TWI764795B - 返馳式電源轉換器與其中之切換式電容轉換電路 - Google Patents

返馳式電源轉換器與其中之切換式電容轉換電路

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Abstract

一種切換式電容轉換電路，用以轉換第一供應電壓以產生第二供應電壓供電予電源轉換電路，該切換式電容轉換電路包含：轉換電容器；輸出電容器；以及複數開關，用以根據切換式電容轉換電路的第一供應電壓之位準，而切換轉換電容器與輸出電容器之耦接，以轉換第一供應電壓而於輸出電容器上產生第二供應電壓；其中第二供應電壓用以供電而控制電源轉換電路，其中當第一供應電壓高於高閾值時，切換式電容轉換電路控制第二供應電壓低於第一供應電壓；其中當第一供應電壓低於低閾值時，切換式電容轉換電路控制第二供應電壓高於第一供應電壓。

Description

返馳式電源轉換器與其中之切換式電容轉換電路
本發明係有關於切換式電容轉換電路，特定而言係有關於能根據輸入電壓位準調整輸出電壓位準之切換式電容轉換電路及包括前述切換式電容轉換電路之返馳式電源轉換器。
圖1係顯示一先前技術之返馳式電源轉換器100。變壓器10的輔助繞組NA透過二極體40和電容器45產生輔助電壓VNA，用以提供電源予一次側控制電路50，以控制返馳式電源轉換器100。其中輔助電壓VNA與輸出電壓Vout具有比例關係，具體而言，其比例關係正比於輔助繞組NA和二次繞組NS的圈數比。二次側控制電路60具有介面端子CC1和CC2，用以接收來自通信介面(例如 USB PD)的指令，以用於編程輸出電壓 Vout 的電壓位準。在最近的發展中，需要將輸出電壓 Vout 編程為 3.2V 至 48V，以涵蓋從手機充電到可攜式電動工具電池充電的應用。然而當輸出電壓Vout之範圍過大時，將導致輔助電壓VNA之範圍亦會過大，在此情況下，一次側控制電路50和二次側控制電路60將需要在較寬的電壓範圍內運行，因而導致更差的功率效率。本發明的目的是透過為一次側控制電路及/或二次側控制電路提供一種高效率的電源供應電路來解決這個問題。
有鑑於此，本發明即針對上述先前技術之不足，提出一種嶄新的切換式電容轉換電路及其中之電源轉換電路。
於一觀點中，本發明提供一種切換式電容轉換電路，用以轉換一第一供應電壓而產生一第二供應電壓以供電予一電源轉換電路，該切換式電容轉換電路包含：一轉換電容器；一輸出電容器；以及複數開關，用以根據該切換式電容轉換電路的該第一供應電壓之位準，而切換該轉換電容器與該輸出電容器之耦接，以轉換該第一供應電壓而於該輸出電容器上產生該第二供應電壓；其中該第二供應電壓用以供電而控制該電源轉換電路，其中當該第一供應電壓高於一高閾值時，該切換式電容轉換電路控制該第二供應電壓低於該第一供應電壓；其中當該第一供應電壓低於一低閾值時，該切換式電容轉換電路控制該第二供應電壓高於該第一供應電壓。
於另一觀點中，本發明提供一種返馳式電源轉換器，包含：一控制器，用以控制而切換一變壓器之一繞組，以轉換一輸入電壓而於該變壓器之另一繞組產生一輸出電壓；以及一切換式電容轉換電路，用以轉換一第一供應電壓而產生一第二供應電壓以供電予該控制器，其中該第一供應電壓耦接自該變壓器的一繞組，該切換式電容轉換電路包括：一轉換電容器；一輸出電容器；以及複數開關，用以根據該切換式電容轉換電路的該第一供應電壓之位準，而切換該轉換電容器與該輸出電容器之耦接，以轉換該第一供應電壓而於該輸出電容器上產生該第二供應電壓；其中當該第一供應電壓高於一高閾值時，該切換式電容轉換電路控制該第二供應電壓低於該第一供應電壓；其中當該第一供應電壓低於一低閾值時，該切換式電容轉換電路控制該第二供應電壓高於該第一供應電壓。
於一實施例中，當該第一供應電壓低於該高閾值，且該第一供應電壓高於該低閾值時，該切換式電容轉換電路控制該第二供應電壓等於該第一供應電壓。
於一實施例中，該電源轉換電路為一返馳式電源轉換器。
於一實施例中，該第二供應電壓用以供電予該返馳式電源轉換器中的一控制器。
於一實施例中，該第一供應電壓耦接自該返馳式電源轉換器之一變壓器的一繞組。
於一實施例中，該第一供應電壓正比於該返馳式電源轉換器的一輸出電壓。
於一實施例中，該第二供應電壓低於該控制器的一絕對最大額定值，且該絕對最大額定值小於該第一供應電壓的一最大值。
於一實施例中，當該第一供應電壓高於該高閾值時，該第二供應電壓控制為該第一供應電壓之1/2。
於一實施例中，該高閾值大於或等於該電源轉換電路之一控制器的一最低操作電壓之2倍。
於一實施例中，當該第一供應電壓低於該低閾值時，該第二供應電壓控制為該第一供應電壓之2倍。
於一實施例中，該低閾值大於或等於該電源轉換電路之一控制器的一最低操作電壓。
於一實施例中，該複數開關基於一切換週期而週期性地依照以下至少之一方式切換：(1)當該第一供應電壓高於該高閾值時，於該切換週期的第一時段，該複數開關控制該轉換電容器與該輸出電容器串聯電連接於該第一供應電壓與一接地電位之間，且於該切換週期的第二時段，該複數開關控制該轉換電容器與該輸出電容器彼此並聯電連接，藉此於該輸出電容器上產生該第二供應電壓，使得該第二供應電壓控制為該第一供應電壓之1/2；及/或(2)當該第一供應電壓低於該低閾值時，於該切換週期的第一時段，該複數開關控制該轉換電容器並聯電連接於該第一供應電壓而充電，且於該切換週期的第二時段，該複數開關控制該轉換電容器與該輸出電容器彼此反相串聯電連接於該第一供應電壓與一接地電位之間，藉此於該輸出電容器上產生該第二供應電壓，使得該第二供應電壓控制為該第一供應電壓之2倍。
於一實施例中，於該切換週期的該第一時段與該第二時段之間具有一空滯時間，用以避免部分之該複數開關之間同時導通而造成短路電流。
於一實施例中，該切換式電容轉換電路包括第一開關至第五開關，該第一開關、該第二開關、該第三開關、該第四開關依序串聯耦接於該第一供應電壓與一接地電位之間，且依序兩兩耦接於第一節點、第二節點與第三節點，該第五開關耦接於該第一供應電壓與該第三節點之間，該第二節點耦接至該第二供應電壓；其中該轉換電容器耦接於該第一節點與該第三節點之間，該輸出電容器耦接於該第二供應電壓與該接地電位之間。
於一實施例中，當該第一供應電壓低於該高閾值，且該第一供應電壓高於該低閾值時，該第一開關與該第二開關導通，及/或該第三開關與該第五開關導通，以控制該第一供應電壓與該第二供應電壓彼此電連接，使得該第二供應電壓等於該第一供應電壓。
於一實施例中，該第一開關與該第二開關之每一者包括：彼此串聯的第一電晶體與第二電晶體，其中該第一電晶體的本體二極體與該第二電晶體的本體二極體彼此反向耦接。
本發明之優點為本發明可降低控制電路所需耐受的電壓、降低功率損耗且提升控制電路之功率效率。
底下藉由具體實施例詳加說明，當更容易瞭解本發明之目的、技術內容、特點及其所達成之功效。
發明中的圖式均屬示意，主要意在表示各電路間之耦接關係，以及各訊號波形之間之關係，至於電路、訊號波形與頻率則並未依照比例繪製。
圖2係根據本發明之一實施例顯示一切換式電容轉換電路之電路示意圖(切換式電容轉換電路200)。如圖2所示，本發明之切換式電容轉換電路200用以轉換第一供應電壓VS1而產生第二供應電壓VS2，以供電予電源轉換電路。切換式電容轉換電路200包括轉換電容器CF、輸出電容器Co以及複數開關S1~S5。複數開關S1~S5用以根據切換式電容轉換電路200的第一供應電壓VS1之位準，而切換轉換電容器CF與輸出電容器Co之耦接，以轉換第一供應電壓VS1而於輸出電容器Co上產生第二供應電壓VS2。第二供應電壓VS2用以供電予電源轉換電路中的控制器，而控制電源轉換電路進行電源轉換，其細節容後詳述。如圖2所示，切換式電容轉換電路200更包括供應控制器201，其根據第一供應電壓VS1產生開關控制訊號Cs1~Cs5。開關S1~S5用以分別根據開關控制訊號Cs1~Cs5切換轉換電容器CF與輸出電容器Co之耦接。
在一實施例中，當第一供應電壓VS1高於一高閾值時，切換式電容轉換電路200控制第二供應電壓VS2低於第一供應電壓VS1，例如但不限於為第一供應電壓VS1的一半位準。在一實施例中，當第一供應電壓VS1低於一低閾值時，切換式電容轉換電路200控制第二供應電壓VS2高於第一供應電壓VS1，例如但不限於為第一供應電壓VS1的兩倍。在一實施例中，當第一供應電壓VS1低於高閾值，且第一供應電壓VS1高於低閾值時，切換式電容轉換電路200控制第二供應電壓VS2等於第一供應電壓VS1。
如圖2所示，在一實施例中，切換式電容轉換電路200包括開關S1至開關S5。開關S1~開關S4依序串聯耦接於第一供應電壓VS1與接地電位之間，且依序兩兩耦接於第一節點N1、第二節點N2與第三節點N3。開關S5耦接於第一供應電壓VS1與第三節點N3之間，第二節點N2耦接至第二供應電壓VS2。轉換電容器CF耦接於第一節點N1與第三節點N3之間，輸出電容器Co耦接於第二供應電壓VS2與接地電位之間。
再請繼續參照圖2同時參照圖4，圖4係根據本發明之一實施例顯示一切換式電容轉換電路之複數開關之操作波形示意圖。複數開關S1~S5基於切換週期TS而週期性地切換。於一實施例中，當第一供應電壓VS1高於高閾值時，於切換週期的第一時段T1，開關S1及S3導通並控制轉換電容器CF與輸出電容器Co串聯電連接於第一供應電壓VS1與接地電位之間，且於切換週期的第二時段T2，開關S2及S4導通並控制轉換電容器CF與輸出電容器Co彼此並聯電連接，藉此於輸出電容器Co上產生第二供應電壓VS2。需說明的是，本實施例中，開關S2、S4及S5於第一時段T1中為不導通，且開關S1、S3及S5於第二時段T2中為不導通，其中開關S5恆不導通。換言之，開關S1、S3的開關控制訊號Cs1與Cs3係對應於如圖4的第一相位之波形而操作，而開關S2、S4的開關控制訊號Cs2與Cs4係對應於如圖4的第二相位之波形而操作。
於另一實施例中，當第一供應電壓VS1低於低閾值時，於切換週期的第一時段T1，開關S1及S4導通並控制轉換電容器CF並聯電連接於第一供應電壓VS1而充電，且於切換週期的第二時段T2，開關S2及S5導通並控制轉換電容器CF與輸出電容器Co彼此反相串聯電連接於第一供應電壓VS1與接地電位之間，藉此於輸出電容器Co上產生第二供應電壓VS2。具體而言，於本實施例中，於第二時段T2，輸出電容器Co之跨壓VCo與第一供應電壓VS1同相，而轉換電容器CF之跨壓VCF與輸出電容器Co之跨壓VCo反相。此外，需說明的是，本實施例中，開關S2、S3及S5於第一時段T1中為不導通，且開關S1、S3及S4於第二時段T2中為不導通，其中開關S3恆不導通。換言之，開關S1、S4的開關控制訊號Cs1與Cs4係對應於如圖4的第一相位之波形而操作，而開關S2、S5的開關控制訊號Cs2與Cs5係對應於如圖4的第二相位之波形而操作。此外，如圖4所示，於切換週期TS的第一時段T1與第二時段T2之間具有空滯時間TD，用以避免部分之複數開關之間同時導通而造成短路電流。
於又一實施例中，當第一供應電壓VS1低於高閾值，且第一供應電壓VS1高於低閾值時，開關S1、S2及S4導通，使得第一供應電壓VS1與第二供應電壓VS2彼此電連接，亦即以第一供應電壓VS1做為第二供應電壓VS2。本實施例中，開關S3及S5為不導通。在另一實施例中，或可控制開關S3及S5為導通，使得第一供應電壓VS1與第二供應電壓VS2彼此電連接。
圖3係根據本發明之一實施例顯示一電源轉換電路之電路示意圖。本實施例係示例將切換式電容轉換電路200應用至電源轉換電路，例如但不限於返馳式電源轉換器。如圖3所示，返馳式電源轉換器300包括變壓器10，其繞組(例如輔助繞組NA)透過例如整流器(例如由二極體40和電容器45所形成)產生第一供應電壓VS1，用以提供電源予切換式電容轉換電路200。變壓器10之二次繞組NS透過整流器(如二極體30及電容器35所形成)產生輸出電壓Vout，二次側控制電路60根據輸出電壓Vout而通過例如光耦合器而產生回授訊號至一次側控制電路50。應注意者為，整流器除了圖3所示之二極體30以外，亦可以開關實施。
返馳式電源轉換器300更包括一次側開關20，其閘極端耦接至一次側控制電路50，源極端透過電阻25耦接至接地電位，而汲極端耦接至一次繞組Np。切換式電容轉換電路200用以轉換第一供應電壓VS1並提供第二供應電壓VS2予一次側控制電路50(對應於前述的控制器)，以控制返馳式電源轉換器300的一次側開關20而進行電源轉換。其中第一供應電壓VS1與輸出電壓Vout具有比例關係，具體而言，其比例關係正比於變壓器10的輔助繞組NA和二次繞組NS的圈數比。於一實施例中，第一供應電壓VS1與輸出電壓Vout成正比。二次側控制電路60具有介面端子CC1和CC2，用以接收來自通信介面(例如 USB PD)的指令，以用於編程輸出電壓 Vout 的電壓位準。在其他實施例中，第二供應電壓VS2亦可用以供電予二次側控制電路60。
於一實施例中，第二供應電壓VS2低於返馳式電源轉換器300例如返馳式電源轉換器之控制器(例如一次側控制電路50)的絕對最大額定值(absolute maximum rating)，且絕對最大額定值小於第一供應電壓VS1的最大值。作為與先前技術的對比，若以第一供應電壓VS1直接供電予一次側控制電路50，在此情況下，當第一供應電壓VS1被設定為最大值時，由於超過了絕對最大額定值，一次側控制電路50將會毀損。而本案乃是由適應性調整的第二供應電壓VS2供電予一次側控制電路50，則可以避免這個問題。
於一實施例中，前述高閾值大於或等於返馳式電源轉換器300例如返馳式電源轉換器之一次側控制電路50的最低操作電壓之2倍。於另一實施例中，前述低閾值大於或等於返馳式電源轉換器300例如返馳式電源轉換器之一次側控制電路50的最低操作電壓。前述的高閾值與低閾值之範圍，可確保第二供應電壓VS2不會低於一次側控制電路50的最低操作電壓，亦即，確保了一次側控制電路50的正常操作。
圖5係根據本發明之一實施例顯示一切換式電容轉換電路之開關S1與S2之電路示意圖。如圖5所示，開關S1與開關S2之每一包括彼此串聯的第一電晶體Sa與第二電晶體Sb。第一電晶體Sa的本體二極體Da與第二電晶體Sb的本體二極體Db彼此反向耦接，以防止開關S1與S2受開關控制訊號Cs1、Cs2欲控制為不導通時，可能由本體二極體所導通的電流。
圖6係根據本發明之一具體實施例顯示一切換式電容轉換電路之供應控制器之電路示意圖。本實施例係為圖2之供應控制器201的一示例性實施例。如圖6所示，供應控制器201包括電阻器110、120及130、比較器150及160、模式判斷電路2011及解碼電路195。電阻器110、120及130形成分壓器，用以對第一供應電壓VS1分壓而產生比例電壓VS1’與VS1”。比較器150、160將比例電壓VS1’及VS1’’分別與高閾值相關訊號VTH和低閾值相關訊號VTL進行比較，以產生輸出訊號CO1及CO2。於一實施例中，高閾值相關訊號VTH係相關於前述高閾值。於一實施例中，低閾值相關訊號VTL係相關於前述低閾值。
於一實施例中，模式判斷電路2011根據比較器150及160之輸出訊號CO1及CO2而產生訊號D2、X1及X2。於一實施例中，模式判斷電路2011例如但不限於反相器151、161與及閘170、180、190。訊號D2係表示第二供應電壓VS2控制為第一供應電壓VS1之1/2。訊號X2係表示第二供應電壓VS2控制為第一供應電壓VS1之2倍。訊號X1係表示以第一供應電壓VS1做為第二供應電壓VS2。於一實施例中，比較器150、160可具有磁滯(hysteresis)。解碼電路195根據訊號D2、X1、X2而於不同模式下產生對應的開關控制訊號Cs1~Cs5。
當比例電壓VS1’高於高閾值相關訊號VTH時(示意第一供應電壓VS1高於高閾值)，訊號D2被致能，用以控制切換式電容轉換電路200產生低於第一供應電壓VS1的第二供應電壓VS2，例如第一供應電壓VS1的一半位準。當比例電壓VS1”低於低閾值相關訊號VTL時(示意第一供應電壓VS1低於低閾值)，訊號X2被致能，用以控制切換式電容轉換電路200產生高於第一供應電壓VS1的第二供應電壓VS2，例如第一供應電壓VS1的兩倍位準。當比例電壓VS1’高於高閾值相關訊號VTH，且比例電壓VS1”低於低閾值相關訊號VTL時(示意第一供應電壓VS1的電壓位準介於高閾值與低閾值之間)，則訊號 X1被致能，用以控制切換式電容轉換電路200控制第二供應電壓VS2與第一供應電壓 VS1的位準相同。
本發明如上所述提供了一種切換式電容轉換電路及其中之電源轉換電路，其可降低一次側控制電路及二次側控制電路所需耐受的電壓、降低功率損耗且提升一次側控制電路及二次側控制電路之功率效率。
以上已針對較佳實施例來說明本發明，唯以上所述者，僅係為使熟悉本技術者易於了解本發明的內容而已，並非用來限定本發明之最廣的權利範圍。所說明之各個實施例，並不限於單獨應用，亦可以組合應用，舉例而言，兩個或以上之實施例可以組合運用，而一實施例中之部分組成亦可用以取代另一實施例中對應之組成部件。此外，在本發明之相同精神下，熟悉本技術者可以思及各種等效變化以及各種組合，舉例而言，本發明所稱「根據某訊號進行處理或運算或產生某輸出結果」，不限於根據該訊號的本身，亦包含於必要時，將該訊號進行電壓電流轉換、電流電壓轉換、及／或比例轉換等，之後根據轉換後的訊號進行處理或運算產生某輸出結果。由此可知，在本發明之相同精神下，熟悉本技術者可以思及各種等效變化以及各種組合，其組合方式甚多，在此不一一列舉說明。因此，本發明的範圍應涵蓋上述及其他所有等效變化。
10:變壓器 20:一次側開關 25:電阻 30,40:二極體 35,45:電容器 50:一次側控制電路 60:二次側控制電路 100:返馳式電源轉換器 110,120,130:電阻器 150,160:比較器 151,161:反相器 170,180,190:及閘 195:解碼電路 200:切換式電容轉換電路 201:供應控制器 2011:模式判斷電路 300:返馳式電源轉換器 CC1,CC2:介面端子 CF:轉換電容器 Co:輸出電容器 CO1,CO2:輸出訊號 Cs1~Cs5:開關控制訊號 Da,Db:本體二極體 D2,X1,X2:訊號 N1:第一節點 N2:第二節點 N3:第三節點 NA:輔助繞組 Np:一次繞組 NS:二次繞組 S1~S5:開關 Sa:第一電晶體 Sb:第二電晶體 T1:第一時段 T2:第二時段 TD:空滯時間 TS:切換週期 VCF,VCo:跨壓 Vin:輸入電壓 VNA:電壓 Vout:輸出電壓 VS1:第一供應電壓 VS2:第二供應電壓 VS1’,VS1’’:比例電壓 VTH:高閾值相關訊號 VTL:低閾值相關訊號
圖1係顯示一先前技術之返馳式電源轉換器
圖2係根據本發明之一實施例顯示一切換式電容轉換電路之電路示意圖。
圖3係根據本發明之一實施例顯示一返馳式電源轉換器之電路示意圖。
圖4係根據本發明之一實施例顯示一切換式電容轉換電路之複數開關之操作波形示意圖。
圖5係根據本發明之一實施例顯示一切換式電容轉換電路之開關之具體電路示意圖。
圖6係根據本發明之一具體實施例顯示一切換式電容轉換電路之供應控制器之電路示意圖。
200:切換式電容轉換電路
201:供應控制器
CF:轉換電容器
Co:輸出電容器
Cs1~Cs5:開關控制訊號
N1:第一節點
N2:第二節點
N3:第三節點
S1~S5:開關
VCF,VCo:跨壓
VS1:第一供應電壓
VS2:第二供應電壓

Claims (27)

  1. 一種切換式電容轉換電路，用以轉換一第一供應電壓而產生一第二供應電壓以供電予一電源轉換電路，該切換式電容轉換電路包含： 一轉換電容器； 一輸出電容器；以及 複數開關，用以根據該切換式電容轉換電路的該第一供應電壓之位準，而切換該轉換電容器與該輸出電容器之耦接，以轉換該第一供應電壓而於該輸出電容器上產生該第二供應電壓； 其中該第二供應電壓用以供電而控制該電源轉換電路，其中當該第一供應電壓高於一高閾值時，該切換式電容轉換電路控制該第二供應電壓低於該第一供應電壓； 其中當該第一供應電壓低於一低閾值時，該切換式電容轉換電路控制該第二供應電壓高於該第一供應電壓。
  2. 如請求項1所述之切換式電容轉換電路，其中當該第一供應電壓低於該高閾值，且該第一供應電壓高於該低閾值時，該切換式電容轉換電路控制該第二供應電壓等於該第一供應電壓。
  3. 如請求項1所述之切換式電容轉換電路，其中該電源轉換電路為一返馳式電源轉換器。
  4. 如請求項3所述之切換式電容轉換電路，其中該第二供應電壓用以供電予該返馳式電源轉換器中的一控制器。
  5. 如請求項3所述之切換式電容轉換電路，其中該第一供應電壓耦接自該返馳式電源轉換器之一變壓器的一繞組。
  6. 如請求項5所述之切換式電容轉換電路，其中該第一供應電壓正比於該返馳式電源轉換器的一輸出電壓。
  7. 如請求項4所述之切換式電容轉換電路，其中該第二供應電壓低於該控制器的一絕對最大額定值，且該絕對最大額定值小於該第一供應電壓的一最大值。
  8. 如請求項1所述之切換式電容轉換電路，其中當該第一供應電壓高於該高閾值時，該第二供應電壓控制為該第一供應電壓之1/2。
  9. 如請求項8所述之切換式電容轉換電路，其中該高閾值大於或等於該電源轉換電路之一控制器的一最低操作電壓之2倍。
  10. 如請求項1所述之切換式電容轉換電路，其中當該第一供應電壓低於該低閾值時，該第二供應電壓控制為該第一供應電壓之2倍。
  11. 如請求項10所述之切換式電容轉換電路，其中該低閾值大於或等於該電源轉換電路之一控制器的一最低操作電壓。
  12. 如請求項1所述之切換式電容轉換電路，其中該複數開關基於一切換週期而週期性地依照以下至少之一方式切換： (1) 當該第一供應電壓高於該高閾值時，於該切換週期的第一時段，該複數開關控制該轉換電容器與該輸出電容器串聯電連接於該第一供應電壓與一接地電位之間，且於該切換週期的第二時段，該複數開關控制該轉換電容器與該輸出電容器彼此並聯電連接，藉此於該輸出電容器上產生該第二供應電壓，使得該第二供應電壓控制為該第一供應電壓之1/2；及/或 (2) 當該第一供應電壓低於該低閾值時，於該切換週期的第一時段，該複數開關控制該轉換電容器並聯電連接於該第一供應電壓而充電，且於該切換週期的第二時段，該複數開關控制該轉換電容器與該輸出電容器彼此反相串聯電連接於該第一供應電壓與一接地電位之間，藉此於該輸出電容器上產生該第二供應電壓，使得該第二供應電壓控制為該第一供應電壓之2倍。
  13. 如請求項12所述之切換式電容轉換電路，其中於該切換週期的該第一時段與該第二時段之間具有一空滯時間，用以避免部分之該複數開關之間同時導通而造成短路電流。
  14. 如請求項12所述之切換式電容轉換電路，其中該切換式電容轉換電路包括第一開關至第五開關，該第一開關、該第二開關、該第三開關、該第四開關依序串聯耦接於該第一供應電壓與一接地電位之間，且依序兩兩耦接於第一節點、第二節點與第三節點，該第五開關耦接於該第一供應電壓與該第三節點之間，該第二節點耦接至該第二供應電壓；其中該轉換電容器耦接於該第一節點與該第三節點之間，該輸出電容器耦接於該第二供應電壓與該接地電位之間。
  15. 如請求項14所述之切換式電容轉換電路，其中當該第一供應電壓低於該高閾值，且該第一供應電壓高於該低閾值時，該第一開關與該第二開關導通，及/或該第三開關與該第五開關導通，以控制該第一供應電壓與該第二供應電壓彼此電連接，使得該第二供應電壓等於該第一供應電壓。
  16. 如請求項14所述之切換式電容轉換電路，其中該第一開關與該第二開關之每一者包括： 彼此串聯的第一電晶體與第二電晶體，其中該第一電晶體的本體二極體與該第二電晶體的本體二極體彼此反向耦接。
  17. 一種返馳式電源轉換器，包含： 一控制器，用以控制而切換一變壓器之一繞組，以轉換一輸入電壓而於該變壓器之另一繞組產生一輸出電壓；以及 一切換式電容轉換電路，用以轉換一第一供應電壓而產生一第二供應電壓以供電予該控制器，其中該第一供應電壓耦接自該變壓器的一繞組，該切換式電容轉換電路包括： 一轉換電容器； 一輸出電容器；以及 複數開關，用以根據該切換式電容轉換電路的該第一供應電壓之位準，而切換該轉換電容器與該輸出電容器之耦接，以轉換該第一供應電壓而於該輸出電容器上產生該第二供應電壓； 其中當該第一供應電壓高於一高閾值時，該切換式電容轉換電路控制該第二供應電壓低於該第一供應電壓； 其中當該第一供應電壓低於一低閾值時，該切換式電容轉換電路控制該第二供應電壓高於該第一供應電壓。
  18. 如請求項17所述之返馳式電源轉換器，其中當該第一供應電壓低於該高閾值，且該第一供應電壓高於該低閾值時，該切換式電容轉換電路控制該第二供應電壓等於該第一供應電壓。
  19. 如請求項17所述之返馳式電源轉換器，其中該第一供應電壓正比於該輸出電壓。
  20. 如請求項17所述之返馳式電源轉換器，其中該第二供應電壓低於該控制器的一絕對最大額定值，且該絕對最大額定值小於該第一供應電壓的一最大值。
  21. 如請求項17所述之返馳式電源轉換器，其中當該第一供應電壓高於該高閾值時，該第二供應電壓控制為該第一供應電壓之1/2。
  22. 如請求項17所述之返馳式電源轉換器，其中該高閾值大於或等於該控制器的一最低操作電壓之2倍。
  23. 如請求項17所述之返馳式電源轉換器，其中當該第一供應電壓低於該低閾值時，該第二供應電壓控制為該第一供應電壓之2倍。
  24. 如請求項17所述之返馳式電源轉換器，其中該低閾值大於或等於該控制器的一最低操作電壓。
  25. 如請求項17所述之返馳式電源轉換器，其中該複數開關基於一切換週期而週期性地依照以下至少之一方式切換： (1) 當該第一供應電壓高於該高閾值時，於該切換週期的第一時段，該複數開關控制該轉換電容器與該輸出電容器串聯電連接於該第一供應電壓與一接地電位之間，且於該切換週期的第二時段，該複數開關控制該轉換電容器與該輸出電容器彼此並聯電連接，藉此於該輸出電容器上產生該第二供應電壓，使得該第二供應電壓控制為該第一供應電壓之1/2；及/或 (2) 當該第一供應電壓低於該低閾值時，於該切換週期的第一時段，該複數開關控制該轉換電容器並聯電連接於該第一供應電壓而充電，且於該切換週期的第二時段，該複數開關控制該轉換電容器與該輸出電容器彼此反相串聯電連接於該第一供應電壓與一接地電位之間，藉此於該輸出電容器上產生該第二供應電壓，使得該第二供應電壓控制為該第一供應電壓之2倍。
  26. 如請求項25所述之返馳式電源轉換器，其中該切換式電容轉換電路包括第一開關至第五開關，該第一開關、該第二開關、該第三開關、該第四開關依序串聯耦接於該第一供應電壓與一接地電位之間，且依序兩兩耦接於第一節點、第二節點與第三節點，該第五開關耦接於該第一供應電壓與該第三節點之間，該第二節點耦接至該第二供應電壓；其中該轉換電容器耦接於該第一節點與該第三節點之間，該輸出電容器耦接於該第二供應電壓與該接地電位之間。
  27. 如請求項26所述之返馳式電源轉換器，其中當該第一供應電壓低於該高閾值，且該第一供應電壓高於該低閾值時，該第一開關與該第二開關導通，及/或該第三開關與該第五開關導通，以控制該第一供應電壓與該第二供應電壓彼此電連接，使得該第二供應電壓等於該第一供應電壓。
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