CN115225037A - 一种互补跨导高线性下变频混频器 - Google Patents

Abstract

一种互补跨导高线性下变频混频器，涉及无线收发技术领域。解决了目前下变频混频器随着输入信号功率越来越大，混频器的线性度会恶化的问题。包括：互补跨导极，用于将输入射频电压信号转换为电流信号；开关极：用于通过本振信号交替控制开关管的导通与关断；负载级：用于将下变频后的电流信号转换为电压输出信号。其中，所述互补跨导级通过三个MOS管的跨导互补特性抵消等效跨导的非线性分量。本发明在吉尔伯特混频器跨导级上添加补偿MOS以及交叉电容，一方面，补偿MOS管使得跨导级等效跨导得到优化，提升电路线性度，另一方面，交叉电容耦合结构可以提升增益降低噪声，保障电路在改善线性度的同时不会影响到其他性能。

Description

一种互补跨导高线性下变频混频器

技术领域

本发明属于无线通信技术领域中的电子电路设计，具体涉及一种互补跨导高线性下变频混频器。

技术背景

在无线通信系统中，下变频混频器是射频接收机系统中的核心器件之一，其性能的好坏将直接影响整个接收机系统的性能，混频器主要通过有源和无源器件的非线性实现射频输入信号和中频输出信号的转换。由于器件的非线性产生的增益非线性和交调信号会影响整个接收机的线性度，所以混频器必须要有很好的线性度。

在电子侦察领域，随着高功率发射和干扰设备的不断激增，大动态接收机已经成为各国军事发展的重要军事装备。在高功率接收机中，线性度是体现系统接收能力的关键指标，而混频器决定着整个接收机系统的线性度。由于电路的非线性会导致输出信号不随射频输入信号线性变化，同时还会产生交调信号影响输出信号。因此针对高功率的应用场景，作为接收机核心器件之一的混频器，针对其线性度的研究具有重大的应用价值。

发明内容

本发明所要解决的问题在于针对现有技术的不足，提供一种高线性下变频混频器，解决随着混频器射频输入信号幅度的增加以及信号成分的复杂化，输出与输入呈现出非线性的问题。

本发明具体采用以下方案解决上述技术问题：

一种高线性下变频混频器，包括：

跨导级，用于将射频输入的电压信号转换为电流信号；开关极，用于通过本振信号交替控制开关管的导通和关断；负载级，用于将下变频后的中频电流信号转换为电压信号输出；补偿跨导管，通过合理选择补偿管的尺寸和偏置抵消跨导级中等效跨导的高阶非线性分量。

进一步地，所述跨导级由两个共栅放大管组成。

进一步地，所述补偿级由两个共栅补偿管和两个共源补偿管组成。

进一步地，所述开关级由四个开关管组成。

进一步地，所述负载级由两个负载电阻组成。

进一步地，所述高线性下变频混频器包括第一放大管，第二放大管，第一补偿管，第二补偿管，第三补偿管，第四补偿管,第一开关管，第二开关管，第三开关管，第四开关管。第一反馈电容，第二反馈电容，第三反馈管，第四反馈电容，第一补偿电感，第二补偿电感，第三补偿电感，第四补偿电感，第一负载电阻，第二负载电阻。其中射频输入电压信号分别接到第一放大管、第一补偿管和第二放大管、第三补偿管的源级。所述第一第二反馈电容交叉连接第一第二放大管的栅源级；所述第三第四反馈电容交叉连接第一第二放大管和第三第四补偿管的栅源级；所述第一补偿电感一端接第一放大管的源极，另一端接地，所述第二补偿电感一端接第一补偿管的源极，另一端接电源，所述第三补偿电感一端接第二放大管的源极，另一端接地，所述第四补偿电感一端接第三补偿管的源极，另一端接电源；所述第一开关管和第四开关管栅极连接本振信号，第二开关管和第三开关管栅极连接本振信号；所述第一开关管和第四开关管的源极连接第一放大管的漏极，第二开关管和第三开关管的源极连接第二放大管的漏极；所述第一

负载电阻一端接电源，另一端连接第一第四开关管的漏极，同时连接输出；所述第二负载电阻一端接电源，另一端连接第二第三开关管的漏极，同时连接输出。

本发明的优点在于：

1、在跨导级通过补偿跨导管和反馈电容实现对跨导级非线性等效跨导的抵消，能够有效提升混频器的线性度。

2、第一第二反馈电容通过电容交叉耦合结构降低跨导级第一第二放大管的噪声。

3、反馈电容通过负反馈提升整体跨导级的一阶等效跨导，提升混频器增益。

附图说明

图1为本发明高线性下变频混频器的电路原理图。

图2为本发明中的互补共栅跨导级。

图3为本发明中互补共栅跨导级的电流节点示意图。

图4为本发明中互补共栅结构跨导级二阶等效跨导。

图5为本发明中互补共栅结构跨导级三阶等效跨导。

图6为本发明中高线性混频器线性度的1dB压缩点仿真结果。

图7为本发明中高线性混频器线性度的二阶和三阶交调点仿真结果。

具体实施方式

下面将结合说明书附图对本发明的实施方式进行描述。

参见图1，是本发明混频器的结构示意图。本混频器包括第一放大管M1，第二放大管M4，第一补偿管M2，第二补偿管M3，第三补偿管M5，第四补偿管M6,第一开关管M7，第二开关管M8，第三开关管M9，第四开关管M10。第一反馈

电容C1，第二反馈电容C2，第三反馈管C3，第四反馈电容C4，第一补偿电感L1，第二补偿电感L2，第三补偿电感L3，第四补偿电感L4，第一负载电阻R1，第二负载电阻R2。

射频输入电压信号RF+和RF-分别接到第一放大管M1、第一补偿管M2和第二放大管M4、第三补偿管M5的源极。所述第一反馈电容C1第二反馈电容C2交叉连接第一放大管M1第二放大管M4的栅源级；所述第三反馈电容C3第四反馈电容C4交叉连接第一放大管M1、第二放大管M4和第三补偿管M5第四补偿管M6的栅源级；所述第一开关管M7和第四开关管M10栅极连接本振信号的LO+，第二开关管M8和第三开关管M9栅极连接本振信号的LO-；所述第一补偿电感L1一端接第一放大管M1的源极，另一端接地，所述第二补偿电感L2一端接第一补偿管M2的源极，另一端接电源，所述第三补偿电感L3一端接第二放大管M4的源极，另一端接地，所述第四补偿电感L4一端接第三补偿管M5的源极，另一端接电源；所述第一开关管M7和第四开关管M10的源极连接第一放大管M1地漏极，第二开关管M8和第三开关管M9的源极连接第二放大管M4的漏极；所述第一负载电阻R1一端接电源，另一端连接第一开关管M7和第四开关管10的漏极，同时连接输出IF-；所述第二负载电阻R1一端接电源，另一端连接第二开关管M8和第三开关管M9的漏极，同时连接输出IF+。

在CMOS混频器中，电路的非线性主要是由于输入跨导级MOS管的跨导非线性产生，对MOS管的漏电流分析可将电流与输入电压的关系表述为：

i_D＝v_in(g_m+g′_m+g″_m) (1)

参见图2，为本发明的跨导级右半边示意图。跨导级包括放大管M1，补偿跨导管M2和M3。第一反馈电容C1构成的负反馈通路F1将输入信号反馈到第

一放大管M1的栅级，第三反馈电容C3构成的负反馈通路F2将输入信号反馈到补偿跨导管M3的源极。反馈通路F1使得放大管M1的一阶跨导加倍，二阶跨导抵消，提高电路增益同时抵消MOS管的共模噪声。反馈通路F2使得补偿跨导管M3的一阶跨导与M1和M2的一阶跨导同相，在补偿M1高阶跨导的同时不会降低电路增益。

参见图3，为跨导级的电流示意图。负载电流可表述为：

PMOS管的二阶和三阶跨导是和NMOS管的二阶和三阶跨导反向的，从公式(2)中可以看出合理选择补偿管M2和M3的尺寸和偏置电压可以使得整个跨导级的二阶和三阶等效跨导相互抵消，实现混频器线性度的提高。

参见图4和图5为互补共栅结构跨导级二阶和三阶等效跨导。可以看出在加入两个补偿跨导管后，整个跨导级的高阶等效跨导在合适的偏置下能够最小化。图6和图7显示了混频器中线性度的相关参数的仿真结果。该混频器1dB压缩点可以达到2dBm,三阶交调点在2～3GHz内都可以达到10.5dBm以上，二阶交调点在147dBm以上。

综上，本发明通过在混频器跨导级加入第一补偿管M2，第二补偿管M3，第三补偿管M5，第四补偿管M6可以使得跨导级整体等效跨导的二阶和三阶跨导趋于零，从而提高混频器的线性度。同时第一反馈电容C1和第二反馈电容C2构成的交叉耦合结构不仅可以提升放大管M1和M4的增益，同时还可以降低放大管的噪声。因此本发明中的互补共栅跨导结构在提升混频器线性度的同时不会影响电路的其他性能。

以上所述，仅为本发明的具体实施方式，对于本说明书中所公开的特征，除非特别说明，本领域技术人员可以通过其他方式来替代，还可作出若干变换，这些都不会影响本发明的实用性。

Claims (4)

1.一种互补跨导高线性下变频混频器，其特征在于，包括跨导级、补偿级、开关级及负载级：

跨导级由两个共栅放大管组成，用于将射频输入电压信号转换成电流信号；

开关级由四个开关管组成，用于通过本振信号交替控制开关管导通与关断；

负载级由两个负载电阻组成，用于将下变频后的电流信号转化为电压信号输出；

补偿级由两个共栅补偿管和两个共源补偿管组成；跨导补偿MOS管，用于补偿跨导级的非线性跨导；

具体包括第一放大管M1，第二放大管M4，第一补偿管M2，第二补偿管M3，第三补偿管M5，第四补偿管M6,第一开关管M7，第二开关管M8，第三开关管M9，第四开关管M10，第一反馈电容C1，第二反馈电容C2，第三反馈管C3，第四反馈电容C4，第一补偿电感L1，第二补偿电感L2，第三补偿电感L3，第四补偿电感L4，第一负载电阻R1，第二负载电阻R2，其中射频输入电压信号RF+和RF-分别接到第一放大管M1、第一补偿管M2和第二放大管M4、第三补偿管M5的源极；

所述的第一反馈电容C1和第二反馈电容C2交叉连接第一放大管M1第二放大管M4的栅源级；

所述的第三反馈电容C3和第四反馈电容C4交叉连接第一放大管M1、第二放大管M4和第三补偿管M5、第四补偿管M6的栅源级；

所述的第一补偿电感L1一端接第一放大管M1的源极，另一端接地；

所述的第二补偿电感L2一端接第一补偿管M2的源极，另一端接电源；

所述的第三补偿电感L3一端接第二放大管M4的源极，另一端接地；

所述的第四补偿电感L4一端接第三补偿管M5的源极，另一端接电源；

所述的第一开关管M7和第四开关管M10栅极连接本振信号的LO+，第二开关管M8和第三开关管M9栅极连接本振信号的LO-；

所述的第一开关管M7和第四开关管M10的源极连接第一放大管M1地漏极，第二开关管M8和第三开关管M9的源极连接第二放大管M4的漏极；

所述的第一负载电阻R1一端接电源，另一端连接第一开关管M7和第四开关管10的漏极，同时连接输出IF-；所述第二负载电阻R1一端接电源，另一端连接第二开关管M8和第三开关管M9的漏极，同时连接输出IF+。

2.根据权利要求书1所述的高线性混频器，其特征在于，所述的第一放大管M1，第一补偿管M2和第二补偿管M3的尺寸选取使得跨导级等效跨导中的非线性得到补偿，跨导级等效跨导可表述为：

G_m＝(2g_m1+g_m2+g_m3)+(g’_m2+g’_m3)+(2g”_m1+g”_m2+g”_m3)+…

其中，g’_m2+g’_m3≈0，2g”_m1+g”_m2+g”_m3≈0。

3.根据权利要求书1所述的高线性混频器，其特征在于，电路的非线性主要是由于输入跨导级MOS管的跨导非线性产生，对MOS管的漏电流分析可将电流与输入电压的关系表述为：

i_D＝v_in(g_m+g’_m+g”_m)。

4.根据权利要求书1所述的高线性混频器，其特征在于，负载电流可表述为：

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