前提下所获得的所有实施例，都属于本发明保护的范围。
需要说明的是，在本发明实施例中涉及“第一”、“第二”等的描述仅用于描述目的，而不能理解为指示或暗示其相对重要性或者隐含指明所指示的技术特征的数量。由此，限定有“第一”、“第二”的特征可以明示或者隐含地包括至少一个该特征，另外各个实施例之间的技术方案可以相互结合，但是必须是以本领域普通技术人员能够实现为基础，当技术方案的结合出现矛盾或无法实现时应当认为这种技术方案的结合不存在，也不在本发明要求的保护范围之内。
参照图1，图1为本发明DC-DC变换电路第一实施例的结构示意图。
如图1所示，本实施例中，所述DC-DC变换电路包括：BOOST升压电路100、变压器200以及开关管Q1。
所述开关管Q1分别与所述BOOST升压电路100以及变压器原端L01连接；在所述开关管Q1闭合时，所述变压器原端L01与电源Vin连接；在所述开关管Q1断开时，所述BOOST升压电路100分别与所述变压器原端L01以及所述电源Vin连接，变压器副端L02与负载R01连接。
所述开关管Q1，用于控制所述BOOST升压电路100中储能元件的通断状态。
需要说明的是，上述储能元件可为上述BOOST升压电路100中进行充能和释能的元器件，如电容。
可理解的是，上述变压器200可为耦合变压器，该变压器200可由初级线圈和次级线圈绕构成。在电路中，该初级线圈和次级线圈均可等效为电感。相应地，上述变压器原端L01即可为上述变压器200的初级线圈，上述变压器副端L02即可为上述变压器200的次级线圈。
在具体实现中，上述开关管Q1的栅极可与控制芯片连接，控制芯片可输出高低电平至开关管Q1的栅极，以控制开关管Q1的闭合和断开，在本实施例涉及的DC-DC变换电路中，开关管Q1闭合可为第一模态，开关管Q1断开可为第二模态。具体地，在电路处于上述开关管Q1闭合的第一模态时，上述变压器原端L01可等效为电感，变压器原端L01通过开关管Q1接入电源Vin，与电源Vin构成原端充能回路，此时，上述BOOST升压电路100无法接入上述电源Vin而被断开，进一步使得BOOST升压电路100中的储能元件被断开。可见，在开关管Q1闭合时，上述BOOST升压电路100中储能元件断开。
应理解的是，在电路处于上述开关管Q1断开的第二模态时，变压器原端L01与电源Vin构成的回路便被断开，此时，上述BOOST升压电路100可接入电路，与电源Vin、变压器原端L01构成BOOST升压回路，上述BOOST升压电路100中的储能元件便可通过该回路接收电源Vin的充电而导通。可见，在开关管Q1断开时，上述BOOST升压电路100中储能元件接通。
所述开关管Q1，还用于控制所述变压器原端L01的通断状态。
在具体实现中，在电路处于上述开关管Q1闭合的第一模态时，上述变压器原端L01便可接入电源Vin，与电源Vin构成上述原端充能回路，从而使得变压器原端L01接通。可见，上述开关管Q1可作为上述原端充能回路的开关，相应地，在电路处于上述开关管Q1断开的第二模态时，便断开了上述原端充能回路，从而使得变压器原端L01断开。
应理解的是，在上述开关管Q1由闭合切换至断开的瞬间，上述变压器200的变压器副端L02上可感应出感应电压，该感应电压的大小可由线圈匝数比和变压器原端L01所充得的电能大小有关。此时，变压器副边L02便可作为供电电源与负载R01进行连接，通过感应电压为负载R01供电。
本实施例DC-DC变换电路包括：开关管分别与BOOST升压电路以及变压器原端连接；在开关管闭合时，变压器原端与电源连接；在开关管断开时，BOOST升压电路分别与变压器原端以及电源连接，变压器副端与负载连接；本实施例上述电路通过开关管控制BOOST升压电路中储能元件的通断状态；开关管控制变压器原端的通断状态。相较于现有的DC-DC变换器通过多个开关管进行多级控制来实现高电压增益，本实施例上述DC-DC变换电路通过单一开关管的闭合与断开便可实现对BOOST升压电路中储能元件的通断状态和变压器原端的通断状态进行控制，有效降低了控制逻辑的复杂性，提高了实现高电压增益的效率。
进一步地，本实施例中，所述开关管Q1，还用于导通所述电源Vin与所述变压器原端L01之间的回路，以使电源Vin对所述变压器原端L01进行充电。
为了便于理解，参考图2进行说明，但并不对本方案进行限定。图2为本发明DC-DC变换电路第一实施例的电路原理图，图2中，所述BOOST升压电路100包括：第一电容C1以及第一二极管D1；所述DC-DC变换电路还包括：第二二极管D2；所述BOOST升压电路100中的储能元件为所述第一电容C1，所述开关管Q1为MOS管。
其中，所述第一电容C1的第一端与所述第一二极管D1的阴极连接，所述第一电容C1的第二端与所述电源Vin的负极连接，所述第一二极管D1的阳极分别与所述变压器原端L01的第一端以及所述第二二极管D2的阳极连接，所述变压器原端L01的第二端与所述电源Vin的正极连接，所述第二二极管D2的阴极与所述开关管Q1的漏极连接，所述开关管Q1的源极与所述电源Vin的负极连接。
在具体实现中，在电路处于上述开关管Q1闭合的第一模态时，开关管Q1的漏极和源极接通，上述变压器原端L01的第一端便可通过上述第二二极管D2、开关管Q1的漏极、开关管Q1的源极接入上述电源Vin的负极，上述变压器原端L01的第二端便可接入上述电源Vin的正极，从而与上述电源Vin构成上述原端充能回路，该第一模态下，上述BOOST升压电路100未接通，电源Vin便可通过上述原端充能回路对上述变压器原端L01进行充电。
所述开关管Q1，还用于导通所述变压器原端L01与所述BOOST升压电路100之间的回路，以使所述变压器200通过充电获得的原端电压对所述BOOST升压电路100中的储能元件进行充电。
需要说明的是，上述原端电压即可为在电路处于上述开关管Q1闭合的第一模态时，由电源Vin对变压器原端L01进行充电，在变压器原端L01上充得的电源电压。
在具体实现中，如图2所示，在电路处于上述开关管Q1断开的第二模态时，上述变压器原端L01的第一端无法接入上述电源Vin的负极，而是接入了上述BOOST升压电路100，具体为通过第一二极管D1与第一电容C1连接，从而在断开上述原端充能回路的同时，导通了由电源Vin、变压器原端L01、第一二极管D1以及第一电容C1构成的上述BOOST升压回路，该第二模态下，上述电源Vin可通过该BOOST升压回路对第一电容C1进行充电，使第一电容C1上充得电源电压，同时上述变压器原端L01也可通过BOOST升压回路基于在第一模态下充电存储的电量对第一电容C1进行充电，使得第一电容C1上充得原端电压，进而使得第一电容C1上充得的电压为电源电压和原端电压，从而实现升压。
应理解的是，上述第二二极管D2可在开关管Q1闭合时，确保此时电路中上述原端充能回路的电流方向由电源Vin流向变压器原端L01，进而确保电源Vin对变压器原端L01的充电稳定进行。相应地，上述第一二极管D1可在开关管断开时，确保此时电流中上述BOOST升压回路的电流方向由电源Vin流向第一电容C1，进而确保电源Vin和变压器原端L01对第一电容C1的充电稳定进行。
参考图3，图3为本发明DC-DC变换电路第二实施例的结构示意图。
如图3所示，基于上述第一实施例，在本实施例中，所述DC-DC变换电路还包括：第一储能电路300。
所述第一储能电路300分别与所述BOOST升压电路100以及所述开关管Q1连接。
所述开关管Q1，还用于导通所述BOOST升压电路100与所述第一储能电路300之间的回路，以使所述BOOST升压电路100通过充电储存的升压电压对所述第一储能电路300进行充电。
需要说明的是，上述电路处于上述开关管Q1闭合的第一模态时，上述电源Vin和上述变压器原端L01不再为上述BOOST升压电路100中的储能元件充电，此时，由于上述BOOST升压电路100中的储能元件已充得电能，因此，上述BOOST升压电路100可作为电源与上述第一储能电路300构成回路，通过所充得的电能对上述第一储能电路300进行充电，也即，上述BOOST升压电路100处于第一模态时对上述第一储能电路300进行充电。
为了便于理解，参考图4进行说明，但并不对本方案进行限定。图4为本发明DC-DC变换电路第二实施例的电路原理图，图4中，所述第一储能电路300包括：第三至第五二极管D3~D5、第一电感L1以及第二电感L2。
其中，所述第一电感L1的第一端与所述第一电容C1的第一端连接，所述第一电感L1的第二端分别与第三二极管D3的阳极以及第四二极管D4的阳极连接，所述第三二极管D3的阴极分别与所述第五二极管D5的阴极以及所述第二电感L2的第一端连接，所述第五二极管D5的阳极与所述第一电容C1的第一端连接，所述第四二极管D4的阴极和所述第二电感L2的第二端均与所述开关管Q1的漏极连接。
在具体实现中，在电路处于上述开关管Q1闭合的第一模态时，开关管Q1的漏极和源极接通，上述BOOST升压回路断开，电源Vin和变压器原端L01不再为第一电容C1进行充能，由于第一电容已充电，且第一电感L1的第一端和第二电感L2的第一端与第一电容C1的第一端连接，第一电感L1的第二端和第二电感L2的第二端可通过开关管Q1的漏极和源极接入第一电容的第二端，因此，第一电容C1可通过第四二极管D4、第五二极管D5与第一电感L1、第二电感L2构成第一储能回路，第一电容C1可通过该第一储能回路进行放电，也即，基于充电存储的升压电压对上述第一电感L1和第二电感L2进行充电，以对升压电压进行释放。
应理解的是，上述第四二极管D4和上述第五二极管D5可确保第一储能回路的电路由第一电容流向第一电感L1和第二电感L2，进而确保第一电容C1对第一电感L1和第二电感L2的充电稳定进行。
需要说明的是，在电路处于上述开关管Q1断开的第二模态时，由于开关管Q1的漏极和源极断开，上述第一储能回路被断开，此时便停止了第一电容C1对第一电感L1和第二电感L2的充电过程。
本实施例通过开关管导通BOOST升压电路与第一储能电路之间的回路，以使BOOST升压电路通过充电储存的升压电压对第一储能电路进行充电。由于升压电压是由电源和变压器原端同时对第一电容充电所获得，因此该升压电压大于电源电压，通过开关管闭合，使得第一电容将该升压电压释放至第一储能电路，由第一储能电路进行存储，以在需要使用时由第一储能电路进行释放，有效提高了能量的利用效率。
参考图5，图5为本发明DC-DC变换电路第三实施例的流程示意图。
如图5所示，基于上述第二实施例，在本实施例中，所述DC-DC变换电路还包括：第二储能电路400。
所述第二储能电路400分别与所述第一储能电路300、所述开关管Q1以及所述变压器副端L02连接。
所述开关管Q1，还用于导通所述第一储能电路300与所述第二储能电路400之间回路，以使所述第一储能电路300通过充电储存的所述升压电压对所述第二储能电路400进行充电。
需要说明的是，上述电路处于上述开关管Q1断开的第二模态时，上述BOOST升压电路100便不再为上述第一储能电路300进行充电，此时，由于上述第一储能电路300中的已充得电能，也即上述升压电压，因此，上述第一储能电路300可作为电源与上述第二储能电路400构成回路，通过所充得的升压电压对上述第二储能电路400进行充电。
为了便于理解，参考图6进行说明，但并不对本方案进行限定。图6为本发明DC-DC变换电路第三实施例的电路原理图，图6中，所述第二储能电路400包括：第六至第八二极管D6~D8、第二电容C2以及第三电容C3。
其中，所述第二电容C2的第一端与第六二极管D6的阴极连接，所述第六二极管D6的阳极分别与所述开关管Q1的漏极以及所述第二电感L2的第二端连接，所述第二电容C2的第二端与所述电源Vin的负极连接；所述第三电容C3的第一端与分别与第七二极管D7的阴极以及所述第八二极管D8的阳极连接，所述第七二极管D7的阳极与所述第二电容C2的第一端连接，所述第三电容C3的第二端与所述变压器副端L02的第一端连接，所述变压器副端L02的第二端与所述第八二极管D8的阴极连接。
在具体实现中，在电路处于上述开关管Q1断开的第二模态时，开关管Q1的漏极和源极断开，上述第一储能回路断开，第一电容C1不再为第一电感L1和第二电感L2不再进行充电，由于第一电感L1和第二电感L2已充电，并且，此时第一电感L1的第一端和第二电感L2的第一端与第一电容C1的第一端连接，第一电感L1的第二端和第二电感L2的第二端通过第六二极管D6与第二电容C2的第一端连接，而第二电容C2的第二端与第一电容C1的第二端连接，因此，第一电感L1和第二电感L2可通过第三二极管D3、第六二极管D6、第一电容C1与第二电容C2构成第二储能回路，第一电感L1和第二电感L2便可通过该第二储能回路进行放电，也即，基于充电存储的升压电压对上述第二电容C2进行充电，以对升压电压进行释放，同时在第二电容C2中充得上述升压电压。
应理解的是，上述第三二极管D3可确保上述第二储能回路中的电流方向由第一电感L1流向第二电感L2，进一步地，上述第六二极管D6可确保上述第二储能回路中的电流方向由第二电感L2流向第二电容C2，可见，经过上述第三二极管D3和第六二极管D6的整流，可确保电流由第一电感L1、第二电感L2中电流流向第二电容C2，进而确保进第一电感L1和第二电感L2对第二电容C2的充电稳定进行。
进一步地，如图6所示，本实施例中，所述DC-DC变换电路还包括：第四电容C4以及第九二极管D9。
其中，所述第四电容C4的第一端分别与所述电源Vin的正极以及所述变压器原端L01的第二端连接，所述第四电容C4的第二端分别与所述变压器副端L02的第二端以及所述第八二极管D8的阴极连接，所述第九二极管D9的阳极与所述变压器副端L02的第一端连接，所述第九二极管D9的阴极与所述负载R01的第一端连接，所述负载R01的第二端与所述电源Vin的负极连接。
所述变压器200，用于在所述原端L01断开时，在所述变压器副端L02上感应出与所述原端电压对应的副端电压，并通过所述副端电压对所述第二储能电路400进行充电。
在具体实现中，在上述开关管Q1由闭合切换为断开时，也即电路由第一模态切换为第二模态时，上述变压器原端L01可作为电源对第一电容C1充电，变压器原端L01的第一端可为正极，同时，在变压器副端L02上感应出副端电压，变压器副端L02可作为电源，其中，由于变压器原端L01的第二端和变压器副端L02的第二端为同名端，因此，变压器副端L02的第一端为正极，变压器副端L02可通过第八二极管D8与第三电容C3构成回路，该回路的电流方向为由变压器副端L02的第一端至第三电容C3的第二端，由第三电容C3的第一端至变压器副端L02的第二端。变压器副端L02可通过该回路对第三电容C3进行充电，将感应出的副端电压传输至该第三电容C3中进行储存。
应理解的是，上述变压器200除了可以通过感应电压对第三电容C3进行充电，使得第三电容C3储存感应电压之外，还可以对DC-DC变换电路的输入侧（包含电源Vin的一侧）和输出侧（包含负载R01的一侧）进行隔离，能够较好的保证电路工作时的稳定性。
所述第二储能电路400，还用于在所述开关管Q1闭合时，通过充电储存的所述升压电压和所述副端电压对所述第四电容C4进行充电。
在具体实现中，在开关管Q1断开的第二模态时，由第一电感L1、第二电感L2为第二电容C2充电，使第二电容C2上储存充电获得的升压电压，同时，由变压器副端L02为第三电容C3充电，使第三电容C3上储存充电获得的副端电压。然后，在开关管Q1闭合的第一模态时，第二电容C2和第三电容C3便可作为一个整体，构成一个整体电源，通过第七三极管D7、变压器副端L02与第四电容C4、电源Vin构成回路。该回路的电流方向可为第三电容C3的第二端至第四电容C4的第二端。第二电容C2和第三电容C3可通过该回路为第四电容C4进行充电，将升压电压和副端电压传输至该第四电容C4中进行储存。
所述第四电容C4，用于在所述开关管Q1断开时，将充电储存的目标电压通过所述负载R01输出。
在具体实现中，上述第四电容C4在开关管Q1闭合的第一模态时储存上述升压电压和副端电压，获得目标电压，也即，目标电压可为升压电压和副端电压之和。在电路处于开关管Q1断开的第二模态时，第四电容C4、电源Vin可通过变压器副边L02、第九二极管D9与负载R01构成回路，该回路的电流方向为由第四电容的第二端至负载R01的第一端。电源Vin和第四电容C4可通过该回路为负载R01供电，此时，负载R01上的输出电压可为电源电压与目标电压之和。
进一步地，如图6所示，本实施例中，所述DC-DC变换电路还包括第五电容C5。
所述第五电容C5的第一端分别与所述第九二极管D9的阴极以及所述负载R01的第一端连接，所述第五电容C5的第二端与所述负载R01的第二端连接。
所述第四电容C4，还用于在所述开关管Q1断开时，通过充电储存的所述目标电压对所述第五电容C5进行充电。
在具体实现中，在处于上述开关管Q1断开的第二模态时，由于第五电容C5与负载R01并联，因此，电源Vin和第四电容C4也可对第五电容C5进行充电，第五电容C5可储存充电获得的电源电压和目标电压。
所述第五电容C5，用于在所述开关管Q1闭合时，将充电储存的所述目标电压通过所述负载R01输出。
在具体实现中，在处于上述开关管Q1闭合的第一模态时，此时，上述第四电容C4、电源Vin可通过变压器副边L02、第九二极管D9与负载R01构成回路断开，电源Vin和第四电容C4停止对第五电容C5的充电以及对负载R01的供电，此时，由于第五电容C5上储存有充电获得的电压，该电压与第二模态时负载上的输出电压一至，因此，第五电容C5可通过所储存的输出电压为负载R01供电，从而使电流在第一模态和第二模态均可为负载R01供电。
应理解的是，本实施例电路的系统阶数由参与充电和放电的电感和电容确定，也即由变压器原端L01、变压器副端L02、第一电感L1和第二电感，以及第一至第五电容C1~C5确定，与现有的高增益DC-DC变换器相比，本实施例电路的系统阶数相对较少，降低了电路的复杂性和成本。
结合上述各实施例对第一模态的描述，为了便于理解，参考图7进行说明，但并不对本方案进行限定。图7为本发明DC-DC变换电路第三实施例中第一模态的电路原理图，图7中，在第一模态下，开关管Q1闭合，其源极和漏极接通，第一二极管D1、第三二极管D3、第六二极管D6、第八二极管D8、第九二极管D9均处于关断状态，第二二极管D2、第四二极管D4、第五二极管D5、第七二极管D7均处于接通状态。电源Vin通过第二二极管D2为变压器原端L01充电，第一电容C1通过第四二极管D4为第一电感L1充电，第一电容C1通过第五二极管D5为第二电感L2充电，第二电容C2和第三电容C3通过第七二极管D7和变压器副端L02为第四电容C4充电，第五电容C5为负载R01供电维持输出电压。
结合上述各实施例对第二模态的描述，为了便于理解，参考图8进行说明，但并不对本方案进行限定。图8为本发明DC-DC变换电路第三实施例中第二模态的电路原理图，图8中，在第二模态下，开关管Q1断开，其源极和漏极未接通，第一二极管D1、第三二极管D3、第六二极管D6、第八二极管D8、第九二极管D9均处于接通状态，第二二极管D2、第四二极管D4、第五二极管D5、第七二极管D7均处于关断状态。电源Vin和变压器原端L01通过第一电感D1为第一电容C1充电，第一电感L1和第二电感L2通过第三二极管D3和第六二极管D6为第二电容C2充电，变压器副端L02通过第八二极管D8为第三电容C3充电，电源Vin和第四电容C4通过变压器副端L02和第九二极管D9为第五电容C5充电，以及为负载R01供电。
为了便于理解，参考图9进行说明，但并不对本方案进行限定。图9为本发明DC-DC变换电路第三实施例中第一模态和第二模态波形图，图9中，vQ为开关管Q1源极和漏极之间的电压，iQ为流过开关管Q1源极和漏极的电流，VD2-4-5-7为第二二极管D2、第二四极管D4、第五二极管D5和第七二极管D7上的电压，ID2-4-5-7为流过第二二极管D2、第二四极管D4、第五二极管D5和第七二极管D7上的电流，VD1-3-6-8-9为第一二极管D1、第三二极管D3、第六二极管D6、第八二极管D和第九二极管D9上的电压，ID1-3-6-8-9为流过第一二极管D1、第三二极管D3、第六二极管D6、第八二极管D8和第九二极管D上的电流。D为开关管Q1的占空比，T为开关周期，驱动信号即为输出至开关管Q1栅极的信号，可见，在DT内驱动信号为高电平，在（1-D）T内驱动信号为低电平，开关管Q1为NMOS管，高电平导通，因此，DT即可为开关管Q1闭合的第一模态，（1-D）T即可为开关管Q1断开的第二模态。
需要说明的是，在DT内，驱动信号为高电平，开关管Q1闭合，源极和漏极接通，电源Vin可通过第二二极管D2输出电流至开关管Q1，此时的开关管Q1可作为导线，因此，开关管Q1源极和漏极之间的电压vQ为0，而电流iQ处于上升状态。第二二极管D2、第四二极管D4、第五二极管D5、第七二极管D7均处于接通状态，也即正向偏置，因此，ID2-4-5-7处于上升状态，VD2-4-5-7为0。第一二极管D1、第三二极管D3、第六二极管D6、第八二极管D8、第九二极管D9均处于关断状态，也即，反向偏置，因此，ID1-3-6-8-9为上升状态，VD1-3-6-8-9为断路时的电压。
可理解的是，在（1-D）T内，驱动信号为低电平，开关管Q1断开，源极和漏极断开，电源Vin不再通过第二二极管D2输出电流至开关管Q1，此时的开关管Q1断路，因此，开关管Q1源极和漏极之间的电压vQ为断路时的电压，而电流iQ为0。第二二极管D2、第四二极管D4、第五二极管D5、第七二极管D7均处于断开状态，也即反向偏置，因此，ID2-4-5-7为0，VD2-4-5-7为断路时的电压。第一二极管D1、第三二极管D3、第六二极管D6、第八二极管D8、第九二极管D9均处于接通状态，也即，正向偏置，同时由于第二模态下正向偏置的各二极管均参与充电过程，因此，ID1-3-6-8-9为下降状态，VD1-3-6-8-9为0。
需要说明的是，若设定变压器200初级线圈（变压器原端L01）和次级线圈（变压器副端L02）的匝数比为1：n，则第一模态中各电感的电压可以表示为：
第二模态中各电感的电压可以表示为：
其中，VL01为变压器原端上的电压，VL02为变压器副端上的电压，VL1为第一电感上的电压，VL2为第二电感上的电压，Vi为电源电压，VC1为第一电容上的电压，VC2为第二电容上的电压，VC3为第三电容上的电压，VC4为第四电容上的电压。
第一模态中各电容的电流可以表示为：
第二模态中各电容的电流可以表示为：
其中，iC1为第一电容上的电流、iC2为第二电容上的电流，iC3为第三电容上的电流、iC4为第四电容上的电流，iC5为第五电容上的电流、IL01为变压器原端上的电流，IL02为变压器副端上的电流、IL1为第一电感上的电流，IL2为第二电感上的电流，Vout为负载上的输出电压，R为负载的电阻。
进一步地，结合上述第一模态和第二模态下的各电感的电压公式和各电感的电容公式，运用伏秒平衡和安秒平衡，可以求出输出电压和电源电压之间的增益公式：
其中，Vout为负载上的输出电压，Vi为电源电压，n为次级线圈的匝数，D为开关管的占空比。
相应地，电容电压应力可以表示为：
电感电流应力可以表示为：
其中，VC1为第一电容上的电压，VC2为第二电容上的电压，VC3为第三电容上的电压，VC4为第四电容上的电压，Vi为电源电压，IL01为变压器原端电流，IL02为变压器副端上的电流、IL1为第一电感上的电流，IL2为第二电感上的电流，Ii为流过电源的电流，n为次级线圈的匝数，D为开关管的占空比。
为了便于理解，参考图10进行说明，但并不对本方案进行限定，图10为本发明DC-DC变换电路第三实施例中第一仿真验证示意图，图10中，可基于上述电路进行仿真验证，设定驱动信号由开关频率为1MHz，占空比D=50%所确定，最大幅值为16V，最低幅值为0V，电源电压Vi=50V，变压器初级线圈和次级线圈的匝数比为1：3，基于上述各设定的参数进行仿真测试，或代入上述增益公式，获得图10中所示的输出电压波形，可以看出，输出电压最大幅值为748.586V，最小幅值在748.578~748.580之间。
为了便于理解，参考图11进行说明，但并不对本方案进行限定。图11为图11本发明DC-DC变换电路第三实施例中第二仿真验证示意图，图11中，设定驱动信号由开关频率为1MHz，占空比D=60%所确定，最大幅值为16V，最低幅值为0V，电源电压Vi=25V，变压器初级线圈和次级线圈的匝数比为1：4，于上述各设定的参数进行仿真测试，或代入上述增益公式，获得图11中所示的输出电压波形，可以看出，输出电压最大幅值为654.228V，最小幅值为654.220。
可理解的是，从上述图10和图11的仿真验证示意图中可以得知，在占空比为50%，匝数比为1：3，时，输出电压处于748.578~748.586之间，在占空比为60%，匝数比为1：4时，输出电压处于654.220~654.228之间，可见，本实施例DC-DC变换电路可在仅采用一个开关管Q1以及相对较少的系统阶数的情况下，可以在较低的占空比，较小的匝数比下实现较大的电压增益。
此外，本发明实施例还提出一种DC-DC变换装置，所述DC-DC变换装置包括上文所述的DC-DC变换电路。
本发明DC-DC变换装置的实施例或具体实现方式可参照上述DC-DC变换电路实施例，此处不再赘述。
本发明流数据写入装置的其他实施例或具体实现方式可参照上述各方法实施例，此处不再赘述。
需要说明的是，在本文中，术语“包括”、“包含”或者其任何其他变体意在涵盖非排他性的包含，从而使得包括一系列要素的过程、方法、物品或者系统不仅包括那些要素，而且还包括没有明确列出的其他要素，或者是还包括为这种过程、方法、物品或者系统所固有的要素。在没有更多限制的情况下，由语句“包括一个……”限定的要素，并不排除在包括该要素的过程、方法、物品或者系统中还存在另外的相同要素。
上述本发明实施例序号仅仅为了描述，不代表实施例的优劣。
以上仅为本发明的优选实施例，并非因此限制本发明的专利范围，凡是利用本发明说明书及附图内容所作的等效结构或等效流程变换，或直接或间接运用在其他相关的技术领域，均同理包括在本发明的专利保护范围内。

Claims (7)

1.一种DC-DC变换电路，其特征在于，所述DC-DC变换电路包括：BOOST升压电路、变压器以及开关管；
所述开关管分别与所述BOOST升压电路以及变压器原端连接；
在所述开关管闭合时，所述变压器原端与电源连接；
在所述开关管断开时，所述BOOST升压电路分别与所述变压器原端以及所述电源连接，变压器副端与负载连接；
所述开关管，用于控制所述BOOST升压电路中储能元件的通断状态；
所述开关管，还用于控制所述变压器原端的通断状态；
所述DC-DC变换电路还包括：第一储能电路、第二储能电路、第四电容以及第九二极管；
所述第一储能电路分别与所述BOOST升压电路以及所述开关管连接，所述第二储能电路分别与所述第一储能电路、所述开关管以及所述变压器副端连接；
所述第四电容的第一端分别与所述电源的正极以及所述变压器原端的第二端连接，所述第四电容的第二端分别与所述变压器副端的第二端连接，所述第九二极管的阳极与所述变压器副端的第一端连接，所述第九二极管的阴极与所述负载的第一端连接，所述负载的第二端与所述电源的负极连接；
所述开关管，还用于导通所述BOOST升压电路与所述第一储能电路之间的回路，以使所述BOOST升压电路通过充电储存的升压电压对所述第一储能电路进行充电；
所述开关管，还用于导通所述第一储能电路与所述第二储能电路之间回路，以使所述第一储能电路通过充电储存的所述升压电压对所述第二储能电路进行充电；
所述变压器，用于在所述变压器原端断开时，在所述变压器副端上感应出与原端电压对应的副端电压，并通过所述副端电压对所述第二储能电路进行充电；
所述第二储能电路，还用于在所述开关管闭合时，通过充电储存的所述升压电压和所述副端电压对所述第四电容进行充电；
所述第四电容，用于在所述开关管断开时，将充电储存的目标电压通过所述负载输出。
2.如权利要求1所述的DC-DC变换电路，其特征在于，所述开关管，还用于导通所述电源与所述变压器原端之间的回路，以使电源对所述变压器原端进行充电；
所述开关管，还用于导通所述变压器原端与所述BOOST升压电路之间的回路，以使所述变压器通过充电获得的所述原端电压对所述BOOST升压电路中的储能元件进行充电。
3.如权利要求2所述的DC-DC变换电路，其特征在于，所述BOOST升压电路包括：第一电容以及第一二极管；
所述DC-DC变换电路还包括：第二二极管；
所述BOOST升压电路中的储能元件为所述第一电容，所述开关管为MOS管；
所述第一电容的第一端与所述第一二极管的阴极连接，所述第一电容的第二端与所述电源的负极连接，所述第一二极管的阳极分别与所述变压器原端的第一端以及所述第二二极管的阳极连接，所述变压器原端的第二端与所述电源的正极连接，所述第二二极管的阴极与所述开关管的漏极连接，所述开关管的源极与所述电源的负极连接。
4.如权利要求3所述的DC-DC变换电路，其特征在于，所述第一储能电路包括：第三至第五二极管、第一电感以及第二电感；
所述第一电感的第一端与所述第一电容的第一端连接，所述第一电感的第二端分别与第三二极管的阳极以及第四二极管的阳极连接，所述第三二极管的阴极分别与所述第五二极管的阴极以及所述第二电感的第一端连接，所述第五二极管的阳极与所述第一电容的第一端连接，所述第四二极管的阴极和所述第二电感的第二端均与所述开关管的漏极连接。
5.如权利要求4所述的DC-DC变换电路，其特征在于，所述第二储能电路包括：第六至第八二极管、第二电容以及第三电容；
所述第二电容的第一端与第六二极管的阴极连接，所述第六二极管的阳极分别与所述开关管的漏极以及所述第二电感的第二端连接，所述第二电容的第二端与所述电源的负极连接；
所述第三电容的第一端与分别与第七二极管的阴极以及所述第八二极管的阳极连接，所述第七二极管的阳极与所述第二电容的第一端连接，所述第三电容的第二端与所述变压器副端的第一端连接，所述变压器副端的第二端与所述第八二极管的阴极连接。
6.如权利要求5所述的DC-DC变换电路，其特征在于，所述DC-DC变换电路还包括第五电容；
所述第五电容的第一端分别与所述第九二极管的阴极以及所述负载的第一端连接，所述第五电容的第二端与所述负载的第二端连接；
所述第四电容，还用于在所述开关管断开时，通过充电储存的所述目标电压对所述第五电容进行充电；
所述第五电容，用于在所述开关管闭合时，将充电储存的所述目标电压通过所述负载输出。
7.一种DC-DC变换装置，其特征在于，所述DC-DC变换装置包括如权利要求1至6任一项所述的DC-DC变换电路。
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