CN1150729C - 高速上游调制解调器通信 - Google Patents

Abstract

揭示了一种能经由中心局(CO)中的编码解码器(2)以提高的数据速率与因特网业务提供者(ISP)(10)进行上游通信的客户一侧的调制解调器(20)。所揭示的调制解调器(20)包括数字信号处理器(DSP)(14)，为上游通信对数字数据执行位映射功能(22)，从而把此数字字映射到中心局编码解码器(2)中的模拟-数字转换电路(6)的限幅电平；此外，位映射功能(22)最好把此数字信号映射成为码元，每一码元的位数小于由A/D(6)的限幅电平的数目所限定的最大值。预均衡滤波功能(26)把近似的反信道响应滤波(如训练过程中测得的)应用于位映射的数字数据，以考虑到平均发送功率最大规定，把经由分散模拟用户回路(ASL)的发送数据范围增到最大。此补偿的结果是，把编码解码器(2)接收到的模拟信号转换成具有低的量化噪声电平的数字形式，继而允许提高上游数据速率。此外，依据信道特性，可使用DSP(14)中的发送频谱整形来进一步增加上游速率。

Description

高速上游调制解调器通信

技术领域

本发明涉及电信领域，更具体来说旨在改善从客户调制解调器到电话网络中心局的经由常规模拟电话线的上游通信。

背景技术

随着近来因特网在商业和消费领域的用途的发展，经由诸如美国的公共交换电话网(PSTN)等常规电话网络，在个人计算机用户与因特网业务提供者(ISP)之间使用拨号调制解调器通信已变得很普遍。近几年，已进行了重要的改进，从而大大增加了在现有电话网络上实施通信的数据速率，这在很大程度上是在双绞线上实现的。这些重要的改进还大大减少了这种高数据速率通信所需的设备的成本及提供通信业务的成本。

这些改进还提高了电话网络传送较高数量的话音和数据话务的能力。一个这样的改进是出现了经由电话网络在各“中心局”之间的数字通信，这通常是经由光缆实施的。用来实现这种数字通信的一种公知技术在中心局利用编码器/解码器功能(“编码解码器”)，现在将对此进行描述。

图1示出经由常规的电话网络在一对电话U之间的通信的简单例子。在本例中，电话U₁和U₂相互远离，从而电话U₁与中心局CO₁有关，电话U₂与中心局CO₂有关。如本领域内所公知的，术语“中心局”指发生交换和其它电话网络管理功能的本地电话公司的现场位置。在常规的例子中，将利用电话U₁、U₂与其各自的中心局CO₁、CO₂之间的模拟连接来实施电话U₁与电话U₂之间的通信；电话U与中心局之间的模拟通信系统叫做“用户回路”。在中心局CO₁和CO₂内分别设置编码解码器2₁、2₂，以把从其各自的电话U₁、U₂接收到的模拟信号转换成数字信号，用以经由PSTN 4进行通信，反之亦然。如图1所示，每个编码解码器2包括模拟-数字转换器(A/D)6，用于把从与其有关的电话U传播的模拟信号转换成将在PSTN 4上发送的数字信号；反之，每个编码解码器2还包括数字-模拟转换器(D/A)7，用于把从PSTN 4接收到的数字信号转换成模拟信号用以传送到与其有关的电话U。依据诸如DSO、SONET等常规标准，可经由诸如光纤设施或其它高速通信中继线(trunk)来实施PSTN 4上的数字通信。作为把模拟话音信号转换成数字比特流信号的结果，PSTN 4所传送的电话话务的量可相当大。

如上所述，每个编码解码器2包括有关的A/D 6。依据常规的实现，每个A/D6利用采样把输入的模拟信号转换成数字值的流。通常，A/D 6的采样速率为8kHz。对A/D转换基本的是，把每个模拟信号样品转换成最近似其幅度的数字值。在现代的话音电话网络中，为了提供具有相对准确的动态范围的令人满意的话音信号，A/D6所实施的转换通常依照μ定律估计，而不是依照模拟到数字值的线性映射。在任何情况下，误差来自于A/D转换中所必需的近似，相当于被采样的模拟信号的真实幅度与其数字近似之差；这种误差通常叫做“量化误差”。量化误差的数量或反之转换精度与用来表达数字值的位数直接有关。话音通信的当前标准需要在中心局处进行八位模拟-数字转换，从而把每个模拟样品幅度分配给256个可能值之一。这样，量化误差可能是明显的，尤其是在高数据率时。

如上所述，现在计算装置中的现代通信已变得非常普遍，尤其是商业和个人对因特网的广泛使用。在本领域内基本的是，调制解调器(“调制器/解调器”的缩写)是把将经由电话网络从计算机传送来的信号从数字比特流转换成话音频带内的模拟信号(反之亦然)的装置，从而可经由用于话音通信的同一电话网络而容易地实施数据通信。图1示出具有连入电话网络的调制解调器M₁的典型家用计算机C₁，例如位于连接电话U₁的同一位置处。如图1所示，数字通信当然是在计算机C₁和调制解调器M₁之间实施的，但调制解调器M₁与中心局CO₁之间的通信是模拟的，就如同电话U₁与中心局CO₁之间的话音通信。这样，从计算机C₁和PSTN 4的通信作为数字数据开始，然后被调制解调器M₁转换成模拟信号，并被中心局CO₁中的A/D 6₁变回数字的形式。

在图1的配置中，编码解码器21必然把误差插入从计算机C₁到PSTN 4的数字数据的通信中。这种误差是直接由A/D 6₁的量化误差引起的。由于A/D 6₁所实施的近似，其数字输出不总是与计算机C₁提供给调制解调器M₁的用以转换成模拟域的相应数字值匹配。目前，在中心局编码解码器处存在的量化误差是可经由现代电话网络实施现代通信的数据速率的限制因素，尤其是考虑到联邦通信委员会的规定限制了电话通信的最大功率。

作为进一步的背景，以高达33.6kbps的数据速率进行调制解调器通信的V.34标准利用发送调制解调器中的预编码器。依据此标准所使用的调制为正交幅度调制(QAM)。此预编码器将要实现对通信信道的判断反馈均衡中获得的反馈系数，从而部分补偿信道失真；由接收调制解调器处的线性均衡器来补偿失真的其余部分。

近来，已观察到大部分调制解调器通信在远程计算机与因特网业务提供者(ISP)之间。因此，电话公司在PSTN和IST之间实施数字通信，不管此通信是否通过中心局传播。在图2中示出对于单个远程计算机C₁的这种常规配置的一个例子。在此例中，计算机C₁同前面一样与调制解调器M₁进行数字通信；调制解调器M₁继而使用模拟信号与中心局CO₁进行通信。中心局CO₁包括与前面一样的编码解码器21，由A/D 6₁把来自调制解调器M₁的模拟信号转换成数字信号，用以经由PSTN 4进行通信；编码解码器21还包括D/A 7₁，用于把数字话务转换成模拟信号，用以传送到调制解调器M₁。然而，如同2所示，ISP 10与PSTN 4进行数字通信(可能通过在图2中未示出的中心局)，这样不需要对来自PSTN 4的信号进行模拟-数字转换。

在图2的常规配置中，为了在电话网络上传送，中心局的编码解码器不把从ISP 10传送到计算机C₁的数据从模拟转换成数字。把此“下游”数据从模拟转换成数字仅在调制解调器M₁处进行；然而，调制解调器M₁实行此转换的精度可能非常高，因为此转换不象中心局编码解码器要经受话音通信标准(例如，8kHz的采样速率，8位μ定律转换)。结果，量化误差不是这些下游通信中的数据速率限制因素。相反，由中心局CO₁的编码解码器21中的A/D 6₁把从计算机C₁到ISP 10的上游通信从模拟转换成数字。如上所述，此转换可能涉及明显的量化误差，这限制了上游通信的最大数据速率。

近来的调制解调器通信标准已认识到上游与下游调制解调器通信之间的差别。依据目前的V.90建议，现在可使用数字信号的脉码调制(PCM)，以高达56kbps的数据速率经由常规的电话网络布线来实施下游(ISP到客户)通信。然而，目前，由中心局的A/D转换在上游(客户到ISP)路径中所引起的量化噪声把上游数据速率限制于33.6kbps。

作为进一步的背景，5,528,625号美国专利描述了这样一种技术，该技术可限制来自中心局编码解码器A/D转换的量化噪声的影响，继而允许较高数据速率的上游通信。如其中所述，可通过把μ定律量化电平本身用作调制解调器处多个通信支路(leg)中每一个支路的数字信道码元“字母表”，来减少量化失真或量化噪声的影响。对每个通信支路进行分开的均衡，以预先补偿用户回路的响应。结果，调制解调器所实施的数字-模拟调制产生模拟信号，这些模拟信号有效地处于对信道失真预补偿的中心局编码解码器中A/D转换器的μ定律量化电平。

调制解调器通信中的另一个问题是小于常规编码解码器中带通滤波器的最佳带宽。虽然常规编码解码器的A/D转换器在8kHz处取样，但通常由编码解码器带通滤波器把用户回路的频带限制于不能进行频率响应的近似于3.3kHz的范围。这样，对于8位编码，把有效最大码元速率(假设没有量化误差)减小到近似于6kHz，它把数据速率限制到48kbps。

上述5,528,625号美国专利描述了对多个发送支路中的每一个支路进行分开的均衡，以消除量化噪声。实际上，由与每八个码元帧所发送的有效独立脉码调制(PCM)码元的数目相应的信道的数目来限定多个发送和接收滤波器。由于这种限制是来自用户回路的频带限制，所以八个码元中至多有六个码元传送有效地数据，因而限定了六个发送和接收滤波器。虽然此方案看上去有益于提高常规调制解调器的数据速率，但其实现看上去相对复杂而很费钱。

发明内容

因此，本发明的一个目的是提供一种调制解调器及其操作方法，从而提供数据速率提高的上游通信。

本发明的另一个目的是提供这样一种调制解调器和方法，从而在常规的双绞线电话网络上实现如此提高的数据速率。

本发明的再一个目的是提供这样一种调制解调器和方法，从而可以相对低的成本来实现。

本发明的又一个目的是提供这样一种调制解调器和方法，从而可以计算出高效的方式来实现。

本发明的还有一个目的是提供这样一种调制解调器和方法，从而它们需要对现有通信标准进行最少的改变。

依据本发明的一个方面，提供了一种利用发送信道把上游通信发送到因特网业务提供者的调制解调器，所述通信包括从调制解调器至中心局的模拟通信和从中心局到因特网业务提供者的数字通信，其特征在于所述调制解调器包括：耦合到主机的接口电路；耦合到电话线的模拟电路；以及耦合到接口电路以接收来自接口电路的数字比特流且耦合到模拟电路的数字信号处理电路，它包括：位映射器，用于把接收到的数字比特流映射到相应于在中心局处所使用的模拟-数字转换限幅电平的信号构象中，以产生一系列映射的数字码元；以及预均衡数字滤波器，使用相应于发送信道的响应及相应于最大平均发送功率限制的滤波功能对所述映射的数字码元进行数字滤波，所述滤波功能具有一系列系数，所述一系列系数是由因特网业务提供者接收到的信号与已知发送信号之间误差的测量值加上发送功率与最大平均发送功率限制之差的测量值之和进行最小化而限定的。

依据本发明的另一个方面，提供了一种经由发送信道把数字数据从主机传送到因特网业务提供者的方法，所述发送信道包括与主机有关的客户调制解调器同中心局之间的模拟用户回路，还包括中心局与因特网业务提供者处的数字调制解调器之间的数字中继线，其特征在于所述方法包括以下步骤：依据相应于模拟-数字转换限幅电平的信号构象，把数字信号比特流位映射成为一系列映射的数字码元；使用预均衡滤波功能对所述一系列映射的数字码元进行数字滤波，所述预均衡滤波功能是依据发送信道的响应及最大平均发送功率限制来限定的，所述滤波功能具有一系列系数，所述一系列系数是由数字调制解调器接收到的信号与已知发送信号之间误差的测量值加上发送功率与最大平均发送功率限制之差的测量值之和进行最小化而限定的；把经滤波映射的数字码元调制成为脉码调制模拟信号；经由模拟用户回路来发送脉码调制模拟信号；在中心局处，使用模拟-数字转换限幅电平，对脉码调制模拟信号进行模拟-数字转换而成为经转换的数字信号；经由数字中继线把经转换的数字信号发送到数字调制解调器；以及在因特网业务提供者处，依据位映射步骤中所使用的信号构象而执行反位映射，以恢复数字信号比特流。

可在由客户一侧的调制解调器发送数据时利用预均衡器配置来实现本发明。作为连接协议的一部分，客户调制解调器发送由中心局数字调制解调器所接收的训练序列；数字调制解调器依据信道对训练序列的影响(最好依据考虑最大平均话音频带功率限制的误差最小值)来确定预均衡器系数。把这些系数传送到客户调制解调器，该客户调制解调器把这些系数插入数字预均衡器滤波功能。

附图说明

通过参考以下说明书并结合附图，本发明的其它目的和优点将对本领域内的技术人员变得明显起来。

图1是经由现代公共电话交换网实施数字通信的电话和调制解调器的常规连接的方框形式的电气图。

图2是现代公共电话交换网上计算机和调制解调器到因特网业务提供者的常规连接的方框形式的电气图。

图3是依据本发明的较佳实施例构成的客户调制解调器的方框形式的电气图。

图4是示出通过组合依据本发明构成的客户调制解调器、中心局编码解码器和诸如可位于因特网业务提供者处的数字调制解调器，而在正常上游通信中实施的功能的功能图。

图5a和5b是分别示出调制解调器与中心局之间的典型用户回路信道的脉冲响应和频率响应的图。

图5c是示出如在依据本发明较佳实施例的上游通信中所使用的频谱整形滤波器的典型频率响应的图。

图6a和6b是示出根据本发明较佳实施例的预均衡的术语及操作原理的方框图。

图7是示出在实施依据本发明较佳实施例的图4的训练序列时，通过组合客户调制解调器、中心局编码解码器和数字调制解调器而实施的功能的功能图。

图8是示出依据本发明的较佳实施例，在训练客户调制解调器与数字调制解调器之间的调制解调器连接时本发明较佳实施例的操作的流程图。

图9是示出依据本发明的较佳实施例，如在训练客户调制解调器与数字调制解调器之间的调制解调器连接时所进行的确定预均衡器系数的过程的操作的流程图。

图10a是典型信道的频率特性，图10b是依据本发明较佳实施例的预均衡器滤波器的输出的频率特性。

具体实施方式

现在参考图3，通过示例来描述依据本发明较佳实施例的调制解调器20的结构。从以下描述中很明显的是，本发明可实现为各种结构的调制解调器，尤其是那些使用诸如数字信号处理器(DSP)以在其中处理数字信号的可编程逻辑器件。这样，本领域内的技术人员在参考了本说明书后，将能依据调制解调器专用的特定环境和设计参数，以各种结构的调制解调器电路来实现本发明。相应地，图3所示及以下所述的调制解调器20的结构只是通过示例示出的。因此，图3的调制解调器20中的各种集成电路的边界是示意性的，可理解图3所示的任一个或多个集成电路中可包括更多或更少的功能。

图3的调制解调器20将能进行高速操作，至少诸如由国际电信协会(ITU-T)所公布的V.90建议。因此，调制解调器20整体上包括输入/输出接口电路12，通常把电路12实现为把调制解调器20接到主机C的总线或串行口的专用集成电路(ASIC)。

输入/输出接口电路12与数字信号处理器(DSP)集成电路14进行双向通信。DSP 14最好具有相对高的计算能力，它的一个例子是Texas InstrumentsIncorporated所销售的TMS320C6x数字信号处理器系列。DSP 14在存储在并可从只读存储器(ROM)17中检索到的程序指令的控制下进行数字信号处理功能，诸如快速傅里叶变换(FFT)和逆FFT、数字滤波、预加重功能及如下所述的其它信号处理操作。静态随机存取存储器(SRAM)15也连到DSP 14，并为存储数据表、时限(time critical)程序码等而设；此外，DSP 14本身最好包括一定量的读/写存储器，用以暂时存储在DSP 14的信号处理功能中所使用的中间数据和结果。DSP 14为同步器件，它依据基于外部晶振器(如图3所示)的时钟电路而操作。

DSP 14与模拟前端(AFE)器件16及与数据存取配置(DAA)电路18进行通信。AFE 16为混合信号(即，包含数字和模拟操作)集成电路，它为发送和接收接口功能提供了数据通信所需的所有回路接口元件(除涉及高压以外)。这些功能包括一定量的滤波、编码和解码等。AFE 16具有耦合到扬声器端口S的输出，以及耦合到麦克风端口M的输入，以驱动和接收用于多媒体调制解调器功能的音频信号。此外，AFE 16双向连接到DAA 18，DAA 18是负责把调制解调器20双向接到本地电话线的集成电路。DAA 18包括保护元件、振铃检测及高速线驱动器和接收机，用于以全双工的方式来往于本地电话线驱动和接收数据。DAA 18在本地电话线和AFE 16之间进行双向通信；此外，DAA 18经由DSP 14在主机C的控制下，把一振铃信号提供给DSP 14，并接收来自DSP 14的与调制解调器20置于本地电话线上的叉簧(hook)和话音状态有关的中继控制信号。

依据本发明的较佳实施例，DSP 14通过执行存储在ROM 17中的程序指令来实施某些功能，以提供从主机C到本地电话线的数据的高速上游通信，尤其是在公共电话交换网(PSTN)中把这些上游通信传送到与调制解调器20有关的中心局进行数字通信的因特网业务提供者(ISP)。现在将描述依据本发明的较佳实施例所利用的这些功能。

现在参考图4来描述调制解调器20并结合与其有关的中心局CO的编码解码器2及因特网业务提供者(ISP)10处的数字调制解调器10′在依据本发明的较佳实施例的正常上游通信中所实施的某些功能操作。如同4所示，调制解调器20经由模拟用户回路ASL与中心局CO处的编码解码器2进行通信，编码解码器2经由数字中继线DT与ISP 10处的数字调制解调器10′进行通信。

在图4的状态中，已通过如下所述的方式对调制解调器20和数字调制解调器10′实施了训练；这里对此进行简述，以使读者理解依据本发明较佳实施例的训练过程的目的。此外，不必把图4所示的功能(尤其是相对于调制解调器20)分配给特定集成电路，而是参考由其各自设备所实施的功能。然而，如图3所示，将由调制解调器20的DSP 14来执行调制解调器20加到数字信号的那些功能。

如图4所示，调制解调器20接收输入比特流(通常来自于主机C)，即通过有关的中心局CO经由当前的调制解调器连接传送到ISP 10。在调制解调器20内，为了把输入比特流的每个码元映射到脉码调制(PCM)构象中，首先把位映射功能22加到(通过DSP 14)输入比特流。如本领域内所公知的，PCM信号相应于一系列模拟电平，每个模拟电平相应于指定数目的数字字之一。例如，一八位信号的PCM调制将导致具有256个可能电平的模拟信号，每个电平相应于一八位字的256个可能值之一。依据本发明的较佳实施例，选择可获得的模拟信号电平相应于在中心局处的线路卡(line card)上的编码解码器中所进行的模拟-数字转换的限幅(slicing)电平。因而，位映射功能22把输入的数字数据映射到其值精确地相应于编码解码器处的A/D转换的模拟限幅电平的数字字中。

如以下更详细地所述，依据模拟用户回路的响应(即，噪声电平和信道失真)及调制解调器20与ISP 10之间数字中继线中的数字减损，并考虑到常规所允许的最大话音频带功率，位映射功能22受到限制。继而位映射功能22所实施的位映射有效地确定发送的每个码元中可传送的位数。例如，如果信道极吵闹，则每个码元可相应于相对极少的位(即，在A/D处的限幅电平之间提供较大的间隙)；相反，相对清晰的信道可允许每码元多达七位。在八位PCM的情况下，当位映射功能22映射每码元少于八位时，则只使用256个可能电平的子集。继而，每码元的位数确定在PCM发送中所使用的模拟电平的数目；例如，如果在8位PCM调制方案中仅对每个码元发送六位，则被选中的构象将仅从256个可能中提供26或64个电平处的模拟电平。位映射功能22对输入比特流实施此映射，以映射到所需的模拟电平构象。

在位映射功能22后，调制解调器20接着把频谱整形功能24加到被映射的数字比特流。如本领域内所公知的，通信信道包括诸如调制解调器20那样的调制解调器和中心局及其间的模拟用户回路ASL的通信信道具有不理想的响应。在图5a中示出这样的通信信道的电信脉冲响应，它包括用户回路的响应及发送和接收滤波器的响应；图5b示出此信道的相应频率响应。频谱整形是指数字滤波技术，利用该技术，依据信道响应对所发送的信号进行整形，以把所发送的数据速率增到最大同时保持在适当的最大平均功率规定内。图5c示出频域中的电信频谱整形滤波器的一个例子。应用于依据ITU的V.90建议的下游PCM通信的频谱整形技术在本领域内是公知的。依据本发明的这一较佳实施例，频谱整形功能24利用执行相应于此操作的数字处理程序的DSP 14来应用ITU建议V.90所规定的卷积频谱整形(CSS)；根据需要，还可在频谱整形功能24中应用其它更强大的频谱整形技术。

再参考图4，接着由预均衡滤波功能26来处理经功能24频谱整形的数字输出。预均衡滤波功能26为调制解调器20中的DSP 14所进行的数字滤波操作。以下所述的本发明较佳实施例描述了产生线性预均衡滤波功能26的系数的过程。或者，可把预均衡滤波功能26实现为一无限脉冲响应(IIR)滤波器，在此情况下，可通过训练数字调制解调器10′处的频带反馈型均衡器来确定系数；IIR实现通常更易于实现，它也提高了经由线性实现的操作速度。任一的情况中，一般将应用相同的普通的对准方法。为了补偿用户回路的通信信道的分散，选择预均衡滤波功能26的系数，因为这种信道分散影响了数字构象与有关中心局处的编码解码器2中的A/D 6的限幅电平的对应性。如下所述，考虑到联邦通信委员会对模拟用户回路所实行的国家功率规定，在训练调制解调器20和数字调制解调器10′期间限制了这些系数。

现在直接参考图6a来详细地描述本发明的操作原理。图6a示出接收来自频谱整形功能24的经频谱整形位映射的码元x_i的预均衡器功能26。可把预均衡器功能26看作把线性函数 c加到码元x_i，以产生加到通信信道ASL(除了用户回路ASL以外，还包括任何模拟发送和接收滤波器)的预均衡码元序列z_i。可把信道ASL建模为数字滤波器f。信道ASL的输出加上噪声n_i导致由编码解码器2中的A/D 6所接收的信号

因而，预均衡器功能26的目标是以这样的方式应用线性函数 c，从而输出信号

近似于频谱整形码元x_i的输入；这如果能实行，则信号 所表示的模拟电平将与A/D 6的限幅信号近似匹配，从而把量化噪声减到最小继而允许数据速率较高的上游通信。

考虑预均衡器功能26的线性函数 c相应于以下矢量：

c＝[c_K...c₀...…c_-K]^T

则可如下表达预均衡器功能26的输出处的输出数列z_i：

$z_i=\underset{j=-K}{\overset{K}{\mathrm{\Σ}}}{c}_j{x}_{i-j}$

在此术语中，可把信道ASL中所实施的滤波器函数 f表达为：

f＝[f₀ f₁ f₂ ...f_L]^T

依据本发明的较佳实施例，为了把加到中心局处的A/D 6的输入比特流x_i与输出信号

之间的均方误差减到最小，选择预均衡器功能26的线性滤波器 c中的系数c_i。此外，必须把在信道ASL上发送的信号z_i的平均功率保持在低于指定的最大平均发送功率E_T。依据本发明的较佳实施例，把输入功率E[x_i ²]初始地设定为固定值σ_x ²；其后，为了把遭受固定性能电平(或位误差率)的发送数据速率增到最大，改变功率值σ_x ²。

依据本发明的较佳实施例，在以下表达式上使用拉格朗日(Lagrange)乘数法来实行此最小化：

$J(\underset{\‾}{c},\mathrm{\λ})E\left[{(x_i-{\hat{x}}_i)}^2\right]+\mathrm{\λ}\left(E\right[z_i^2]-E_T)$

此表达式包括把第一求和项中的发送和输入信号中的误差及第二项中的最大平均功率限制减到最小。可通过以矩阵的形式且仅作为预均衡器线性函数系数c_i的函数而不根据信道系数f_i来改写约束项来实现此表达式的最小化。这是可以实现的，因为已观察到依据本发明，输出信号 不受预均衡器功能26和信道ASL滤波功能在图6a系统中的次序互换的影响，因为这两个滤波器都是线性的。图6b示出这两个功能的互换，以限定此描述中的术语。如图6b所示，中间矢量 y相应于把信道ASL的滤波功能 f加到输入矢量 x，输出信号

相应于把预均衡器线性滤波器函数 c加到中间信号数列y_i加上噪声n_i的影响。实际上：

$y_i=\underset{j=0}{\overset{L}{\mathrm{\Σ}}}{f}_j{x}_{i-j}$

或者，以矩阵的形式：

y＝[y_-K...y₀...y_K]^T＝H x

这里：

x＝[x_-K...x₀...x_K]^T

以及

使用图6b所示的互换方案，输入数列x_i与输出信号 之间的均方误差变为：

$\mathrm{MSE}=E\left[{(x_o-{\hat{x}}_o)}^2\right]$

$=E\left[{({\underset{\‾}{c}}^T\underset{\‾}{y}+n_o-x_o)}^2\right]$

$={\underset{\‾}{c}}^T{R}_{\mathrm{yy}}\underset{\‾}{c}+{\mathrm{\σ}}_n^2+{\mathrm{\σ}}_x^2-2{\underset{\‾}{c}}^T{\underset{\‾}{r}}_{\mathrm{yx}}$

这里σ_n ²相应于噪声的功率电平E[n_o ²]。如下定义自相关R_yy：

R_yy＝E[ y y ^T]

   ＝E[H xx ^T H ^T]

   ＝HR_xxH^T R

在此表达式中，R_xx为 x的自相关矩阵，该矩阵依据频谱整形功能24所加的频谱整形技术。再参考均方误差MSE的表达式，项 r _yx指：

r _yx＝E[ yx_o]

   ＝E[H xx_o]

   ＝H[R_xx]_col＝K+L+1

这里，[R_xx]_col＝K+L+1为自相关矩阵R_xx的第(K+L+1)列。

再参考以上被最小化的表达式J( c，λ)，可根据预均衡器线性滤波器函数 c把平均功率E[z_i ²]表达为：

$E\left[z_i^2\right]=E\left[\begin{array}{ccc}{\underset{\‾}{c}}^T& {\underset{\‾}{x}\underset{\‾}{x}}^T& \underset{\‾}{c}\end{array}\right]$

$={\underset{\‾}{c}}^T{R}_{\mathrm{xx}}\underset{\‾}{c}$

根据以上所述，现在如下表达最小化表达式J( c，λ)：

$J(\underset{\‾}{c},\mathrm{\λ})={\underset{\‾}{c}}^T{R}_{\mathrm{yy}}\underset{\‾}{c}+{\mathrm{\σ}}_n^2+{\mathrm{\σ}}_x^2-2{\underset{\‾}{c}}^T{\underset{\‾}{r}}_{\mathrm{yx}}+\mathrm{\λ}({\underset{\‾}{c}}^T{R}_{\mathrm{xx}}\underset{\‾}{c}-E_T)$

通过微分并把微商设定为零解出极值产生了：

(R_yy+λR_xx) c＝ r _yx

这个解是根据Lagrange乘数λ的预均衡器线性滤波器函数 c的一组线性公式。可从平均功率约束公式来确定乘数λ：

E_T＝ c ^TR_xx c

使用诸如DSP 14等数字信号处理器，可容易地根据数字来进行解滤波器函数 c的这组线性公式并与定义Lagrange乘数λ相结合的这些步骤。现在将详细地描述这些数字运算的例子。

在理解了这组线性公式的数字解后，有益的是首先考虑频谱单调(flat)输入的情况，即不应用频谱整形(没有频谱整形功能24)。在此情况下，输入信号x的自相关矩阵R_xx为单位矩阵I。则误差微商解(R_yy+3R_xx) c＝ r _yx减小到：

(R_yy+λI) c＝ r _yx

且最大功率公式减小到：

c ^T c＝E_T

可以R_yy＝USU^r的形式来表达自相关矩阵R_yy，这里U为归一化矩阵，S为具有所有正项的对角矩阵(奇值分解)。误差微商解公式(R_yy+λI) c＝ r _yx变为：

U(S+λI)U^T c＝ r _yx

或：

(S+λI)U^T c＝U^T r _yx

或者，解预均衡线性函数 c：

c＝[(S+λI)U^T]^-1U^T r _yx

由于S是对角矩阵(当然，λI也是)，所以可容易地推导出逆(S+λI)^-1。结合本发明已发现， c， c ^T c的2范数(2-norm)与λ成反比；结果，在数字上容易找到满足平均功率限制公式 c ^T c＝E_T的λ值，可以理解，最佳λ的选择必须从实数线的(2K+2)部分中选出(因为矩阵S是维数为(2K+1)²的矩阵)。

然而，如上所述，在发送来自调制解调器20的信号时包含频谱整形功能24是较佳的，以把输入信号的频谱预整形到信道响应。在此情况下，自相关矩阵R_xx不等于单位矩阵I。依据本发明已发现，可类似地减少从函数J( c，λ)的微分解出的这组线性公式，现在将对此进行描述。

由于矩阵R_xx为自相关矩阵，所以它可根据其Cholesky分解即R_xx＝GG^T来表达，这里G为具有正的对角项的较低的三角矩阵。再参考误差项公式(R_yy+λR_xx) c＝ r _yx，可容易地确定：

(R_yy+λR_xx) c＝(R_yy+λGG^T) c＝G(G^-1R_yyG^-T+λI)G^T c＝ r _yx

使用 b＝G^T c和 a＝G^-1 r _yx来简化此表达式，从而允许以下表达式：

(G^-1R_yyG^-T+λI) b＝ a

可把E_T＝ c ^TR_xx c的频谱整形情况下的平均功率约束关系改写为：

E_T＝ c ^TGG^T c＝ b ^T b

现在这两个公式具有与以下的频谱单调情况相同的形式：

(R_yy+λI) c＝ r _yx

以及：

c ^T c＝E_T

因而，适用于通过奇值分解来求解。

从以下描述中很明显的是，依据本发明较佳实施例的训练序列提供了在ISP 10的数字调制解调器10′处测得的的自相关矩阵R_yy与互相关矢量r_yx的估计值。此外，数字调制解调器10′将知道频谱整形功能24的频谱整形参数，可从中产生自相关矩阵R_xx。此外，可使用训练序列来获得网络编码解码器中的A/D转换的采样电平和采样时间的可靠估计值，因为已知这些量是使量化误差最小化所需的量。

再参考图4，然后把来自调制解调器20中的预均衡滤波功能26的数字信号输出加到数字-模拟转换器(DAC)28。DAC 28根据预均衡滤波功能26加到其上的数字信号而提供模拟信号，把该模拟信号有效地调制成为脉码调制(PCM)信号。然后，把此模拟信号驱动到编码解码器2连到的模拟用户回路ASL上。

编码解码器2或更具体来说是包括中心局CO处的编码解码器2的线卡包括本领域内常规的防混叠(aliasing)滤波器30，随后是把PCM模拟电平转换成一系列数字字的A/D功能6。如本领域内所公知且如上所述，A/D功能6以例如8kHz的频率对输入的PCM调制信号进行采样，把每个采样的幅度与其预选限幅电平相比较，并产生相应于最接近采样模拟幅度的限幅电平的数字输出。如图4所示，在数字中继线DT把这些数字字传送到ISP 10处的数字调制解调器10′。

位于数字调制解调器10′内的是反频谱整形功能34，此功能是补偿调制解调器20中的频谱整形功能24的影响的数字功能。数字调制解调器10′还包括反位映射功能36，此功能反转了调制解调器20中的位映射功能22的操作，因而重新存储了数字信号的适当排序。反频谱整形功能34和反位映射功能36的操作是可容易地由诸如DSP(具有相应于Texas Instruments Incorporated销售的TMS320c6x型DSP的功能)等数字信号处理电路来执行的数字操作。结果，反位映射功能36的输出忠实地再现了呈现给调制解调器20的输入比特流。

现在参考图7和8，详细地描述训练调制解调器20的方法，尤其是设定由图4所示的预均衡数字滤波功能26所使用的系数。

图7示出在执行依据本发明较佳实施例的调制解调器训练操作(将相对于图8对此进行描述)期间，调制解调器20、中心局CO和ISP 10处的调制解调器10′的功能配置。如图7所示，调制解调器20包括产生训练序列并把它加到模拟用户回路ASL的功能。调制解调器20所产生的训练序列可相应于在依据v.90协议建立调制解调器连接中所使用的常规调制解调器训练序列；通常，这种训练序列相应于伪随机序列的产生。当然，由于数字调制解调器10′也必须知道此训练序列，所以此训练序列不可以是完全随机的，而应是给出随机性外观的可预知序列。如图7所示，调制解调器20不相对于发送功能38执行位映射功能22、频谱整形功能24和预均衡滤波功能26，但当然要执行经由模拟用户回路ASL传送此序列所需的这些调制和编码功能(未示出)。

如同相对于图4所示的正常通信，中心局CO的编码解码器2包括防混叠滤波器30和A/D 6。如上所述，编码解码器2经由数字中继线DT与ISP 10中的数字调制解调器10′进行通信。

在依据本发明较佳实施例的训练操作期间，数字调制解调器10′进行自适应均衡器处理40，该处理40涉及估计某些相关矢量，从中可计算出调制解调器20中的预均衡功能26的系数。或者，可使用约束LMS型算法来调节自适应均衡器功能40的操作，继而实现动态均衡。在任一种情况下，如图8所示，在训练操作期间，数字调制解调器10′不包括反频谱整形功能34和反位映射功能26(图4)。

现在参考图8，依据本发明的较佳实施例将描述在训练调制解调器20时与数字调制解调器10′相结合操作调制解调器20的方法。如图8所示，客户调制解调器20和数字调制解调器10′中的每一个依据一操作流程进行操作，但它们相互协作。如图8所示，此方法以调制解调器20执行处理44来建立与ISP 10的连接及此连接所执行的协议开始；通常，处理44包括拨号操作或其它注册处理，由此通过中心局CO来进行调制解调器20与ISP 10之间的连接。类似地，数字调制解调器10′就此协同调制解调器20所发送的信号，执行其连接和协议建立功能60。如图4中的功能所示，除了在处理44、60中的某些点处，调制解调器20指示所需的连接为相应于本发明较佳实施例的类型以外，依据常规的技术执行处理44、60。响应于此指示，数字调制解调器10′执行处理62，由此使能自适应均衡器功能40，从而可如下所述来定义和设定预均衡系数。

在处理46中，调制解调器20中的训练序列发送功能38通过中心局CO的编码解码器2经由模拟用户回路ASL来发送训练序列(以PCM调制的方式)。如上所述，此训练序列最好是伪随机序列，其频率跨越信道带宽，从而可准确地估计信道特性。在编码解码器2中的A/D 6所进行的模拟-数字转换后，由数字调制解调器10′中的自适应均衡器40来接收此训练序列。如相对于本发明较佳实施例所述，自适应均衡器40本质上根据对训练序列的认识来计算此信号的频率均衡函数。

更具体来说，自适应均衡器功能40的操作相应于图8的处理66，其中数字调制解调器10′设定自适应均衡器功能40的均衡系数。如图6b所示，在发送中不包括预均衡滤波器(如图7和8的训练操作的情况)时，均衡系数相应于线性滤波函数 c，它具有与调制解调器20中的预均衡功能26在训练序列后的正常通信期间可能使用的相同的滤波功能。这样，在处理66中确定均衡系数确定了预均衡滤波函数 c的系数。现在参考图9，对于可应用频谱整形的本发明的较佳实施例，更详细地描述数字调制解调器10′在执行处理66的操作。

此外，如现在所述，处理66可用来确定用户回路ASL上可获得的最佳位速率。通常，由适当的通信标准来规定位差错率(例如，10^-5或10^-6)，同样，在训练通信链路时需要在指定的差错率内把数据速率增到最大。在本发明的实施例中，处理66迭代地建立预均衡滤波功能26的系数 c，还在指定差错率内确定最大位速率，从中可确定发送构象。

现在参考图9，处理66以处理76开始，其中数字调制解调器10′从发送中所加的已知频谱整形特性中得到自相关矩阵R_xx。然后，数字调制解调器10′最好通过执行数字信号处理器子程序来执行处理78，以对自相关矩阵R_xx进行Cholesky分解。如本领域内所公知的，Cholesky分解把给定的矩阵分解成较低的三角矩阵与其转置矩阵的积；在此情况下，Cholesky分解处理78根据如下的自相关矩阵R_xx得到矩阵G：

R_xx＝GG^T

如下所述，将在解滤波器函数 c时使用较低的三角矩阵G。可根据已知的输入序列及存储在数字调制解调器10′的存储器中或在初始化期间与输入能量的初始估计值σ_x ²一起传送到数字调制解调器10′的结果来预先解出处理76、78。

或者，通过建模已观察到，即使确实使用频谱整形，也可使用发送在频谱上是单调的假设来实施处理66。此建模指示从此假设中得到的误差是可容忍的；如果是这样，将明显地减少处理66中所需的计算。计算复杂性的这种减少是由于在频谱单调情况下自相关矩阵R_xx等于单位矩阵I，因而消除了对进行Cholesky分解处理78的需要。

再参考图9，接着，数字调制解调器10′进行处理80，以通过接收伪随机训练序列的测量值并把它与期望序列相比较来估计自相关矩阵R_yy及互相关矢量 r _yx。在处理80中所进行的估计在本领域内是常规的，同样可通过常规的技术来进行。

然后，与分解矩阵G(及其容易确定的逆G^-1和转置矩阵G^T)相结合，数字调制解调器10′在求解误差项的处理82中使用自相关矩阵R_yy和互相关矢量 r _yx的估计值，从而至少根据λ而得到线性函数系数 c。如以上在描述操作原理时所述，在频谱整形的情况下，在处理82中找到的解相应于以下解：

G(G^-1R_yyG^-T+λI) c＝ r _yx

或者，使用 b＝G^T c及 a＝G^-1 r _yx：

(G^-1R_yyG^-T+λI) b＝ a

如以上相对于频谱单调的情况所述，可利用单值分解技术而容易地解出此误差项。相应地，执行处理82提供了线性函数系数 c与λ之间的关系。

接着，数字调制解调器10′执行处理84、86，以根据规定的最大平均发送功率电平E_T来确定标量λ的适当值。如上所述，已发现，积 c ^T c随λ单调下降。依据本发明的较佳实施例，处理84对于一系列多个选中的λ值，λ₁、λ₂等评估以下最小误差公式：

(G^-1R_yyG^-T+λI) b＝ a

然后，依据以下功率公式，在处理86中评估从处理84的评估中获得的这组线性函数系数 c：

E＝ c ^TGG^T c＝ b ^T b

然后，如同相应的这组线性函数系数 c，在处理86中选择提供最接近(但不超过)最大平均功率限制E_T的功率值E的特定值λ_k。

或者，可通过回归处理82的误差项结果来解出确定λ和线性函数系数 c的这些公式，以确定正确的即相对于积 c ^T c等于最大功率电平E_T的情况的λ值。

在任一种情况下，都使用所确定的线性函数系数 c来确定在用户回路ASL上可获得的发送位速率。因此，数字调制解调器10′执行处理88，以使用所确定的线性函数系数 c，依据先前所述的公式来评估信道的均方误差(MSE)，此公式如下：

$\mathrm{MSE}=E\left[{(x_o-{\hat{x}}_o)}^2\right]={\underset{\‾}{c}}^T{R}_{\mathrm{yy}}\underset{\‾}{c}+{\mathrm{\σ}}_n^2+{\mathrm{\σ}}_x^2-2{\underset{\‾}{c}}^T{\underset{\‾}{r}}_{\mathrm{yx}}$

在此MSE评估中，使用输入能量的当前估计值σ_x ²及信道的噪声能量的测量值σ_n ²。

在处理88中确定了MSE后，数字调制解调器10′在处理90中对规定的误差率求解相邻构象点之间的Euclidean距离d_min。如本领域内所公知的，调制信号的解调中的误差几率与信号中的噪声有关，也与幅度(或相位和幅度)频谱中相邻点之间的接近程度有关。在PCM的情况下，Euclidean距离d_min简单地是相邻限幅电平之差。依据本发明的较佳实施例，通过数字调制解调器10′评估以下的误差几率P(e)公式来执行处理90：

$P\left(e\right)=Q\left(\frac{d_{\min }}{2\mathrm{\σ}}\right)$

这里，把误差几率P(e)设定为指定的值(例如，10^-5或10^-6)，这里把Q函数定义为：

$Q\left(x\right)={\∫}_x^o\frac{1}{\sqrt{2\mathrm{\π}}}{e}^{-x^2/2}\mathrm{dx}$

这里， ${\mathrm{\σ}}^2={\mathrm{\σ}}_n^2+\mathrm{MSE}.$

在处理90中获得Euclidean距离d_min后，数字调制解调器10′执行处理92，以对于输入能量σ_x ²的当前估计值及在处理90中从噪声电平、MSE和指定的位差错率中得到的Euclidean距离d_min得到可获得的位速率。然后，数字模型10′进行判断93，以确定是否留下待分析的估计输入能量σ_x ²的附加迭代；如果是这样(判断93为YES)，则在处理94中根据需要来调节所估计的输入能量σ_x ²(例如，通过确定是否可获得附加的位速率)，在处理76处开始重复处理66。

依据另一个方案，可精简处理66的迭代解。例如，公式 ${\mathrm{\σ}}^2={\mathrm{\σ}}_n^2+\mathrm{MSE}$ 表示由于均方误差MSE的电平不重要，所以σ的值由随机噪声来支配。在此情况下，附加的MSE是可容忍的，因为其值的增加不会对σ值造成任何明显的影响。相应地，可通过简单地增加所估计的输入能量σ_x ²直到在处理88中所确定的MSE近似等于噪声能量σ_n ²(换句话说，直到MSE成为一重要因素)，来实现处理66的迭代特性。这消除了对所估计的输入能量σ_x ²的每个迭代执行处理90、92的需要。

在完成了对输入能量σ_x ²的所需迭代(判断93为NO)后，从处理92的最后一个迭代中确定位速率，并结束处理66。此时，如同信道可获得的位速率，确定预均衡滤波功能26的线性函数系数 c。然后，可使用这些参数来建立调制解调器20的操作。相应地，然后在图8的处理68中，数字调制解调器10′把这些均衡器系数 c发送到调制解调器20；然后，调制解调器10′禁止其自适应均衡器功能40，以等待正常通信。

仍旧参考图8，调制解调器20接收在处理48中来自数字调制解调器10′的均衡系数或线性滤波函数 c。在位映射功能(图4)中所使用的信号构象的设计以处理66(图9的处理92)中所确定的输入能量σ_x ²和相应最小距离d_min的选择为基础。此选中的信号构象相应于将在每个码元中发送的位数，在本发明的实施例中，所述码元确定将被发送的256个可获得的电平中A/D限幅电平的数目。例如，如果处理52的信号构象设计表示要在每个码元中提供六位，则将把信号构象限定为把输入比特流中的每六位构成的组映射到六十四个可能的模拟PCM电平之一中。当然，依据训练期间测得的发送限定的噪声和失真特性，处理52的结果是，每个码元可提供更多或更少的位。

现在将相对于图10a和10b来描述处理50和52的效果。图10a示出典型ASL信道的频率特性 f，假设信道中所存在的唯一效果是由频带限制所引起的频率滚降(rolloff)。从此特性中明显地示出，在较高和较低的频率处存在一定数量的滚降；如上所述，典型的ASL信道不提供完整的4kHz的带宽，而是如图10a所示，提供最高达近似3.3kHz的有用带宽。在以上相对于图8和9所述的训练过程中测量此减少的带宽。如上相对于图5b所述，输入信号的频谱整形可用来增加经由具有图10a特性的频带受限信道发送的数据的可靠性。仅应用预均衡滤波功能26将在预均衡滤波功能26(见图6a)的输出处产生如图10b所示的信号 z。此信号 z在频率的极值处具有相对高的增益，以抵销如图10a所示信道频率特性 f的滚降。

依据本发明的较佳实施例，利用如上所述的频谱整形，输入信号使其幅度位于受限带宽的极端频率处。此频谱整形的效果是减小信号在低频和高频处的幅度。由图10b中的频率特性信号 z′定量地示出这种减小的效果。然而，如上所述，必须把平均发送功率保持在处于或低于确定阈值E_T。如图10b中的特性z″所示，功率在极端频率处的减小允许能量增益跨越所有频率而增加，同时仍旧满足功率约束。

考虑频谱整形的结果是，可增加输入信号的整个功率，导致更高的数据速率，同时仍旧提供可靠的数据发送。依据本发明的较佳实施例还可提供一定的灵活性，因为可对特定调制解调器应用优化预均衡增益与频谱整形和输入功率之间的折衷。在任何情况下，优于常规技术，依据其中利用图4的频谱整形功能24的本发明较佳实施例，改善了所提供的信噪比及适当的功率增益和处理50和52中计算得到的信号构象。

在处理54中，调制解调器20接着把与均衡滤波功能26(图4)的系数设定为在处理66中所确定的线性滤波特性 c。如上所述，处理66考虑最大功率电平E_T及可能考虑频谱整形的效果来确定此特性 c。依据本发明的较佳实施例，把预均衡滤波功能26实现为FIR数字滤波器，为此，线性滤波器特性 c直接于此滤波器的系数有关。

在处理56后，调制解调器20在处理58中把处理52中选中的位映射发送到数字调制解调器10′；在接收后，数字调制解调器10′在处理72中相应地设定其反位映射系数。现在完成了调制解调器20和数字调制解调器10′的结构，从而考虑到其间信道的特性，其间的功能操作相应于图4所示的功能操作。如图8的处理58、74所示，现在可把正常上游话务从调制解调器20发送到数字调制解调器10′。

一旦建立正常的上游话务，可能想要周期性地监测信道特性，并根据接收到的信号与相应的解调数据之间的误差来调节预均衡功能系数。可利用最小均方分析并结合在用户回路上把误差矢量从数字调制解调器10′传送到客户调制解调器20，来实施对系数的这种监测和调节。

依据本发明的较佳实施例，在依据诸如V.90建议等常规调制解调器标准来发送上游话务时获得了明显的益处。首先，本发明主要通过避免量化噪声在中心局A/D转换处的影响，把上游数据速率提高到超出常规技术所允许的上游数据速率。这是通过使中心局A/D转换器以十分接近转换的限幅电平的电平来接收客户调制解调器发送的PCM电平而实现的，考虑到信道失真效应预先对该信号进行均衡。此外，本发明还允许以最佳的功率电平来发送上游话务，因而进一步提高了发送的信噪比。结果，可增加上游话务的数据速率；因此，本发明较佳实施例的模拟表明，使用具有1001个抽头(tap)的预均衡FIR数字滤波器，在信噪比为60dB处，可达到50.6kbps的上游位速率及10^-5到10^-6SER数量级的误差率。此性能明显优于常规的上游发送。

虽然已依据较佳实施例描述了本发明，在参考了本说明书及其附图后，对这些实施例的修改和替代将对本领域内的技术人员变得明显起来，这些修改和替代获得了本发明的优点和益处。这些修改和替代将落在随后所要求的本发明的范围内。

Claims (15)

1.一种利用发送信道把上游通信发送到因特网业务提供者的调制解调器，所述通信包括从调制解调器至中心局的模拟通信和从中心局到因特网业务提供者的数字通信，其特征在于所述调制解调器包括：

耦合到主机的接口电路；

耦合到电话线的模拟电路；以及

耦合到接口电路以接收来自接口电路的数字比特流且耦合到模拟电路的数字信号处理电路，它包括：

位映射器，用于把接收到的数字比特流映射到相应于在中心局处所使用的模拟-数字转换限幅电平的信号构象中，以产生一系列映射的数字码元；以及

预均衡数字滤波器，使用相应于发送信道的响应及相应于最大平均发送功率限制的滤波功能对所述映射的数字码元进行数字滤波，所述滤波功能具有一系列系数，所述一系列系数是由因特网业务提供者接收到的信号与已知发送信号之间误差的测量值加上发送功率与最大平均发送功率限制之差的测量值之和进行最小化而限定的。

2.如权利要求1所述的调制解调器，其特征在于数字信号处理电路还包括：

频谱整形器，用于依据发送信道的响应对所述一系列映射的数字码元的低频和高频分量进行预整形。

3.如权利要求2所述的调制解调器，其特征在于数字信号处理电路包括可编程数字信号处理器集成电路。

4.如权利要求3所述的调制解调器，其特征在于利用执行相应程序的数字信号处理器集成电路来实现位映射器、预均衡数字滤波器和频谱整形器的功能。

5.如权利要求1所述的调制解调器，其特征在于模拟电路包括用于把经滤波的数字信号调制成为脉码调制模拟信号的电路。

6.如权利要求1所述的调制解调器，其特征在于位映射器把接收到的数字比特流映射到相应于中心局处可获得的模拟-数字转换限幅电平的子集的信号构象中。

7.一种经由发送信道把数字数据从主机传送到因特网业务提供者的方法，所述发送信道包括与主机有关的客户调制解调器同中心局之间的模拟用户回路，还包括中心局与因特网业务提供者处的数字调制解调器之间的数字中继线，其特征在于所述方法包括以下步骤：

依据相应于模拟-数字转换限幅电平的信号构象，把数字信号比特流位映射成为一系列映射的数字码元；

使用预均衡滤波功能对所述一系列映射的数字码元进行数字滤波，所述预均衡滤波功能是依据发送信道的响应及最大平均发送功率限制来限定的，所述滤波功能具有一系列系数，所述一系列系数是由数字调制解调器接收到的信号与已知发送信号之间误差的测量值加上发送功率与最大平均发送功率限制之差的测量值之和进行最小化而限定的；

把经滤波映射的数字码元调制成为脉码调制模拟信号；

经由模拟用户回路来发送脉码调制模拟信号；

在中心局处，使用模拟-数字转换限幅电平，对脉码调制模拟信号进行模拟-数字转换而成为经转换的数字信号；

经由数字中继线把经转换的数字信号发送到数字调制解调器；以及

在因特网业务提供者处，依据位映射步骤中所使用的信号构象而执行反位映射，以恢复数字信号比特流。

8.如权利要求7所述的方法，其特征在于由数字滤波器来执行所述数字滤波。

10.如权利要求7所述的方法，其特征在于还包括：

在执行数字滤波前，通过对映射的数字码元实行频谱整形功能来执行频谱整形，以对映射的数字码元的低频和高频分量进行预整形。

11.如权利要求10所述的方法，其特征在于还包括：

在因特网业务提供者处，在执行反位映射前，通过对接收到的经转换的数字信号实行反频谱整形功能来执行反频谱整形。

12.如权利要求7所述的方法，其特征在于位映射步骤把数字信号比特流映射成为在进行模拟-数字转换的步骤中所使用的模拟-数字转换限幅电平的子集。

13.如权利要求7所述的方法，其特征在于还包括：

在滤波功能训练步骤中确定所述数字滤波中所使用的所述滤波功能的所述系数。

14.如权利要求13所述的方法，其特征在于训练步骤包括：

使用数字调制解调器处的自适应均衡器功能来执行均衡；

把预定的训练序列从客户调制解调器发送到数字调制解调器；

响应于在数字调制解调器处接收到预定的训练序列，确定相应于接收到的训练序列与预定训练序列之间误差的所述测量值加上发送功率与最大平均发送功率限制之差的所述测量值的所述和的最小化的自适应均衡器功能的系数；以及

把自适应均衡器功能的系数传送到客户调制解调器。

15.如权利要求14所述的方法，其特征在于确定自适应均衡器功能的系数的步骤包括：

估计接收到的训练序列的自相关矩阵；

估计接收到的训练序列与预定训练序列的互相关矢量；

使用所估计的自相关矩阵和互相关矢量来解误差公式和能量约束公式，以得到自适应均衡器功能的系数与功率标量之间的关系；

迭代地确定相应于指定性能电平的最大发送位速率的功率标量的值；以及

对于相应于最大发送位速率的功率标量的值，从得到的关系中识别自适应均衡器功能的系数。

16.如权利要求15所述的方法，其特征在于还包括：

在求解步骤前，得到相应于频谱整形功能的输入自相关矩阵；以及

使用把给定的矩阵分解成较低的三角矩阵与其转置矩阵之积的分解过程对输入自相关矩阵进行分解；

其中使用所述分解步骤的结果来进行求解步骤。

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