CN115208208A - 一种谐振变换器及其延时补偿电路 - Google Patents

一种谐振变换器及其延时补偿电路 Download PDF

Info

Publication number
CN115208208A
CN115208208A CN202210932950.2A CN202210932950A CN115208208A CN 115208208 A CN115208208 A CN 115208208A CN 202210932950 A CN202210932950 A CN 202210932950A CN 115208208 A CN115208208 A CN 115208208A
Authority
CN
China
Prior art keywords
signal
circuit
delay compensation
power switch
primary side
Prior art date
Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
Pending
Application number
CN202210932950.2A
Other languages
English (en)
Inventor
陈超军
邓建
金津
Current Assignee (The listed assignees may be inaccurate. Google has not performed a legal analysis and makes no representation or warranty as to the accuracy of the list.)
Hangzhou Silergy Semiconductor Technology Ltd
Original Assignee
Hangzhou Silergy Semiconductor Technology Ltd
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by Hangzhou Silergy Semiconductor Technology Ltd filed Critical Hangzhou Silergy Semiconductor Technology Ltd
Priority to CN202210932950.2A priority Critical patent/CN115208208A/zh
Publication of CN115208208A publication Critical patent/CN115208208A/zh
Pending legal-status Critical Current

Links

Images

Classifications

    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M3/00—Conversion of dc power input into dc power output
    • H02M3/01—Resonant DC/DC converters
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M1/00—Details of apparatus for conversion
    • H02M1/08—Circuits specially adapted for the generation of control voltages for semiconductor devices incorporated in static converters
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M1/00—Details of apparatus for conversion
    • H02M1/08—Circuits specially adapted for the generation of control voltages for semiconductor devices incorporated in static converters
    • H02M1/088—Circuits specially adapted for the generation of control voltages for semiconductor devices incorporated in static converters for the simultaneous control of series or parallel connected semiconductor devices
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M3/00—Conversion of dc power input into dc power output
    • H02M3/22—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac
    • H02M3/24—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters
    • H02M3/28—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac
    • H02M3/325—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal
    • H02M3/335—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only
    • H02M3/33507—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only with automatic control of the output voltage or current, e.g. flyback converters
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M3/00—Conversion of dc power input into dc power output
    • H02M3/22—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac
    • H02M3/24—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters
    • H02M3/28—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac
    • H02M3/325—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal
    • H02M3/335—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only
    • H02M3/33569—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only having several active switching elements
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M3/00—Conversion of dc power input into dc power output
    • H02M3/22—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac
    • H02M3/24—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters
    • H02M3/28—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac
    • H02M3/325—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal
    • H02M3/335—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only
    • H02M3/33569—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only having several active switching elements
    • H02M3/33571—Half-bridge at primary side of an isolation transformer
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M3/00—Conversion of dc power input into dc power output
    • H02M3/22—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac
    • H02M3/24—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters
    • H02M3/28—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac
    • H02M3/325—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal
    • H02M3/335—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only
    • H02M3/33569—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only having several active switching elements
    • H02M3/33573—Full-bridge at primary side of an isolation transformer
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M3/00—Conversion of dc power input into dc power output
    • H02M3/22—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac
    • H02M3/24—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters
    • H02M3/28—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac
    • H02M3/325—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal
    • H02M3/335—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only
    • H02M3/33569—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only having several active switching elements
    • H02M3/33576—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only having several active switching elements having at least one active switching element at the secondary side of an isolation transformer
    • Y—GENERAL TAGGING OF NEW TECHNOLOGICAL DEVELOPMENTS; GENERAL TAGGING OF CROSS-SECTIONAL TECHNOLOGIES SPANNING OVER SEVERAL SECTIONS OF THE IPC; TECHNICAL SUBJECTS COVERED BY FORMER USPC CROSS-REFERENCE ART COLLECTIONS [XRACs] AND DIGESTS
    • Y02—TECHNOLOGIES OR APPLICATIONS FOR MITIGATION OR ADAPTATION AGAINST CLIMATE CHANGE
    • Y02B—CLIMATE CHANGE MITIGATION TECHNOLOGIES RELATED TO BUILDINGS, e.g. HOUSING, HOUSE APPLIANCES OR RELATED END-USER APPLICATIONS
    • Y02B70/00—Technologies for an efficient end-user side electric power management and consumption
    • Y02B70/10—Technologies improving the efficiency by using switched-mode power supplies [SMPS], i.e. efficient power electronics conversion e.g. power factor correction or reduction of losses in power supplies or efficient standby modes

Abstract

本发明实施例公开了一种谐振变换器及其延时补偿电路，其中，延时补偿电路通过对表征谐振变换器中谐振电路的谐振电流的原边采样信号进行反向调控，生成补偿信号，以使得基于所述补偿信号控制调节功率开关，由此，可以实现自适应延时功率补偿，提高了输出功率稳定性以及电路的灵活性、便利性。

Description

一种谐振变换器及其延时补偿电路
技术领域
本发明涉及电子电力技术领域，更具体地，涉及一种谐振变换器及其延时补偿电路。
背景技术
采用电流模式控制的LLC和LCC谐振变换器的控制器在应用时会根据应用需要进行满载点，过功率保护负载点，工作模式切换负载点的设计，由于存在控制器内部比较器的延时，PWM控制信号的传输延时，PWM控制信号到驱动的驱动延时，半桥或者全桥中点电压的上升或下降延时，会导致实际的功率点会高于设计值，当开关频率越高时，所有延时的总和占开关的周期的比例越高，实际功率点与设计值的偏差就会越大，导致系统不能按照其需要的设计点去工作。
发明内容
有鉴于此，本发明实施例提供一种谐振变换器及其延时补偿电路，以实现自适应延时功率补偿，提高了输出功率稳定性以及电路的灵活性、便利性。
第一方面，本发明实施例提供一种谐振变换器的延时补偿电路，所述延时补偿电路被配置为对表征所述谐振变换器中谐振电路的谐振电流的原边采样信号进行反向调控，生成补偿信号，以使得基于所述补偿信号控制调节功率开关，以实现延时补偿。
可选的，所述延时补偿电路进一步被配置为在每个开关周期的延时时间内对所述原边采样信号进行反向调控，生成补偿信号。
可选的，所述延时补偿电路被配置为响应于接收到控制所述谐振变换器中各功率开关关断的控制信号开始对所述原边采样信号进行反向调控，以调节所述谐振变换器由原边传输到副边的输出功率。
可选的，所述延时补偿电路被配置为在接收到控制所述谐振变换器中各功率开关导通的控制信号之前停止对所述原边采样信号反向调控。
可选的，所述延时补偿电路被配置为对原边采样信号进行取反，并且根据取反后的原边采样信号产生所述补偿信号。
可选的，所述原边采样信号用于表征谐振电路的电流信号；
所述延时补偿电路被配置为受控于各所述功率开关的控制信号，对所述原边采样信号进行反向调控，并对反向调控后的原边采样信号进行积分，生成所述补偿信号。
可选的，所述延时补偿电路包括：
电信号处理单元，被配置为受控于各所述功率开关的控制信号，对所述原边采样信号进行反向调控，获取目标电信号；
积分单元，被配置为对所述目标电信号进行积分，获取补偿信号。
可选的，所述延时补偿电路还包括：
转换单元，被配置为对所述原边采样信号进行电压电流转换，获取原边电流信号。
可选的，所述电信号处理单元被配置为响应于控制各所述功率开关导通或关断的控制信号，对所述原边采样信号进行反向调控，获取所述目标电信号。
可选的，所述电信号处理单元包括电流源；
所述电流源的系数根据控制各所述功率开关导通或关断时刻的控制信号确定。
可选的，所述电流源的系数响应于控制功率开关关断时刻的控制信号为负值，所述电流源的系数响应于控制功率开关导通时刻的控制信号为正值。
可选的，所述电信号处理单元包括：
触发模块，被配置为响应于控制各所述功率开关导通或关断时刻的控制信号生成变换系数；
电信号生成单元，被配置为根据所述变换系数和所述原边采样信号生成所述目标电信号。
可选的，所述触发模块包括：
第一触发电路，被配置为响应于控制各所述功率开关关断时刻的控制信号生成负系数；
第二触发电路，被配置为响应于控制各所述功率开关导通时刻的控制信号生成正系数；
可选的，谐振变换器为半桥谐振变换器，所述控制信号包括上管控制信号和下管控制信号；
所述第一触发电路包括：
第一触发器，被配置为响应于控制下功率开关关断时刻的所述下管控制信号置位，响应于各所述功率开关对应的中间电压上升复位，所述中间电压为上功率开关和下功率开关的公共端的电压；
第二触发器，被配置为响应于控制上功率开关关断时刻的所述上管控制信号置位，响应于所述中间电压的下降复位。
可选的，所述第二触发电路包括：
第三触发器，被配置为响应于控制下功率开关导通时刻的所述下管控制信号置位，响应于控制下功率开关关断时刻的所述下管控制信号复位；
第四触发器，被配置为响应于控制上功率开关导通时刻的所述上管控制信号置位，响应于控制上功率开关关断时刻的所述上管控制信号复位。
可选的，所述积分单元包括储能元件，
所述储能元件被配置为对所述目标电信号进行积分，获取所述补偿信号。
可选的，所述谐振变换器为全桥谐振变换器，所述控制信号包括第一控制信号、第二控制信号、第三控制信号和第四控制信号；
所述触发模块被配置为响应于控制第一功率开关和第四功率开关关断时刻的所述第一控制信号和第四控制信号、或者控制第二功率开关和第三功率开关关断时刻的第二控制信号和第三控制信号生成负系数，响应于控制第一功率开关和第四功率开关导通时刻的所述第一控制信号和第四控制信号、或者控制第二功率开关和第三功率开关导通时刻的第二控制信号和第三控制信号生成正系数。
第二方面，本发明实施例提供一种谐振变换器，所述谐振变换器包括：
原边控制电路，向副边控制电路传输电信号；以及
副边控制电路，被配置为接收并处理所述原边控制电路传输的电信号，获取所述谐振变换器的输出电信号；
其中，所述原边控制电路包括如上所述的延时补偿电路。
本发明实施例公开了一种谐振变换器及其延时补偿电路，其中，延时补偿电路通过对表征谐振变换器中谐振电路的谐振电流的原边采样信号进行反向调控，生成补偿信号，以使得基于所述补偿信号控制调节功率开关，由此，可以实现自适应延时功率补偿，提高了输出功率稳定性以及电路的灵活性、便利性。
附图说明
通过以下参照附图对本发明实施例的描述，本发明的上述以及其它目的、特征和优点将更为清楚，在附图中：
图1是相关技术的谐振变换器的控制原理图；
图2是相关技术的谐振变换器的工作波形图；
图3是本发明实施例的一种谐振变换器的电路示意图；
图4是本发明实施例的延时补偿电路的示意图；
图5是本发明实施例的一种电信号处理单元的示意图；
图6是本发明实施例的另一种电信号处理单元的示意图；
图7是本发明实施例的另一种谐振变换器的电路示意图；
图8是本发明实施例的谐振变换器的工作波形图；
图9是本发明实施例的另一种谐振变换器的电路示意图。
具体实施方式
以下基于实施例对本发明进行描述，但是本发明并不仅仅限于这些实施例。在下文对本发明的细节描述中，详尽描述了一些特定的细节部分。对本领域技术人员来说没有这些细节部分的描述也可以完全理解本发明。为了避免混淆本发明的实质，公知的方法、过程、流程、元件和电路并没有详细叙述。
此外，本领域普通技术人员应当理解，在此提供的附图都是为了说明的目的，并且附图不一定是按比例绘制的。
同时，应当理解，在以下的描述中，“电路”是指由至少一个元件或子电路通过电气连接或电磁连接构成的导电回路。当称元件或电路“连接到”另一元件或称元件/电路“连接在”两个节点之间时，它可以是直接耦接或连接到另一元件或者可以存在中间元件，元件之间的连接可以是物理上的、逻辑上的、或者其结合。相反，当称元件“直接耦接到”或“直接连接到”另一元件时，意味着两者不存在中间元件。
除非上下文明确要求，否则在说明书的“包括”、“包含”等类似词语应当解释为包含的含义而不是排他或穷举的含义；也就是说，是“包括但不限于”的含义。
在本发明的描述中，需要理解的是，术语“第一”、“第二”等仅用于描述目的，而不能理解为指示或暗示相对重要性。此外，在本发明的描述中，除非另有说明，“多个”的含义是两个或两个以上。
图1是相关技术的谐振变换器的控制原理图。图2是相关技术的谐振变换器的工作波形图。本实施例以半桥LLC谐振变换器为例来描述传输及驱动延时导致功率误差的原理。如图1所示，谐振变换器1包括原边控制电路11和副边控制电路12。
原边控制电路11包括输入端电容Ci1、功率开关Q1、功率开关Q2、谐振电感LR、谐振电容CR、原边线圈LM、采样电路111和驱动电路112。
其中，采样电路111用于采样谐振电容CR的电压信号VCR。驱动电路112用于根据谐振电容电压VCR和参考信号生成功率开关Q1和Q2的控制信号PWMH和PWML，以控制调节功率开关Q1和Q2的开关状态，从而调节原边控制电路11的输出信号，进而调节副边控制电路的输出信号。
进一步地，驱动电路112包括比较器A2、比较器A3以及PWM逻辑电路112a。其中，比较器A2用于比较第一参考信号(VCM-Vfb1)和谐振电容电压VCR，比较器A3用于比较第二参考信号(VCM+Vfb1)和谐振电容电压VCR，PWM逻辑电路112a用于基于比较器A2和比较器A3的输出生成功率开关Q1和Q2的控制信号PWMH和PWML。其中，Vfb1用于表征副边控制电路的输出信号与输出期望值Vref1之间的误差。驱动电路112还包括驱动器112b，驱动器112b接收控制信号PWMH和PWML并且产生驱动信号GATEH和GATEL，用于直接驱动功率开关Q1和Q2的控制端，以增强驱动能力。
副边控制电路12包括副边线圈Ls1、副边线圈Ls2、二极管D1、二极管D2、输出电容Co1、输出阻抗Ro1以及误差生成电路121。其中，误差生成电路121用于计算副边控制电路的输出信号和期望值Vref1之间的误差。
进一步地，误差生成电路121包括比较器A1。比较器A1用于副边控制电路的输出信号采样值VO和期望值Vref1，以确定误差信号Vfb1。
应理解，图1中的LLC谐振变换器的控制原理图仅仅是示例性的，其他类型的谐振变换器并不在此进行一一举例说明。
如图2所示，图1中的LLC谐振变换器工作原理如下：
经采样电路111采样的谐振电容电压VCR与VH_DESIRE(VCM+Vfb1)以及VL_DESIRE(VCM-Vfb1)进行比较，当谐振电容电压VCR小于VL_DESIRE时，经过比较器A2的延时时间t0，PWML信号变为低电平，对称的当谐振电容电压VCR大于VH_DESIRE时，经过比较器A3的延时时间也为t0，PWMH信号变为低电平。当PWML信号变为低电平后，经过PWML信号的传输延时和驱动延时，合计延迟时间为t1，驱动信号GATEL变为低电平，对称的当PWMH信号变为低电平后，经过PWMH信号的传输延时和驱动延时，合计延迟时间也为t1，驱动信号GATEH变为低电平。应理解，本实施例以PWML信号和PWMH信号互补，驱动信号GATEL和驱动信号GATEH互补为例。
当驱动信号GATEL变为低电平(也即驱动信号GATEH变为高电平)后，上功率管Q1导通，半桥中点HB的电压VHB开始上升，VHB上升至1/2输入电压的时间为t2，当驱动信号GATEH变为低电平(也即驱动信号GATEL变为高电平)时，下功率管Q2导通，半桥中点HB的电压VHB开始下降，对称的VHB下降至1/2输入电压的时间也为t2。
应理解，参考信号VH_DESIRE与VL_DESIRE之间的差值△VHL_D正比于期望输出功率Pout_DESIRE，但由于元件处理延时、传输延时和驱动延时的引入，得到的实际功率Pout_REAL显然高于期望输出功率Pout_DESIRE。具体地，在信号的负半周期，期望的比较点为谐振电容电压VCR小于VL_DESIRE的时刻，但由于延时(t0+t1+t2)的引入，谐振变换器的实际比较点为VCR小于VL_REAL的时刻。对称的，在信号的正半周期，期望的比较点为谐振电容电压VCR大于VH_DESIRE的时刻，但由于延时(t0+t1+t2)的引入，谐振变换器的实际比较点为VCR大于VH_REAL的时刻。由此可见，期望的参考信号差值VHL_D显然小于实际参考信号的差值VHL_R，又由于参考信号差值正比于输出功率，则显然实际的输出功率Pout_REAL要高于期望的输出功率Pout_DESIRE，这会导致后续满载点，过功率保护负载点，工作模式切换负载点的设计存在一定的误差，由此，需要对延迟时间造成的功率误差进行调节，以使得其与期望值基本一致。
如上所述，延时可以主要分为固有延时和系统延时两部分，其中固有延时由控制器内部比较器的延时和PWM控制信号的传输延时构成，一般由控制器内部的特性决定，不受外围参数的变化而变化，系统延时一般由驱动延时，半桥或者全桥中点电压的上升或下降时间构成，系统延时受外围参数(例如驱动电阻，MOS管特性等)影响而会发生变化。
对于固有延时和系统延时造成的功率误差，目前常见的方法是将上述的所有延时总和在设计时等效为一个固定的延时，将这段固定延时造成的功率点偏差考虑进去后再来进行设计，这种方法能够一定程度上补偿延时造成的功率点偏差，但是缺少灵活性，补偿的准确度也不高，不能很好的适应系统的各种工作状态，当系统的外围参数发生改变时，需要重新评估相关延时，再重新设计。由此，本发明实施例提供一种谐振变换器及其延时补偿电路，以实现自适应延时功率补偿，提高了输出功率稳定性以及电路的灵活性、便利性。
本发明实施例提供一延时补偿电路，用于对表征谐振变换器中谐振电路的谐振电流的原边采样信号进行反向调控，生成补偿信号，并使得基于该补偿信号生成的控制信号来控制调节功率开关，从而可实现自适应的输出功率补偿。
图3是本发明实施例的谐振变换器的电路示意图。图4是本发明实施例的延时补偿电路的示意图。如图3所示，本实施例依旧以半桥LLC谐振变换器为例来进行描述。如图3所示，谐振变换器3包括原边控制电路31和副边控制电路32。
原边控制电路31包括输入端电容Ci1、功率开关Q1、功率开关Q2、谐振电感LR、谐振电容CR、原边线圈LM、采样电路311、延时补偿电路312和驱动电路313。其中，谐振电感LR、谐振电容CR、原边线圈LM形成LLC谐振电路。在本实施例中，通过控制功率开关Q1、功率开关Q2的开关频率和占空比来调节原边控制电路31的输出信号，进而调节副边控制电路32的输出信号。
副边控制电路32包括副边调节电路以及误差生成电路321。其中，副边调节电路包括副边线圈、二极管、输出电容和输出阻抗等，具体可参见上述实施例，在此不再赘述。误差生成电路321用于计算副边控制电路的输出信号Vo和期望值Vref之间的误差。由此，可以基于该误差来调节原边控制电路31中的功率开关，以使得副边控制电路的输出信号Vo趋向于期望值Vref。进一步地，误差生成电路321包括比较器A4。比较器A4用于比较副边控制电路的输出信号采样值Vo和期望值Vref，以确定误差信号Vfb。
在本实施例中，采样电路311被配置为采样流经谐振电路的谐振电流,以产生表征谐振电流的原边采样信号。在本实施例中，采样电路311为电流采样电路，用于采样谐振电路的电流信号，获取电流采样信号Vsen。可选的，采样电路311包括采样电阻Rsen，以采样获取样谐振电路的电流采样信号Vsen。应理解，在其他可选的实现方式中，采样电路311还可以包括一电压电流转换电路，以将电流采样信号Vsen转换为电流信号。采样电路311还可以直接采样获取谐振电路的电流信号，本实施例并不对此进行限制。
延时补偿电路312用于对表征谐振电路的谐振电流的原边采样信号进行反向调控，生成补偿信号，并使得基于该补偿信号生成的控制信号来控制调节功率开关，从而可实现自适应的输出功率补偿。
进一步地，在本实施例中，延时补偿电路通过反向调节原边采样信号改变补偿信号的变化趋势，以控制功率开关改变谐振变换器由原边传输到副边的功率，从而补偿由于延时时间造成的额外的输出功率。具体地，延时补偿电路312在预定时间内通过反向调节原边采样信号以使得在补偿信号的下降阶段控制补偿信号增大，在补偿信号的上升阶段控制补偿信号减小。例如延时补偿电路312在延时时间内对原边采样信号进行取反，以产生补偿信号，或者延时补偿电路312在延时时间内产生与原边采样信号具有相反极性，并且数值较大的反向信号，将原边采样信号和反向信号进行叠加，以产生补偿信号。进一步可选的，延时补偿电路312被配置为在延时时间内对原边采样信号进行反向调控，生成该补偿信号。其中所述延时时间为传输延时和驱动延时(固有延时)，例如当PWML信号变为低电平后，经过PWML信号的传输延时和驱动延时，驱动信号GATEL变为低电平，对称的当PWMH信号变为低电平后，经过PWMH信号的传输延时和驱动延时，驱动信号GATEH变为低电平。
在一种可选的实现方式中，延时补偿电路312受控于各功率开关的控制信号，对原边采样信号Vsen进行反向调控，并对反向调控后的原边采样信号进行积分，生成该补偿信号。进一步可选的，延时补偿电路312受控于控制各功率开关关断的控制信号在延时时间内对原边采样信号进行反向调控，以改变由原边传输到副边的输出功率。
进一步可选的，在本实施例中，延时补偿电路312被配置为响应于接收到控制功率开关Q1或Q2关断的控制信号开始对原边采样信号Vsen进行反向调控，以调节谐振变换器3由原边传输到副边的输出功率。进一步地，延时补偿电路312被配置为在接收到控制功率开关Q1或Q2导通的控制信号之前停止对原边采样信号Vsen反向调控，以调节谐振变换器3由原边传输到副边的输出功率。
在一种可选的实现方式中，如图4所示，若采样电路311输出原边电流信号Is1，则延时补偿电路312包括电信号处理单元42和积分单元43。其中，电信号处理单元42被配置为受控于各功率开关的控制信号，对原边电流信号Is1进行反向调控，获取目标电信号Is2。积分单元43被配置为对目标电信号Is2进行积分，获取补偿信号Vcharge，以使得驱动电路313根据补偿信号Vcharge生成各功率开关的控制信号。
在另一种可选的实现方式中，若采样电路311输出表征谐振电路的电流信号的电压信号，则延时补偿电路312还可以包括转换单元41。其中，转换单元41被配置为对原边采样信号Vsen进行电压电流转换，获取原边电流信号Is1。应理解，本实施例不对电压电流转换电路的类型进行限制，其能够实现电压电流转换即可。
在一种可选的实现方式，积分单元43包括储能元件，储能元件被配置为对目标电信号进行积分，获取补偿信号。进一步可选的，该储能元件可以为电容元件或其他储能元件。
在一种可选的实现方式中，驱动电路313用于根据补偿信号Vcharge和参考信号生成功率开关Q1和Q2的控制信号PWMH和PWML，以控制调节功率开关Q1和Q2的开关状态，从而调节原边控制电路31的输出信号，进而调节副边控制电路32的输出信号。
进一步地，驱动电路313包括比较器A5、比较器A6、PWM逻辑电路313a以及驱动器313b。其中，比较器A5用于比较第一参考信号(VCM-Vfb)和补偿信号Vcharge，比较器A6用于比较第二参考信号(VCM+Vfb)和补偿信号Vcharge，PWM逻辑电路313a用于基于比较器A5和比较器A6的输出生成功率开关Q1和Q2的控制信号PWMH和PWML。驱动器313b接收控制信号PWMH和PWML，并产生驱动信号GATEH和GATEL，用于直接驱动功率开关Q1和Q2的控制端，以增强驱动能力。其中，Vfb用于表征副边控制电路的输出信号Vo与输出期望值Vref之间的误差。
在一种可选的实现方式，本实施例的电信号处理单元42受控于控制各功率开关导通或关断时刻的控制信号，对所述原边采样信号进行反向调控，获取目标电信号，进而根据目标电信号生成各功率开关的控制信号，以控制调节各功率开关的开关状态，从而实现自适应功率补偿。
在一种可选的实现方式中，电信号处理单元42包括一电流源。其中，该电流源的系数根据控制各功率开关导通或关断时刻的控制信号确定。进一步可选的，该电流源的系数响应于控制功率开关关断时刻的控制信号(例如受控于控制信号的下降沿)为负值，响应于控制功率开关导通时刻的控制信号(例如受控于控制信号的上升沿)为正值。也就是说，在原边控制电路31中的功率开关Q1的控制信号或者功率开关Q2的控制信号变为低电平时，控制电信号处理单元42中的电流源为负值，以通过该电流源对谐振腔电路的电流信号进行反向以实现反向调控，并基于积分单元43进行积分。本实施以控制信号的下降沿控制对应功率开关关断，控制信号的上升沿控制对应功率开关导通为例进行说明，不对控制信号的类型进行限制，其能够实现控制功率开关关断即可。
图5是本发明实施例的一种电信号处理单元的示意图。在一种可选的实现方式中，电信号处理单元42包括触发模块51和电信号生成单元52。触发模块51被配置为响应于控制各功率开关导通或关断时刻的控制信号(例如各控制信号的下降沿或上升沿)生成变换系数K。电信号生成单元52被配置为根据该变换系数K和原边电流信号Is1生成目标电信号Is2。
进一步可选的，触发模块51包括第一触发电路511和第二触发电路512。第一触发电路511被配置为响应于控制功率开关关断时刻的控制信号(例如控制信号的下降沿)生成负系数，例如K＝-1。第二触发电路512被配置为响应于控制功率开关导通时刻的控制信号(例如控制信号的上升沿)生成正系数，例如K＝1。应理解，本实施例仅仅限制系数的正负，并不限制其具体值，具体值可以根据实际应用场景进行调节。
以图3所示的半桥谐振变换器为例，包括功率开关Q1和功率开关Q2，功率开关Q1具有对应的控制信号PWMH，功率开关Q2具有对应的控制信号PWML，控制信号PWMH由高电平切换为低电平(例如控制信号下降沿)时控制功率开关Q1关断，由低电平切换为高电平(例如控制信号上升沿)时控制功率开关Q1导通，控制信号PWML由高电平切换为低电平(例如控制信号下降沿)时控制功率开关Q2关断，由低电平切换为高电平(例如控制信号上升沿)时控制功率开关Q2导通。
图6是本发明实施例的另一种电信号处理单元的示意图。如图6所示，电信号处理单元42包括第一触发器RS1、第二触发器RS2、第三触发器RS3、第四触发器RS4。
其中，第一触发器RS1被配置为响应于控制下功率开关Q2关断时刻的控制信号PWML(例如控制信号PWML的下降沿)置位，响应于功率开关Q1和Q2对应的中间电压VHB上升时复位。其中，中间电压VHB为上功率开关Q1和下功率开关Q2的公共端HB的电压。第二触发器RS2被配置为响应于控制上功率开关Q1关断时刻的控制信号PWML(例如控制信号PWMH的下降沿)置位，响应于中间电压VHB的下降时复位。在另一种实现方式中，第一触发器RS1被配置为响应于中间电压VHB上升至预定值复位，第二触发器RS2被配置为响应于中间电压VHB下降到预定值复位。
在一种可选的实现方式中，电信号处理单元42还包括或门电路61，其输入端连接至第一触发器RS1和第二触发器RS2的输出端。也就是说，在第一触发器RS1和第二触发器RS2中的任一个置位时，控制对应的变换系数为负值，在第一触发器RS1和第二触发器RS2中的任一个复位时，控制电信号处理单元42不抽取电流。
第三触发器RS3被配置为响应于控制下功率开关Q2导通时刻的控制信号PWML(例如控制信号PWML的上升沿)置位，响应于控制下功率开关Q2关断时刻的控制信号(例如控制信号PWML的下降沿)复位。第四触发器RS4被配置为响应于控制上功率开关Q1导通时刻的控制信号PWMH(例如控制信号PWMH的上升沿)置位，响应于控制上功率开关Q1关断时刻的控制信号PWMH(例如控制信号PWMH的下降沿)复位。
在一种可选的实现方式中，电信号处理单元42还包括或门电路62，其输入端连接至第三触发器RS3和第四触发器RS4的输出端。也就是说，在第三触发器RS3和第四触发器RS4中的任一个置位时，控制对应的变换系数为正值，在第三触发器RS3和第四触发器RS4中的任一个复位时，第一触发器RS1和第二触发器RS2中的一个置位，控制对应的变换系数为负值。
在一种可选的实现方式中，电信号处理单元42还包括电信号生成单元63。电信号生成单元63被配置为根据该变换系数K和原边电流信号Is1生成目标电信号Is2。
应理解，本实施例并不对电信号处理单元42的电路结构进行显示，其他电路结构也可应用于本实施例中，本实施例并不对此进行限制。例如，先设置或门电路再设置触发器，具体地，在一触发器的置位输入端设置一或门电路，以判断PWML或PWMH是否变为低电平，在该触发器的复位输入端设置另一个或门电路，以判断中间电压VHB是否上升或下降，由此，可以减少触发器的个数。
应理解，本实施例的电信号处理单元以半桥为例进行描述，类似地，本实施例还可以将其应用至全桥电路中，其原理与上述类似，在此不再赘述。
由此可见，本实施例在延时时间内基于原边谐振电路内的电流进行反向调控，并基于反向调控后的原边采样信号调节功率开关，由此，可以实现自适应进行输出功率的延时补偿，提高了电路的补偿准确性和电路的灵活性。
图7是本发明实施例的另一种谐振变换器的电路示意图。图8是本发明实施例的谐振变换器的工作波形图。如图7所示，原边控制电路71包括输入端电容Ci1、功率开关Q1、功率开关Q2、谐振电感LR、谐振电容CR、原边线圈LM、采样电路711、延时补偿电路712和驱动电路713。其中，谐振电感LR、谐振电容CR、原边线圈LM形成LLC谐振电路。在本实施例中，通过控制功率开关Q1、功率开关Q2的开关频率和占空比来调节原边控制电路71的输出信号，进而调节副边控制电路的输出信号。本实施例的副边控制电路与上述实施例中类似，在此不再赘述。
在本实施例中，采样电路711为电流采样电路，用于采样谐振电路的电流信号，获取原边采样信号Vsen。可选的，采样电路711包括采样电阻Rsen，以采样获取谐振电路的电流并产生原边采样信号Vsen。
延时补偿电路712包括转换单元712a、电信号处理单元712b和积分单元712c。
转换单元712a被配置为对原边采样信号Vsen进行电压电流转换，获取原边电流信号Is1。电信号处理单元712b受控于各功率开关的控制信号(也即功率开关Q1和Q2的控制信号PWMH和PWML)，对原边电流信号Is1进行反向调控，获取目标电信号Is2。积分单元712c被配置为对目标电信号Is2进行积分，获取补偿信号Vcharge，以使得驱动电路713根据补偿信号Vcharge生成各功率开关的控制信号。
进一步可选的，在本实施例中，积分单元712c包括储能元件Ccharge，以对目标电信号Is2进行积分，获取补偿信号Vcharge。在本实施例中，容易理解，积分单元712c基于谐振电路的电流信号进行积分操作，因此，储能元件Ccharge上积分减少和增加的电荷能够反映原边控制电路传输到副边控制电路的功率大小，由此，本实施例可以通过补偿信号Vcharge对谐振变换器的输出功率进行补偿，使之趋近于期望功率。
驱动电路713用于根据补偿信号Vcharge和参考信号生成功率开关Q1和Q2的控制信号PWMH和PWML，以控制调节功率开关Q1和Q2的开关状态，从而调节原边控制电路71的输出信号，进而调节副边控制电路的输出信号。
进一步地，驱动电路713包括比较器A7、比较器A8、PWM逻辑电路713a和驱动器713b。其中，比较器A7用于比较第一参考信号(VCM-Vfb)和补偿信号Vcharge，比较器A8用于比较第二参考信号(VCM+Vfb)和补偿信号Vcharge，PWM逻辑电路713a用于基于比较器A7和比较器A8的输出生成功率开关Q1和Q2的控制信号PWMH和PWML。驱动器713b接收控制信号PWMH和PWML，并产生驱动信号GATEH和GATEL，用于直接驱动功率开关Q1和Q2的控制端，以增强驱动能力。其中，Vfb用于表征副边控制电路的输出信号Vo与输出期望值Vref之间的误差，VCM为偏置电压。
本发明实施例通过在延时时间内对谐振电路的电流信号进行反向调控，以补偿延时时间内额外的积分造成的额外的输出功率。如图8所示，其中，补偿信号VCR的曲线未采用本实施例的延时补偿电路，如图中虚线所示，表征输入电荷的补偿信号Vcharge采用了本实施例的延时补偿电路，如图中实线所示。本实施例的谐振变换器的工作原理具体如下：
在t0时刻，补偿信号Vcharge下降到参考信号VCM-Vfb，经比较器A7的延时后，在t1时刻下功率开关Q2的控制信号PWML变为低电平。此时，电信号处理单元712b中的第一触发器RS1响应于控制信号PWML变为低电平置位，使得对应的电流系数为负值，以进行反向调控，也即目标电信号Is2＝-k*Is1。由此，电信号处理单元712b通过对储能元件Ccharge反向抽取电流，直至经过驱动延时和传输延时后，在t2时刻，下功率开关Q2的驱动信号GATEL变为低电平，下功率开关Q2关断，中间电压VHB开始上升，电信号处理单元712b中的第一触发器RS1响应于中间电压VHB开始上升复位，电信号处理单元712b停止对储能元件Ccharge充放电，使得储能元件Ccharge上的补偿电压Vcharge保持不变。由此，在下功率开关Q2的关断过程中，反向调控的时间为下功率管Q2的控制信号PWML的传输延时和驱动延时之和(也即时刻t1-t2)。
在本实施例中，PWM逻辑电路713a使得上功率开关Q1的控制信号PWMH在控制信号PWML置于低电平预定时间后变为高电平。应理解，在下功率开关Q2的驱动信号GATEL置于低电平后，下功率开关Q2受控关断，此时即使上功率开关还未导通，但由于原边LLC电路中的电压大于0，中间电压VFB也会逐渐上升。
在t3时刻，上功率开关Q1的控制信号PWMH变为高电平，电信号处理单元712b中的第四触发器RS4响应于控制信号PWMH变为高电平置位，使得对应的电流系数为正值，也即目标电信号Is2＝k*Is1。由此，电信号处理单元712b通过对储能元件Ccharge充放电，以进行正向调控，由此，在t3'时刻，当上功率开关Q1的驱动信号GATEH变为高电平时，上功率开关Q1导通，补偿信号Vcharge的变化趋势与原边输入信号相同。
在t4时刻，补偿信号Vcharge上升到参考信号VCM+Vfb，经比较器A8的延时后，在t5时刻上功率开关Q1的控制信号PWMH变为低电平。此时，电信号处理单元712b中的第二触发器RS2响应于控制信号PWMH变为低电平置位，使得对应的电流系数为负值，以进行反向调控，也即目标电信号Is2＝-k*Is1。由此，电信号处理单元712b对储能元件Ccharge反向抽取电流，直至经过传输延时和驱动延时后，在t6时刻，上功率开关Q1的驱动信号GATEH变为低电平，上功率开关Q1关断，中间电压VHB开始下降，电信号处理单元712b中的第二触发器RS2响应于中间电压VHB下降复位，停止对储能元件Ccharge充放电，使得储能元件Ccharge上的补偿电压Vcharge保持不变。由此，在上功率开关Q1的关断过程内，反向调控的时间为上功率开关Q1的控制信号PWMH的传输延时和驱动延时之和(也即时刻t5-t6)。
在本实施例中，PWM逻辑电路713a使得下功率开关Q2的控制信号PWML在控制信号PWMH置于低电平预定时间后变为高电平。在t7时刻，下功率开关Q2的控制信号PWML变为高电平，电信号处理单元712b中的第三触发器RS3响应于控制信号PWML变为高电平置位，使得对应的电流系数为正值，也即目标电信号Is2＝k*Is1。由此，电信号处理单元712b通过对储能元件Ccharge充放电，以进行正向调控，由此，在t7'时刻，当下功率开关Q2的驱动信号GATEL变为高电平时，下功率开关Q2导通，补偿信号Vcharge的变化趋势与原边输入信号相同。
应理解，本实施例以在中间电压开始上升或下降时停止反向调控，在其他可选的实现方式中，也可以在中间电压上升至预定值、或者下降至预定值时停止反向调控。进一步可选的，预定值可以为中间电压最大值Vfbm的一半、也可以为中间电压最大值Vfbm。在另一可选的实现方式中，还可以在对应的上功率开关或下功率开关的控制信号或驱动信号变为高电平时停止反向调控，这可以基于实际应用场景进行确定。
如图8所示，由于对称性，时刻t2-t3时间段内的中间电压VHB的上升过程中的积分与时刻t6-t7时间段内的下降过程中的积分相互抵消，几乎不会影响谐振变换器的输出功率的大小，而比较器延时时间(时刻t0-t1和时刻t4-t5)很小，可以忽略。由此，本发明实施例通过在谐振变换器中设置延时补偿电路，即使在工作过程中开关频率发生变化、或者由于优化外围参数使得驱动速度发生变化、或者调整中间电压VHB的上升或下降时间，都能够自适应地对这些变化造成的输出功率变化进行补偿，提高了输出功率延时补偿的准确性，使得输出功率趋向于期望功率，并且提高了电路的灵活性。
本实施例的谐振变换器的延时补偿电路通过对表征谐振变换器中谐振电路的谐振电流的原边采样信号进行反向调控，生成补偿信号，以使得基于所述补偿信号控制调节功率开关，由此，可以实现自适应延时功率补偿，提高了输出功率稳定性以及电路的灵活性、便利性。
图9是本发明实施例的另一种谐振变换器的电路示意图。上述实施例大多以半桥谐振变换器为例进行描述，应理解，本实施例还可以应用于全桥谐振变换器中。如图9所示，本实施例的谐振变换器包括原边控制电路91和副边控制电路92。其中，原边控制电路91和副边控制电路92均采用全桥整流电路。
原边控制电路91包括全桥整流电路911以及由电感元件Lr、电容元件Cr以及原边线圈Lp组成的LLC谐振电路。全桥整流电路911用于对输入电源Uin进行整流处理，获取输入电流信号ir和输入电压信号Vin。其中，全桥整流电路911包括功率开关S1-S4。其中，功率开关S1和功率开关S2具有公共端A，功率开关S3和功率开关S4具有公共端B。
副边控制电路92包括全桥整流电路921、输出电容和输出阻抗RL。全桥整流电路921用于对副边输入信号进行整流，以获取输出信号。
在本实施例中，原边控制电路91还包括延时补偿电路912和驱动电路913。其中，延时补偿电路912对表征LLC谐振电路中谐振电流的原边采样信号进行反向调控，生成补偿信号，以使得基于所述补偿信号控制调节功率开关，以实现延时补偿。进一步地，延时补偿电路912被配置为在延时时间内对所述原边采样信号进行反向调控，生成补偿信号。
具体地，如图9所示，延时补偿电路912包括转换单元912a、电信号处理单元912b和积分单元912c。
转换单元912a被配置为对原边采样信号Vsen'进行电压电流转换，获取原边电流信号Is1。电信号处理单元912b受控于各功率开关的控制信号(也即功率开关S1-S4的控制信号PWMS和PWMS')，对原边电流信号Is1进行反向调控，获取目标电信号Is2。积分单元912c被配置为对目标电信号Is2进行积分，获取补偿信号Vcharge，以使得驱动电路913根据补偿信号Vcharge生成各功率开关的控制信号。
进一步可选的，在本实施例中，积分单元912c包括储能元件Ccharge，以对目标电信号Is2进行积分，获取补偿信号Vcharge。在本实施例中，容易理解，积分单元912c基于谐振电路的电流信号进行积分操作，因此，储能元件Ccharge上积分减少和增加的电荷能够反映原边控制电路传输到副边控制电路的功率大小，由此，本实施例可以通过补偿信号Vcharge对谐振变换器的输出功率进行补偿，使之趋近于期望功率。
驱动电路913用于根据补偿信号Vcharge和参考信号生成功率开关S1-S4的控制信号PWMS和PWMS'，以控制调节功率开关S1-S4的开关状态，从而调节原边控制电路91的输出信号，进而调节副边控制电路92的输出信号。
进一步地，驱动电路913包括比较器A9、比较器A10以及PWM逻辑电路913a。其中，比较器A9用于比较第一参考信号(VCMfb1)和补偿信号Vcharge，比较器A10用于比较第二参考信号(VCMfb2)和补偿信号Vcharge，PWM逻辑电路913a用于基于比较器A9和比较器A10的输出生成功率开关S1-S4的控制信号PWMS和PWMS'。其中，VCMfb1和VCMfb2基于副边控制电路的输出信号与输出期望值Vref之间的误差确定。驱动电路913还包括驱动器913b，驱动器913b接收控制信号PWMS和PWMS'并且产生驱动信号GATE1、GATE2、GATE3和GATE4，用于直接驱动功率开关S1-S4的控制端，以增强驱动能力。
在全桥整流电路911中，功率开关S1和S4同开同关，也即具有相同的控制信号PWMS，功率开关S2和S3同开同关，也即具有相同的控制信号PWMS'。可选的，电信号处理单元912b包括触发模块和电信号生成单元。其中，电信号生成单元相当于一电流源，其基于相对应的变换系数对谐振电路的电流信号进行变换，得到目标电信号，积分单元912c基于该目标电信号进行积分，以获取补偿信号Vcharge。进一步可选的，触发模块被配置为响应于控制功率开关S1和S4关断时刻的第一控制信号和第四控制信号(例如PWMS的下降沿)、或者控制功率开关S2和S3关断时刻的第二控制信号和第三控制信号(例如PWMS'的下降沿)生成负系数，响应于控制功率开关S1和S4导通时刻的所述第一控制信号和第四控制信号(例如PWMS的上升沿)、或者控制功率开关S2和S3导通时刻的第二控制信号和第三控制信号(例如PWMS'的上升沿)生成正系数。由此，本实施例可以在延时时间内生成负系数，以使得电信号处理单元712b反向抽取电流，实现反向调控，进而实现延时功率补偿。
应理解，无论是半桥谐振变换器还是全桥谐振变换器，其控制原理基本类似，在此不再赘述。
本实施例的谐振变换器的延时补偿电路通过对表征原边谐振电流的原边采样信号进行反向调控，生成补偿信号，以使得基于所述补偿信号控制调节功率开关，由此，可以实现自适应延时功率补偿，提高了输出功率稳定性以及电路的灵活性、便利性。
以上所述仅为本发明的优选实施例，并不用于限制本发明，对于本领域技术人员而言，本发明可以有各种改动和变化。凡在本发明的精神和原理之内所作的任何修改、等同替换、改进等，均应包含在本发明的保护范围之内。

Claims (18)

1.一种谐振变换器的延时补偿电路，其特征在于，所述延时补偿电路被配置为对表征所述谐振变换器中谐振电路的谐振电流的原边采样信号进行反向调控，生成补偿信号，以使得基于所述补偿信号控制调节功率开关，以实现延时补偿。
2.根据权利要求1所述的延时补偿电路，其特征在于，所述延时补偿电路进一步被配置为在每个开关周期的延时时间内对所述原边采样信号进行反向调控，生成补偿信号。
3.根据权利要求1所述的延时补偿电路，其特征在于，所述延时补偿电路被配置为响应于接收到控制所述谐振变换器中各功率开关关断的控制信号开始对所述原边采样信号进行反向调控，以调节所述谐振变换器由原边传输到副边的输出功率。
4.根据权利要求1所述的延时补偿电路，其特征在于，所述延时补偿电路被配置为在接收到控制所述谐振变换器中各功率开关导通的控制信号之前停止对所述原边采样信号反向调控。
5.根据权利要求1所述的延时补偿电路，其特征在于，所述延时补偿电路被配置为对原边采样信号进行取反，并且根据取反后的原边采样信号产生所述补偿信号。
6.根据权利要求1所述的延时补偿电路，其特征在于，所述原边采样信号用于表征谐振电路的电流信号；
所述延时补偿电路被配置为受控于各所述功率开关的控制信号，对所述原边采样信号进行反向调控，并对反向调控后的原边采样信号进行积分，生成所述补偿信号。
7.根据权利要求1所述的延时补偿电路，其特征在于，所述延时补偿电路包括：
电信号处理单元，被配置为受控于各所述功率开关的控制信号，对所述原边采样信号进行反向调控，获取目标电信号；
积分单元，被配置为对所述目标电信号进行积分，获取补偿信号。
8.根据权利要求7所述的延时补偿电路，其特征在于，所述延时补偿电路还包括：
转换单元，被配置为对所述原边采样信号进行电压电流转换，获取原边电流信号。
9.根据权利要求7所述的延时补偿电路，其特征在于，所述电信号处理单元被配置为响应于控制各所述功率开关导通或关断的控制信号，对所述原边采样信号进行反向调控，获取所述目标电信号。
10.根据权利要求7所述的延时补偿电路，其特征在于，所述电信号处理单元包括电流源；
所述电流源的系数根据控制各所述功率开关导通或关断时刻的控制信号确定。
11.根据权利要求10所述的延时补偿电路，其特征在于，所述电流源的系数响应于控制功率开关关断时刻的控制信号为负值，所述电流源的系数响应于控制功率开关导通时刻的控制信号为正值。
12.根据权利要求7所述的延时补偿电路，其特征在于，所述电信号处理单元包括：
触发模块，被配置为响应于控制各所述功率开关导通或关断时刻的控制信号生成变换系数；
电信号生成单元，被配置为根据所述变换系数和所述原边采样信号生成所述目标电信号。
13.根据权利要求12所述的延时补偿电路，其特征在于，所述触发模块包括：
第一触发电路，被配置为响应于控制各所述功率开关关断时刻的控制信号生成负系数；
第二触发电路，被配置为响应于控制各所述功率开关导通时刻的控制信号生成正系数。
14.根据权利要求13所述的延时补偿电路，其特征在于，谐振变换器为半桥谐振变换器，所述控制信号包括上管控制信号和下管控制信号；
所述第一触发电路包括：
第一触发器，被配置为响应于控制下功率开关关断时刻的所述下管控制信号置位，响应于各所述功率开关对应的中间电压上升复位，所述中间电压为上功率开关和下功率开关的公共端的电压；
第二触发器，被配置为响应于控制上功率开关关断时刻的所述上管控制信号置位，响应于所述中间电压的下降复位。
15.根据权利要求13所述的延时补偿电路，其特征在于，所述第二触发电路包括：
第三触发器，被配置为响应于控制下功率开关导通时刻的所述下管控制信号置位，响应于控制下功率开关关断时刻的所述下管控制信号复位；
第四触发器，被配置为响应于控制上功率开关导通时刻的所述上管控制信号置位，响应于控制上功率开关关断时刻的所述上管控制信号复位。
16.根据权利要求7所述的延时补偿电路，其特征在于，所述积分单元包括储能元件，
所述储能元件被配置为对所述目标电信号进行积分，获取所述补偿信号。
17.根据权利要求12所述的延时补偿电路，其特征在于，所述谐振变换器为全桥谐振变换器，所述控制信号包括第一控制信号、第二控制信号、第三控制信号和第四控制信号；
所述触发模块被配置为响应于控制第一功率开关和第四功率开关关断时刻的所述第一控制信号和第四控制信号、或者控制第二功率开关和第三功率开关关断时刻的第二控制信号和第三控制信号生成负系数，响应于控制第一功率开关和第四功率开关导通时刻的所述第一控制信号和第四控制信号、或者控制第二功率开关和第三功率开关导通时刻的第二控制信号和第三控制信号生成正系数。
18.一种谐振变换器，其特征在于，所述谐振变换器包括：
原边控制电路，向副边控制电路传输电信号；以及
副边控制电路，被配置为接收并处理所述原边控制电路传输的电信号，获取所述谐振变换器的输出电信号；
其中，所述原边控制电路包括如权利要求1-17中任一项所述的延时补偿电路。
CN202210932950.2A 2022-08-04 2022-08-04 一种谐振变换器及其延时补偿电路 Pending CN115208208A (zh)

Priority Applications (1)

Application Number Priority Date Filing Date Title
CN202210932950.2A CN115208208A (zh) 2022-08-04 2022-08-04 一种谐振变换器及其延时补偿电路

Applications Claiming Priority (1)

Application Number Priority Date Filing Date Title
CN202210932950.2A CN115208208A (zh) 2022-08-04 2022-08-04 一种谐振变换器及其延时补偿电路

Publications (1)

Publication Number Publication Date
CN115208208A true CN115208208A (zh) 2022-10-18

Family

ID=83585890

Family Applications (1)

Application Number Title Priority Date Filing Date
CN202210932950.2A Pending CN115208208A (zh) 2022-08-04 2022-08-04 一种谐振变换器及其延时补偿电路

Country Status (1)

Country Link
CN (1) CN115208208A (zh)

Similar Documents

Publication Publication Date Title
CN209767389U (zh) 电流倍增dc-dc转换器
US10153704B1 (en) Adaptive control of resonant power converters
US7504815B2 (en) Switch mode power supply control systems
JP5424442B2 (ja) ダイオード導通デューティ・サイクルを調節する装置
US10797583B2 (en) Secondary winding sense for hard switch detection
CN111327201B (zh) 具有限制控制装置以控制开关周期或开关频率的变化速率的功率转换器
CN111953185B (zh) 一种有源钳位反激拓扑自适应死区时间的zvs控制方法
EP1687683A2 (en) Adaptive delay control circuit for switched mode power supply
JP2009189170A (ja) エネルギ変換装置およびそれに用いる半導体装置とスイッチ制御方法
EP2299579B1 (en) Extending achievable duty cycle range in DC/DC forward converter with active clamp reset
CN111327196B (zh) 在功率转换器中同步多个控制器
KR20140053081A (ko) 온 시간 샘플링 방지
JP2022530616A (ja) 能動非放散クランプ回路を備える電力コンバーターおよびそれぞれの制御装置
US11201546B2 (en) Power converter and control circuit thereof
CN111030479B (zh) 有源钳位反激式电源转换器与相关的控制方法
US11196351B2 (en) Burst mode operation for a resonant converter
WO2023051520A1 (zh) 开关电源的控制方法和开关电源
US20220271676A1 (en) Half-bridge flyback power converter and control method thereof
CN114598158A (zh) 一种具有前沿自适应调节的pwm驱动电路
CN115208208A (zh) 一种谐振变换器及其延时补偿电路
CN112821775A (zh) 有源钳位反激电路及相关控制电路和控制方法
US11791734B2 (en) Parallel bidirectional flyback converters with valley switching
CN113098243B (zh) 一种开关电源的控制电路及其控制方法
CN211981752U (zh) 一种基于谷底锁定的准谐振开关电源控制器
TWI838516B (zh) 主要控制器及包含彼之功率轉換器

Legal Events

Date Code Title Description
PB01 Publication
PB01 Publication
SE01 Entry into force of request for substantive examination
SE01 Entry into force of request for substantive examination