JP4223683B2 - Ｐｃｍ伝送のためのデータ信号をプリコードするための装置および方法 - Google Patents

Description

【０００１】
【関連出願】
この出願は１９９６年１１月１３日に出願された、米国特許出願シリアル番号第０８／７４７，８４０号の一部継続出願であり、前記米国出願は全体として参照のため本明細書に導入される。
【０００２】
【発明の分野】
この発明はパルス符号変調（ＰＣＭ）伝送のためのデータ信号の予備符号化（プリコーディング：ｐｒｅｃｏｄｉｎｇ）のための装置および方法に関する。
【０００３】
【発明の背景】
Ｖ．３４型モデムのような、伝統的なモデムは信号はネットワークの大部分にわたりデジタル化されるが公衆交換電話ネットワーク（ＰＳＴＮ）を純粋のアナログチャネルとして取り扱う。これに対し、パルス符号変調（ＰＣＭ）モデムはネットワークの大部分がデジタルでありかつ典型的には、インターネットサービスプロバイダおよびオンラインサービスのもののような、中央サイトモデムはデジタル接続（例えば、アメリカ合衆国においてはＴ１、そしてヨーロッパにおいてはＥ１）を介してＰＳＴＮに接続されるという事実を活用する。第１世代のＰＣＭモデムはデータをＰＣＭモードのダウンストリームのみで（すなわち、中央サイトデジタルモデムからアナログのエンドユーザモデムへと）伝送しかつアナログモード、例えば、Ｖ．３４型モードでアップストリーム（すなわち、エンドユーザのモデムから中央サイトのモデムへと）送信を行なう。次世代のＰＣＭモデムもまたＰＣＭモードでアップストリームのデータを送信するであろう。
【０００４】
ＰＣＭのダウンストリームについては、中央サイトＰＣＭモデムは異なる中央局のコーデック（ｃｏｄｅｃ）の出力レベルに対応する８ビットのデジタルワード（オクテット：ｏｃｔｅｔｓ）をデジタルネットワークによって送信または伝送する。エンドユーザの中央局においては、前記オクテットはアナログレベルに変換されこれらのアナログレベルはアナログループによって伝送される。エンドユーザのＰＣＭモデムは次に前記アナログレベルを、パルス符号振幅変調（ＰＡＭ）信号として見ることにより、等化されたデジタルレベルへと変換する。等化されたデジタルレベルは元の送信されたオクテットおよび該オクテットが表わすデータへと理想的にマッピングし戻される。
【０００５】
ＰＣＭアップストリームに対しては、エンドユーザのＰＣＭモデムはアナログレベルを伝送されるべきデータに対応するアナログループによって伝送する。前記アナログレベルは前記アナログループのチャネル特性によって変更または修正されかつ該修正されたレベルはエンドユーザの中央局におけるコーデックによってオクテットを形成するために量子化される。該コーデックは前記オクテットをデジタルネットワークによってＰＣＭ中央サイトモデムへと伝送する。ＰＣＭ中央サイトモデムは前記オクテットから送信されたレベルを決定しかつ該レベルからエンドユーザのＰＣＭモデムによって伝送されたデータが復元または再生される。
【０００６】
アップストリームＰＣＭ伝送に伴う困難性はエンドユーザのＰＣＭモデムによって送信されるレベルがアナログループによって変更されることである。これらの変更されたレベルはコーデックによってオクテットを形成するために量子化されるレベルであるため、かつ実際に伝送されるレベルではないため、中央サイトモデムが該オクテットからエンドユーザのＰＣＭモデムによって送信されたデータを正確に決定することが困難になる。この困難性はアナログループにおけるチャネルのヌル（ｃｈａｎｎｅｌ ｎｕｌｌ）、エンドユーザの中央局におけるコーデックにより導入される量子化ノイズおよびダウンストリームＰＣＭエコー（ｅｃｈｏ）が存在するという事実によりいっそう大きくされ、中央サイトＰＣＭモデムが送信されたデータを正確に復元することをより困難にする。
【０００７】
したがって、エンドユーザのＰＣＭモデムによって送信されるアナログレベルが、エンドユーザのＰＣＭモデムによって送信されるべきデータに対応する、エンドユーザの中央局におけるコーデックへの入力での所定のアナログレベル（コンステレイションポイント：ｃｏｎｓｔｅｌｌａｔｉｏｎ ｐｏｉｎｔｓ）を正確に生成できるＰＣＭ送信のためのデータ信号をプリコードする装置および方法が必要である。さらに、送信電力を制限しかつアナログループによって導入されるチャネルのヌルおよびエンドユーザの中央局におけるコーデックによって導入される量子化ノイズに立ち向かうＰＣＭ送信のためのデータ信号をプリコードする装置、システムおよび方法が必要である。
【０００８】
【好ましい実施形態の詳細な説明】
始めに、データ信号のＰＣＭダウンストリームスペクトル形成またはシェイピング（ｓｐｅｃｔｒａｌ ｓｈａｐｉｎｇ）または予備符号化またはプリコーディング（ｐｒｅｃｏｄｉｎｇ）のための技術を説明する。次に、データ信号のＰＣＭアップストリーム伝送のためのプリコーディング技術について述べる。最後に、本発明に係わるＰＣＭアップストリームプリコーディング技術が、典型的なアナログＰＣＭモデムおよびデジタルＰＣＭモデムの相互接続に対して、２つのアナログＰＣＭモデムを相互接続するＰＣＭ通信システムにおいて使用するためにどのようにして一般化されるかについて説明する。
【０００９】
〈ＰＣＭダウンストリームスペクトラムシェイピング／プリコーディング〉
図１および図２はアナログループによって遠隔ユーザのモデムに伝送される信号におけるＤＣに近いエネルギの存在を示す。図１にはデジタルデータを伝送のためオクテットに直接符号化する上で述べた同時係属出願に記載されたもののような、電話システムのデジタル部分に直接取り付けられたモデム（送信モデム、図示せず）から送信されるμ則またはμロー（μ−ｌａｗ）オクテットを入力１２において受信するＰＳＴＮ上の典型的な電話中央局１０の一部を示す。これらのオクテットは、μロー／リニア変換器１４としても知られた、Ｄ／Ａ変換器によって、各々のレベルが２５５のμローのレベルの内の１つである、一連の電圧レベルｙ_ｋへと変換される。前記レベルはライン１６によってＬＰＦ １８へと出力され、該ＬＰＦ １８はアナログループ２０によって遠隔モデムの受信機に向けて前記レベルのアナログ表現であるろ波されたアナログ信号ｓ（ｔ）を出力する。前記アナログ信号は受信モデムによって復調されかつデコードされ、該受信モデムは元の送信されたデータの推定値（エスティメイト：ｅｓｔｉｍａｔｅ）であるデジタルビットストリームを出力する。
【００１０】
μロー／リニア変換器１４からのライン１６上のレベルｙ_ｋのシーケンスは図２に示されるフラットな周波数応答を有する。ＬＰＦ １８のスペクトル形状２４はポイント２６で示されるようにＤＣ（ｆ＝０）の近くで大きな量のエネルギを含んでいる。シーケンスｙ_ｋはフラットな周波数応答を有するから、フィルタ１８によって出力される信号（ｓ（ｔ））のスペクトルはフィルタ１８と同じスペクトル形状２４を有しかつ、したがって、信号ｓ（ｔ）もまたＤＣの近くで大きな量のエネルギを含んでいる。前に述べたように、このＤＣ近くのエネルギはシステムにおけるトランスフォーマを飽和させる傾向にあり、これは受信モデムに向けて送信される信号ｓ（ｔ）における望ましくない非線形ひずみを生じさせる。
【００１１】
いくつかの用途においてはこのひずみは低減されなければならない。これは送信信号におけるＤＣに近い信号エネルギを低減することにより達成できる。そのようなＤＣヌル２８が図３に示されている。現在の技術において知られているように、送信信号におけるＤＣでのこのスペクトル的なヌルを作成するためには、送信レベルｙ_ｋのランニング・デジタルサム（ｒｕｎｎｉｎｇ ｄｉｇｉｔａｌ ｓｕｍ：ＲＤＳ）（すなわち、全ての前に送信されたレベルの代数和）はゼロに近く保たれなければならない。ＤＣヌル２８の付近のスペクトルの形状は比較的浅く傾斜したスペクトル３０からＤＣにおいて非常に急激に低下するスペクトル３２へと変わり得る。ヌルの鋭さはＲＤＳがどれだけ厳密に制御されるかに依存する。
【００１２】
したがって本発明はμローのオクテットへと送信されるデジタルデータをＤＣにおいて所望のスペクトルヌルを生成するためにＲＤＳをゼロに近く維持する方法で符号化し、それによってトランスフォーマの飽和によって引き起こされる非線形ひずみを低減する。
【００１３】
スペクトルヌルを生成する方法を説明するために、それぞれのシンボルｙ_ｋと共に６ビットを送信する例を考える。当業者には本発明はシンボルごとに任意の他の数のビットを送信するために使用できること、あるいは送信されるシンボルごとのビットの数がシンボルによって変わる場合にも本発明を使用できることは明らかであろう。スペクトルヌルなしのシステムにおいては、レベル間の最小距離ｄ_ｍｉｎが維持されるように得られる２５５のμローのレベルから６４レベルのサブセットを始めに選択する。これら６４のレベルはそれぞれのレベルに対して同じ振幅の負のレベルがあるという意味で対称的である。例えば、規制限界である、−１２ｄＢｍ０より十分低い平均エネルギに対する３２のｄ_ｍｉｎを達成できる。
【００１４】
全ての２５５のμローのレベル３４（１２８の正および１２７の負）の部分的表現が図４に示されている。これらのレベルは対数則に従い、原点に最も近い６４のレベルは２の間隔で−６３と６３の間に一様に間隔を空けている。次の正および負のセグメントは＋／−６６でスタートしかつそれらは各々４の間隔で１６ポイントを含んでいる。このスケールは前のセグメントから０．７５^＊２^ｎの間隔だけ離れた各々２^ｎの形式の間隔を備えた１６ポイントのセグメントで続く。最後のセグメントは＋／−２１１２と＋／−４０３２の間に１２８の間隔で広がっている。セットまたは集合３５はこれら２５５レベルから選択された６４レベルのセットであり６ビットの各々の組み合わせ、すなわち、２^６＝６４を表わす。
【００１５】
送信機においては、入力ビットは６のグループで集められ、かつ次に、所望のレベルを表わす、μローのオクテットへとマッピングされる。中央局においては、前記μローのオクテットはレベルに変換され、かつ得られたレベルが次に送信される。受信機においては、イコライザがＬＰＦおよびローカルループによって導入されたひずみを補償し、かつ次に決定装置が、受信ポイントに最も近いレベルを選択することにより、送信レベルを推定しまたは見積る。
【００１６】
上の例でスペクトルシェイピングまたはスペクトル形成を達成するため、余分のまたは付加的なレベルも使用されるが、レベル間の最小距離は依然として３２に保たれる。例えば、９２レベルが使用される場合を考える。始めに、これらの９２レベルは等価クラス（ｅｑｕｉｖａｌｅｎｃｅ ｃｌａｓｓｅｓ）へと分割される。これらの等価クラスを発生するための数多くの異なる方法がある。１つの特に有用な方法をここで述べる。前記レベルを整数０〜９１によってラベル付け、例えばラベル０を最も小さな（最も負の）レベルに割り当て、ラベル１を次に最も小さなレベルに割り当てるなどとする。次に、それらのラベルが丁度６４だけ異なるレベルを一緒にグループ化することにより６４の「等価クラス」を規定する。そのようなグループ分けは１つのレベルのみが最も小さな振幅の３６の最も内部の（ｉｎｎｅｒｍｏｓｔ）レベルの１つに対応する３６の等価クラス、およびそれらのラベルが６４だけ異なる２つのレベルを備えた２８の等価クラスにつながる。等価クラスを発生するための他の方法も使用できる。送信されるべき６ビットの各々の可能な組み合わせは次に１つの等価クラスによって表わされる。
【００１７】
例えば、ビットの組み合わせ００００００は各々異なるオクテットにより表わされる２つのレベルからなる第１の等価クラスに対応することができる。Ｄ／Ａ変換器のダイナミックレンジ全部を使用する必要はないことに注意を要する。本技術は６４レベルより多くが使用される限り、任意の数のレベルによって動作できる。もちろん、より多くのレベルが使用されれば、より良好な所望のスペクトル形状が達成できる。他の実験により比較的鋭いノッチを備えたＤＣヌルを発生するために非常に少しの余分のレベルのみが必要であると考えられることが分かっている。
【００１８】
上の例では、６つの情報の各々の組み合わせが１つの等価クラスによって表わされかつしばしば１つの等価クラスに１つより多くのレベルがあるから、情報ビットはそのレベルを表わすオクテットが送信される前に選択された等価クラスにおけるレベルの１つへとマッピングされなければならない。この機能は後に図５〜図７を参照して説明する。
【００１９】
図５の送信機５２はコンピュータのようなデジタルデータソースからデジタルデータのビットストリームを受けかつビットコレクタ５４により該ビットを例えば、６つのグループに分割する。各々の６ビットのグループはエンコーダ５６に提供され、該エンコーダ５６は等価クラスを選択しそれらからＤＣにおけるスペクトルヌルを達成するために所望のレベルが選択されることになる。選択されたレベルを表わすオクテットはエンコーダ５６から出力され、デジタル回路−交換電話ネットワーク５８によって送信または伝送され、かつ遠隔ユーザの中央局６０に到達する。中央局６０においては、前記オクテットはμロー／リニア変換器６２によってレベルｙ_ｋに変換され、これはＬＰＦ ６４を通りかつローカルアナログループ６５によってＤＣにスペクトルヌルを有する信号ｓ（ｔ）として出力される。受信機６６においては、信号ｓ（ｔ）はサンプラ６８によってサンプルされ、かつイコライザ７０はＬＰＦ ６４およびローカルループによって導入されたひずみを補償し、かつ次に決定装置またはデコーダ７２が受信ポイントに最も近いレベルを選択することにより前記送信レベルを推定しまたは見積る（ｅｓｔｉｍａｔｅｓ）。前記レベルからデコーダ７２は等価クラスを決定しかつ逆マッピング機能を行なうことにより前記６つの情報ビットを復元する。
【００２０】
受信機６６の動作は前に述べた同時係属出願において述べられている受信機と比較した場合本質的に不変である。唯一の相違点は前記受信機が今やより大きな組の可能なレベルを考慮する必要があることと逆マッピングが等価クラスの決定に関与することである。イコライザ７０は、前記同時係属出願に記載されているように、ＬＰＦ ６４およびローカルループ６５によって導入される線形ひずみを補償する。例えば、リニアイコライザが使用される場合、該イコライザの出力は次のように表わすことができる。
【数１】

この場合、ｎｋは前記イコライザの出力に存在する総合のノイズおよびひずみ（ｎｏｉｓｅ ｐｌｕｓ ｄｉｓｔｏｒｔｉｏｎ）である。
【００２１】
デコーダ７２は次に前記決定としてｒｋに最も近いレベルｙ_ｋを選択し、その等価クラスを決定し、かつ次に逆マッピングによって６つの情報ビットを復元する。もし前記イコライザが最尤シーケンスエスティメイタ（例えば、ビタービイコライザ）を含んでおれば、前記受信信号は次の形式で表わすことができる。
【数２】

そして、この時、デコーダはビタービデコーダを使用して最も近いシーケンス｛ｙ_ｋ｝を選択する。各々の推定されたまたは見積られたシンボルｙ_ｋに対し、デコーダはその等価クラスを決定しかつ次に逆マッピングにより６つの情報ビットを検出する。
【００２２】
図６のエンコーダ５６はマップ（ＭＡＰ）７４を含み、該マップ７４は図５のビットコレクタ５４から受け入れた６ビットのグループのデータの各々の可能な組み合わせに対し、各々等価クラスｉを表わすレベルを含むルックアップテーブルであり、この場合ｉは０および６３の間の整数である。この例では２である、各々のレベルｙ（ｉ，１）およびｙ（ｉ，２）はレベルセレクタ７６に供給され、そこでどのレベルｙ_ｋが送信されるべきかについて決定が行なわれる。
【００２３】
この決定は次のように行なわれる。第１に、エンコーダ５６はレベルセレクタ７６の出力を機能ブロック７８にフィードバックすることにより送信レベルｙ_ｋのランニング・デジタルサム（ＲＤＳ）を追跡する。前に送信されたレベルｙ_ｋから、機能ブロック７８は重み付けされたＲＤＳ、ｚ_ｋ＝−（１−ｂ）ＲＤＳ、を計算し、この場合０≦ｂ＜１は重み係数（ｗｅｉｇｈｔｉｎｇ ｆａｃｔｏｒ）である。Ｄ／Ａ変換器の非線形のため、ｙ_ｋのレベルの正確な値はエンコーダ５６において知ることができないが、これは大きな影響を与えない。誤差またはエラーを決定しかつこの情報をエンコーダ５６に送り戻してこれらの計算をより正確にすることができる。
【００２４】
送信されるべき６ビットのグループが与えられれば、レベルセレクタ７６は等価クラス｛ｙ（ｉ，１），ｙ（ｉ，２）｝からレベルｙ_ｋとして前記重み付けされたＲＤＳに最も近いレベルを選択する。ＲＤＳが正である場合は、ｚ_ｋは負であり、かつ逆も同様であることが分かる。これはエンコーダが各々の等価クラスから、その値が前記ＲＤＳに加えられた時に前記等価クラスにおける他のレベルよりもゼロにより近くなるようにレベルｙ_ｋを選択できるようにする。レベルｙｋを選択した後、該レベルｙ_ｋを表わすオクテットがオクテット変換器８０によって決定されかつデジタルネットワークによって送信される。送信されるオクテットの値はルックアップテーブルから得ることができる。
【００２５】
前記変数ｂは送信信号の平均エネルギとスペクトルヌルの鋭さ（ｓｈａｒｐｎｅｓｓ）の間のトレードオフを制御する重み係数である。発明者の分析によれば、レベルの数が等価クラスの数より十分大きい場合、シーケンスｙ_ｋはフィルタ応答ｈ（Ｄ）＝（１−Ｄ）／（１−ｂＤ）で近似できるスペクトルを持つことが分かっている。明らかに、ｂ＝０の場合、発明者はｈ（Ｄ）＝（１−Ｄ）であることを発見し、これはＤＣにヌルを有するシヌソイドのスペクトル形状を備えたよく知られたクラスＩの部分応答（Ｃｌａｓｓ Ｉ Ｐａｒｔｉａｌ Ｒｅｓｐｏｎｓｅ）である。これに対し、ｂが１に近づくに応じて、スペクトルはＤＣにおける非常に鋭いスペクトルヌルを除き帯域の多くにわたりフラットになる。ｂ＝０に対しては、ｙ_ｋの平均エネルギはフラットなスペクトル形状の場合の２倍の大きさになることが分かる。しかしながら、ｂが１に接近するに応じて、平均エネルギの増大は消えることになる。いくつかの用途においては、等価クラスの数に対するレベルの数の比率で測定した、コンステレイション拡張（ｃｏｎｓｔｅｌｌａｔｉｏｎ ｅｘｐａｎｓｉｏｎ）を保つことが望ましいかもしれない。
【００２６】
当業者は本発明は任意の数のレベルのコンステレイション、および任意のより小さな数の等価クラスと共に使用できることを理解するであろう。
【００２７】
本発明は、必要に応じて、中央局におけるμロー／リニア変換器から出力されるアナログ信号をスペクトル的に形成するためにより広く利用できる。上で述べた例はＤＣの付近の送信信号のエネルギを低減するためにこの発明を使用する特定の場合であるが、その例で使用された本発明の原理は、例えば、信号を前置等化（ｐｒｅ−ｅｑｕａｌｉｚｅ）するために数多くの方法で信号をスペクトル的に形成する（ｓｐｅｃｔｒａｌｌｙ ｓｈａｐｅ）ために一般化することができる。
【００２８】
この発明のエンコーダの一般的なまたは包括的な（ｇｅｎｅｒｉｃ）例である、エンコーダ５６ａが図７に示されている。この一般的な場合と上で述べたスペクトルヌルの特定の場合との唯一の差はどのようにしてスペクトル関数ｚｋが発生されるかである。ｈ（Ｄ）が所望のスペクトル形状を表わすフィルタのモニックな（ｍｏｎｉｃ）、因果的な（ｃａｕｓａｌ）インパルス応答であるとし、この場合Ｄは遅延演算子（ｄｅｌａｙ ｏｐｅｒａｔｏｒ）である。Ｄ変換表記を使用してシーケンス｛ｙ_ｋ｝｛ｚ_ｋ｝をそれぞれｙ（Ｄ）およびｚ（Ｄ）と表わすものとする。その場合、シーケンスｚ（Ｄ）は次のように表わすことができる。
【数３】

【００２９】
この式を詳細に調べると、ある与えられた時間ｋにおいて、ｚ_ｋはｙ_ｋの過去の値にのみ依存し、したがって再帰的に（ｒｅｃｕｒｓｉｖｅｌｙ）決定できることが分かる。したがって、各々の６ビットのグループに対し、エンコーダ５６ａは前記関連する等価クラスからのどのレベルが値の上でｚ_ｋに最も近いかを判定しかつそのレベルを選択する。そのレベルを表わすオクテットが次に送信される。再び、発明者の分析により十分に大きなレベルの数に対し中央局６０によって送信されるシーケンス｛ｙ_ｋ｝は応答ｈ（Ｄ）を備えたフィルタのスペクトルに極めて近似するスペクトルを有することが分かっている。
【００３０】
ここで述べる技術はまた情報ビットを等価クラスにマッピングするためのより複雑な機構と関連して使用できる。例えば、それはシェルマッピング（ｓｈｅｌｌ ｍａｐｐｉｎｇ）、すなわちＶ．３４高速モデム仕様において使用されるマッビング技術、に関して使用することができる。
【００３１】
上で述べた例は符号化されていない（ｕｎｃｏｄｅｄ）システムに対するものである。しかしながら、この原理は符号化（ｃｏｄｅｄ）システム、例えば、トレリス符号化システムに容易に適用できる。この場合の唯一の相違点は等価クラスがさらに、トレリスコードを構築するために使用される、部分集合またはサブセット（ｓｕｂｓｅｔｓ）へと区分されることである。
【００３２】
例えば、４ウェイのセットパーティションにもとづく１次元のトレリスコードがシンボルごとに５ビットを送るために同じ６４レベルの信号コンステレイションと共に使用される場合には、等価クラス（ｅｑｕｉｖａｌｅｎｃｅ ｃｌａｓｓｅｓ）は次のような部分集合に区分される。すなわち、ａ_１，ｂ_１，ｃ_１，ｄ_１，ａ_２，ｂ_２，ｃ_２，ｄ_２，…ａ_ｎ，ｂ_ｎ，ｃ_ｎ，ｄ_ｎに区分される。上で述べた例では、前記６４の等価クラスは各々１６の等価クラスを含む４つの部分集合に区分されることになる。レート１／２のたたみ込みエンコーダの出力、例えば、１つのグループにおける６ビットの内の２ビット、は次に前記部分集合を決定し、かつ残りの４つの「符号化されない（ｕｎｃｏｄｅｄ）」ビットは前記部分集合内の特定の等価クラスを選択する。選択された部分集合における前記選択された等価クラスからの実際のレベルは前に述べたように選択される。エンコーダの動作はその他の点では不変である。
【００３３】
もちろん、トレリス符号化が使用される場合は、受信機は最尤シーケンス（ｍｏｓｔ ｌｉｋｅｌｙ ｓｅｑｕｅｎｃｅ）を選択するためにデコーダを使用する。トレリスデコーダはまたイコライザとすることができ、トレリス符号をデコードすると共にシンボル間干渉（ｉｎｔｅｒｓｙｍｂｏｌ ｉｎｔｅｒｆｅｒｅｎｃｅ）のための等化を行なう。
【００３４】
本発明を受信機におけるフレーム同期の喪失の検出を可能にするために使用することもできる。これはまれに、しかしながら周期的にある与えられた等価クラスにおける信号ポイントを選択するためのルールに違反することにより達成され、前記周期は所望のフレーミング（ｆｒａｍｉｎｇ）の整数倍となるよう選択される。フレーム同期の喪失はそのようなルールの違反を監視することにより受信機において検出できる。受信機はまたフレーム同期を再獲得することができ、あるいは単に送信機から同期パターン（トレーニングシーケンス）を要求することもできる。
【００３５】
〈ＰＣＭアップストリーム・プリコーディング〉
図８には典型的なＰＣＭ通信システム１００が示されている。システム１００はローカルアナログループまたはチャネル１０３によって電話会社の中央局（ＣＯ）１０４に接続されたアナログＰＣＭモデム１０２を含んでいる。また、ＣＯ １０４におよびデジタルＰＣＭモデム１０８に相互接続されたデジタルネットワーク１０６も含まれている。このシステムにより、ＰＣＭデータはダウンストリーム方向（すなわち、デジタルＰＣＭモデム１０８からアナログＰＣＭモデム１０２へと）およびアップストリーム方向（すなわち、アナログＰＣＭモデム１０２からデジタルＰＣＭモデム１０８へと）送信することができる。この形式の双方向ＰＣＭ通信システムは「ハイブリッドデジタル／アナログ通信装置（Ｈｙｂｒｉｄ Ｄｉｇｉｔａｌ／Ａｎａｌｏｇ Ｃｏｍｍｕｎｉｃａｔｉｏｎ Ｄｅｖｉｃｅ）」と題する米国特許出願シリアル番号第０８／７２４，４９１号に記載されており、この出願は本発明の譲受人に譲渡されかつ全体として参照のため本明細書に導入される。
【００３６】
前のセクションにおいて、ＰＣＭダウンストリームのスペクトル成形（ｓｐｅｃｔｒａｌ ｓｈａｐｉｎｇ）またはデータ信号のプリコーディングの技術が述べられている。このセクションでは、データ信号のＰＣＭアップストリームのプリコーディングのためのプリコーディング技術を説明する。
【００３７】
図９にはブロック図１１０の形式で、本発明に係わるＰＣＭアップストリーム送信の例が示されている。ブロック図１１０には、アナログチャネル１１３に相互接続されたアナログＰＣＭモデム１１２が含まれている。アナログＰＣＭモデム１１２はプリコーダ１２２、プリフィルタ１２４およびデジタル−アナログ変換器（Ｄ／Ａ）１２６を有する送信機１２０を含んでいる。プリコーダ１２２はデジタルデータｕ（ｎ）を受けかつプリコードされたまたは前置符号化された（ｐｒｅｃｏｄｅｄ）デジタルデータ信号ｘ（ｎ）を出力する。プリコードされたデジタルデータ信号はプリフィルタ１２４によってろ波されてＤ／Ａ １２６に提供される信号ｚ（ｎ）を形成する。Ｄ／Ａ １２６は前記ろ波された信号ｚ（ｎ）をアナログ形式に変換しかつアナログ信号ｚ（ｔ）をチャネル特性ｃ（ｔ）を有するアナログチャネル１１３によって送信する。
【００３８】
アナログチャネルは前記送信された信号ｚ（ｔ）を変更して信号ｙ（ｔ）を形成する。該信号ｙ（ｔ）は次にダウンストリームＰＣＭエコー、すなわちｙ（ｔ）にに加えられるエコー（ｔ）１２８、に遭遇し信号ｒ（ｔ）を生成する。信号ｒ（ｔ）は中央局（ＣＯ）１１４におけるμロー（合衆国以外のいくつかの国ではＡロー）量子化器１３０に受け入れられかつμローにしたがって量子化される。国際電気通信連合（ＩＴＵ）勧告Ｇ．７１１、音声周波数のパルス符号変調（ＰＣＭ）、１９７２年、を参照。
【００３９】
量子化されたオクテット（デジタル値）ｑ（ｎ）はデジタルネットワーク１１６によって８ＫＨｚの周波数で送信され、この場合それらの量子化されたオクテットは、後に説明するように、種々のデジタル損傷（ｄｉｇｉｔａｌ ｉｍｐａｉｒｍｅｎｔｓ）によって影響を受ける可能性がある。影響を受けた可能性があるオクテットｖ（ｎ）はデジタルＰＣＭモデム１１８によって受け入れられ、該デジタルＰＣＭモデム１１８は該オクテットｖ（ｎ）をそれらの対応するコンステレイションポイントｙ（ｔ）へと理想的にデコードし、該コンステレイションポイントｙ（ｔ）から元のデジタルデータｕ（ｎ）が復元できる。ｖ（ｎ）のデコードは「最適化された送信コンステレイションを使用したＰＣＭアップストリーム送信のためのシステム、装置および方法（Ｓｙｓｔｅｍ， Ｄｅｖｉｃｅ ａｎｄ Ｍｅｔｈｏｄ ｆｏｒ ＰＣＭ Ｕｐｓｔｒｅａｍ Ｔｒａｎｓｍｉｓｓｉｏｎ Ｕｔｉｌｉｚｉｎｇ ａｎ Ｏｐｔｉｍｉｚｅｄ Ｔｒａｎｓｍｉｔ Ｃｏｎｓｔｅｌｌａｔｉｏｎ）」と題する同時係属出願、代理人整理番号ＣＸ０９７０２８に記載されており、この出願は本発明の譲受人に譲渡されかつ全体として参照のため本明細書に導入される。
【００４０】
データがアップストリームで送信できる前に、アナログＰＣＭモデム１１２におけるＤ／Ａ １２６のクロック（ｆ_１）がＣＯ １１４のクロック（ｆ_２）に同期されなければならない。これはダウンストリームＰＣＭ信号（図示せず）からのクロックを学習しかつ「第１および第２のデジタルレートコンバータ同期装置および方法（Ｆｉｒｓｔ ａｎｄ Ｓｅｃｏｎｄ Ｄｉｇｉｔａｌ Ｒａｔｅ Ｃｏｎｖｅｒｔｅｒ Ｓｙｎｃｈｒｏｎｉｚａｔｉｏｎ Ｄｅｖｉｃｅ ａｎｄ Ｍｅｔｈｏｄ）」と題し、全体として本明細書に導入される、米国特許第５，１９９，０４６号において提案された技術を使用して前記クロックに同期することにより達成できる。いったんクロックが同期されると、図９に示されるＰＣＭアップストリームのブロック図１１０は図１０に示される等価な離散時間（ｄｉｓｃｒｅｔｅ ｔｉｍｅ）ブロック図１１０′で表わすことができ、図１０においては同じ構成要素はプライム符号（′）を含む同じ参照番号で表わされている。ブロック図１１０′においては、ｆ_１＝ｆ_２であると仮定されるが、２つのクロックが同期している限りｆ_１はｆ_２と等しい必要はない。ｆ_１がｆ_２に等しい場合、ｎは８ＫＨｚのサンプルに対する時間インデクスであり、それはＣＯ ２４のクロック（ｆ_２）はその周波数で固定されているからである。
【００４１】
ｆ_１がｆ_２に等しくない例が図１１に示されている。図１１の等価な離散時間ブロック図１１０ａ′は、ｆ_１＝２ｆ_２という事実に対処するために送信機１２０ａ′において２Ｘのアップサンプラ１２３ａ′がありかつ２Ｘのダウンサンプラ１２９ａ′があることを除き、図１０の等価な離散時間ブロック図１１０′と同じである。変数“ｍ”および“ｎ”は、それぞれ、１６ＫＨｚおよび８ＫＨｚのサンプルに対する時間インデクスである。
【００４２】
この発明による、プリコーダ１２２′およびプリフィルタ１２４′はデジタルデータｕ（ｎ）に対応する所定のコンステレイションポイントｙ（ｎ）がμロー量子化器１３０′の入力において生成される（もし存在すれば、エコー成分、エコー（ｎ）、と組み合わされて）ようにアナログチャネル１１３によって信号ｚ（ｎ）を送信するよう設計される。言い換えれば、μロー量子化器１３０′の入力はエコー（ｎ）が存在する場合にｙ（ｎ）＋ｅ（ｎ）であり、かつエコー（ｎ）が存在しない場合には単にｙ（ｎ）となる。
【００４３】
以下に説明するＰＣＭアップストリームプリコーディング技術、または他のプリコーディング技術、を使用すると、デジタルＰＣＭモデム１１８′が、適切に設計された送信コンステレイションのポイントｙ（ｎ）なしに、エコー、量子化およびデジタル損傷の存在下で、ｖ（ｎ）からｕ（ｎ）を正確にデコードすることは困難である。前記同時係属特許出願ＣＸ０９７０２８（代理人整理番号）においては、最小のエラー確率をもってエコー、量子化およびデジタル損傷の存在下でｖ（ｎ）からｙ（ｎ）（かつ、結局ｕ（ｎ））がデコードできるようにするためｙ（ｎ）に対する送信コンステレイションをどのように設計するかが述べられている。
【００４４】
前記同時係属特許出願ＣＸ０９７０２８（代理人整理番号）に述べられているように、ある与えられた接続に対して、回線状態に応じて、各々のロブドビットシグナリング（ｒｏｂｂｅｄ ｂｉｔ ｓｉｇｎａｌｉｎｇ：ＲＢＳ）タイムスロットに対する送信コンステレイションが選択される。一例として、送信コンステレイション１４０が図１２に示されている。このコンステレイションは−３９から３９に及ぶ値の、１０個のコンステレイションポイントｙ_０〜ｙ_９を含む。コンステレイションポイントｙ（ｎ）は必ずしもＧ．７１１のμローのレベルである必要はないことに注目すべきである。
【００４５】
前記コンステレイションポイントｙ（ｎ）は送信されるべきデジタルデータｕ（ｎ）に対応する。言い換えれば、各々のコンステレイションポイントは１つのグループのデータビットを表わしかつ各々のコンステレイションポイントによって表わされるデータビットの数は該コンステレイションにおけるポイントの数（および、後に説明する等価クラスの数）に依存する。コンステレイションにおけるポイントの数が多くなればなる程、より多くのデータビットを表わすことができる。図１２に示されるように、デジタルデータｕ（ｎ）は、例えば、００，０１，１０および１１に対応する、４つのグループのビット０，１，２および３に分けられる。したがって、この例では、送信される各々のコンステレイションポイントは２ビットを表わしかつ、該コンステレイションポイントは８ｋ／秒で送信されるから、データレートは１６ｋｂｐｓである。これは単純化した例でありかつデータは、シェルマッピング（ｓｈｅｌｌ ｍａｐｐｉｎｇ）またはモジュラス変換（ｍｏｄｕｌｕｓ ｃｏｎｖｅｒｓｉｏｎ）のような、ビットを等価クラスにマッピングできる任意のマッピング機構を使用してｕ（ｎ）へとマッピングできることが理解されなければならない。
【００４６】
この発明によれば、コンステレイションポイントは等価クラスへとグループ分けされる。１つの等価クラスは送信されるべき同じグループのビットまたはデジタルデータｕ（ｎ）を表わす典型的には２つまたはそれ以上のコンステレイションポイントの集合である。コンステレイション１４０により、コンステレイションポイントｙ_０（−６０），ｙ_４（−６）およびｙ_８（４５）がｕ（ｎ）＝０に対する等価クラスを形成することが示されている。コンステレイションポイントｙ_１（−４５），ｙ_５（６）およびｙ_９（６０）はｕ（ｎ）＝１に対する等価クラスを形成し、かつコンステレイションポイントｙ_２（−３１）およびｙ_６（１８）はｕ（ｎ）＝２に対する等価クラスを形成する。最後に、コンステレイションポイントｙ_３（−１８）およびｙ_７（３１）はｕ（ｎ）＝３に対する等価クラスを形成する。
【００４７】
等価クラスの選択は一般に次のように行なわれる。Ｍポイントを備えた、コンステレイションは上昇順（または下降順）でｙ_０，ｙ_１…，ｙ_Ｍ−１と表示される。ｕ（ｎ）がＵの値、例えば上の例ではＵ＝４、を有するものと仮定すれば、ｕ（ｎ）＝ｕに対する等価クラスは全てのｙ_ｋ′を含み、この場合ｋモジュロＵ（ｋ ｍｏｄｕｌｏ Ｕ）はｕである。例えば、図１１において、ｕ（ｎ）＝０に対する等価クラスはｙ_０，ｙ_Ｕ，ｙ_２Ｕであり、この場合Ｕ＝４である。各々の等価クラスは同じ数のコンステレイションポイントを有することを要求されないことに注意を要する。
【００４８】
ｕ（ｎ）に対する支持データレベル（ｓｕｐｐｏｒｔｉｎｇ ｄａｔａ ｌｅｖｅｌｓ）の数は以下の２つの条件を満たすように選択されるべきである。すなわち、１）ｙ（ｎ）に対するコンステレイションポイントの数とｕ（ｎ）に対しする支持データレベルの数の間の比率として定義される、展開率または拡大率（ｅｘｐａｎｓｉｏｎ ｒａｔｉｏ）、すなわち、Ｍ／Ｕ、および２）送信（ＴＸ）電力制限である。
【００４９】
前記拡大率は安定な動作を保証するために十分大きくすべきである。前記拡大率の大きさはチャネル特性に依存することになる。音声帯域のモデムの用途においては、ｆ＝０に少なくとも１つのスペクトルヌルがある。したがって、システムを安定にするためにＭ／Ｕ≧２の拡大率を持つべきである。実際に、安定性を保証するため、チャネルの品質はチャネル応答ｃ（ｎ）から決定され、かつ最小拡大率はそれに応じて設定される。例えば、Ｃ（ｆ＝４ｋＨｚ）、すなわち（２ｋＨｚのような他の周波数に対して）４ｋＨｚでのチャネルの周波数応答、をチャネルの品質として使用することができ、かつその品質に応じて最小拡大率を設定する。もしＣ（ｆ＝４ｋＨｚ）がほぼＣ（ｆ＝２ｋＨｚ）に等しければ、Ｍ／Ｕ≧２．０に設定する。Ｃ（ｆ＝４ｋＨｚ）がより小さくなればなる程、拡大率は増大されなければならない。
【００５０】
後に説明するように、プリコーダ１２２’は送信されるべきデータｕ（ｎ）に対する等価クラスから適切なコンステレイションポイントｙ_ｋを選択し、かつμロー量子化器１３０’への入力において前記選択されたコンステレイションポイントを生成するｘ（ｎ）に対する値を決定する。
【００５１】
プリコーディング機構、すなわち、プリコーダ１２２’およびプリフィルタ１２４’の設計は次のように説明される。「通信ネットワークにおけるＰＣＭアップストリームデジタル損傷を検出するための装置および方法（Ｄｅｖｉｃｅ ａｎｄ Ｍｅｔｈｏｄ ｆｏｒ Ｄｅｔｅｃｔｉｎｇ ＰＣＭ Ｕｐｓｔｒｅａｍ Ｄｉｇｉｔａｌ Ｉｍｐａｉｒｍｅｎｔｓ ｉｎ ａ Ｃｏｍｍｕｎｉｃａｔｉｏｎ Ｎｅｔｗｏｒｋ）」と題し、代理人整理番号ＣＸ０９７０２９を有する同時係属特許出願に述べられたような、デジタルＰＣＭモデム１１８’により決定されるアナログチャネル１１３’の特性ｃ（ｎ）、ここでｎ＝０，１，…，Ｎ_ｃ−１、から、図１０に示されるように、最適の目標応答ｐ（ｎ），ｎ＝０，１，…，Ｎ_ｐ−１、および対応するプリフィルタｇ（ｎ），ｎ＝−Δ，−Δ＋１，…，−Δ＋Ｎ_ｇ−１（ここでΔは決定遅延（ｄｅｃｉｓｉｏｎ ｄｅｌａｙ））が決定される。なお、前記同時係属特許出願、代理人整理番号ＣＸ０９７０２９は本発明の譲受け人に譲渡されかつ全体として参照のため本明細書に導入される。この問題は決定フィードバックイコライザ（ｄｅｃｉｓｉｏｎ ｆｅｅｄｂａｃｋ ｅｑｕａｌｉｚｅｒ：ＤＦＥ）に対する最適のフィードフォワードおよびフィードバックフィルタを決定することと同様である。前記プリフィルタはＤＦＥのフィードフォワードフィルタに対応しかつ前記目標応答はＤＦＥのフィードバックフィルタに対応する。エヌ・アルダヒア（Ｎ．Ａｌ−Ｄｈａｈｉｒ）他、「遅延最適化有限長さＭＭＳＥ−ＤＦＥの効率的な計算（Ｅｆｆｉｃｉｅｎｔ Ｃｏｍｐｕｔａｔｉｏｎ ｏｆ ｔｈｅ Ｄｅｌａｙ Ｏｐｔｉｍｉｚｅｄ Ｆｉｎｉｔｅ Ｌｅｎｇｔｈ ＭＭＳＥ−ＤＦＥ）」、ＩＥＥＥ Ｔｒａｎｓａｃｔｉｏｎｓ Ｏｎ Ｓｉｇｎａｌ Ｐｒｏｃｅｓｓｉｎｇ，ｖｏｌ．４４，ｎｏ．５、１９９６年５月、ｐｐ．１２８８−１２９２を参照。好ましくは、前記目標応答ｐ（ｎ）およびフィルタｇ（ｎ）はアナログモデムにおいて決定されるが、それらはデジタルモデムで決定しアナログモデムに伝送することができる。
【００５２】
プリフィルタｇ（ｎ），ｎ＝−Δ，−Δ＋１，…，−Δ＋Ｎ_ｇ−１および目標応答ｐ（ｎ），ｎ＝０，１，…，Ｎ_ｐ−１（この場合ｐ（０）＝１）はｃ（ｎ）が与えられればコスト関数ζの次のようにして最小にすることにより得ることができる。
【数４】

【００５３】
第１項は小さなシンボル間干渉（ＩＳＩ）を保証し、すなわち、デジタルＰＣＭモデム１１８’の受信機はプリコーダ１２２’がエンコードしようと試みたものを受信し、かつ第２項は送信（ＴＸ）電力が有限かつ小さくなるよう強制する。項αは用途に応じて選択されるべき定数項である。αが大きくなるとＴＸ電力が低くなるが、ＩＳＩの犠牲を払うことになる。より小さなαはＴＸ電力を犠牲にしてより小さなＩＳＩを与える。したがって、αはある与えられた用途に対してＩＳＩおよびＴＸ電力に対して何が望まれるかに応じて選択されるべきである。一例として、αはシステムの信号対雑音比（ＳＮＲ）となるよう選択することができ、これはσ_ｎ ^２／Ｅ（ｘ^２）またはチャネルエネルギによって正規化されたＳＮＲ、すなわち、ＳＮＲ／‖ｃ‖^２である。Ｅ（ｘ^２）に対しては、−９ｄＢｍを使用することができ、これはアップストリーム送信に対する電力制限である。この最小化問題はＤＦＥのタブ初期化問題と同じである。項σ_ｎ ^２は前記同時係属特許出願ＣＸ０９７０２８（代理人整理番号）で述べたように決定することができる。
【００５４】
始めに決定されたｐ（ｎ）およびｇ（ｎ）はアナログチャネルｃ（ｎ）が時間不変（ｔｉｍｅ ｉｎｖａｒｉａｎｔ）であれば常に使用することができる。しかしながら、実際には、非常に低速で変化するが、ｃ（ｎ）は時変（ｔｉｍｅ ｖａｒｉａｎｔ）である。したがって、ある種の適応機構が必要である。それを行う１つの方法は性能を監視しかつもし該性能が悪くなれば再トレーニングすること、すなわち、デジタルモデム１１８’においてｃ（ｎ）を再評価しかつ新しいｃ（ｎ）をアナログモデム１１２’に送り返してｇ（ｎ）およびｐ（ｎ）を再計算することである。他の方法は、前記同時係属出願ＣＸ０９７０２９（代理人整理番号）に記載されているように、デジタルモデム１１８’からアナログモデム１１２’へとダウンストリームデータ伝送を通って前記アナログチャネルのエラー信号、エラー（ｎ）すなわちｅｒｒｏｒ（ｎ）、をフィードバックしかつそのエラー信号をｐ（ｎ）およびｇ（ｎ）を適合させるために使用することである。
【００５５】
いったん前記目標応答ｐ（ｎ）が決定されると、プリコーダ１２２’は実施できる。前に述べたように、図１０の量子化器１３０’への入力においてｕ（ｎ）の等価クラスにおけるポイントの１つであるコンステレイションポイントｙ（ｎ）を生成するようにｘ（ｎ）を送信することによりデータｕ（ｎ）を送ることができる。ｕ（ｎ）を表わすためにｕ（ｎ）の等価クラスからどのコンステレイションポイントを使用するかは通常送信機１２０’のＴＸ電力を最小にするよう選択される。送信機１２０’のＴＸ電力はｚ（ｎ）（または、何らかの他の測定基準（ｍｅｔｒｉｃ））の電力である。実際に、ｚ（ｎ）の電力を最小にするのは困難であるから、ｘ（ｎ）の電力をその代わりに最小にし、これはｚ（ｎ）を最小にすることの近密な近似である。
【００５６】
次に示すのはｘ（ｎ）ｙ（ｎ）およびｐ（ｎ）の間の知られた関係である。
【数５】

この場合、“＊”はたたみ込み（ｃｏｎｖｏｌｕｔｉｏｎ）を表わす。この関係は次のように表わすことができる。
【数６】

【００５７】
ｐ（０）は１に等しくなるよう設計されるから、数式６は次のように単純化することができる。
【数７】

ｐ（ｎ）およびｘ（ｎ）の過去の値は知られているから、与えられたｕ（ｎ）の等価クラスのコンステレイションポイントの間での、適切なｙ（ｎ）は送信機１２０’のＴＸ電力を最小にするためにｘ^２（ｎ）を最小にするよう選択できる。
【００５８】
あるいは、ルックアヘッド（ｌｏｏｋａｈｅａｄ）（すなわち、決定遅延：ｄｅｃｉｓｉｏｎ ｄｅｌａｙ）を導入してｙ（ｎ）を選択することができる。す

択でき、この場合、
【数８】

であり、ｊ＝０，１，…，Δでありかつｙ（ｎ−ｊ）はｕ（ｎ−ｊ）（ｊ＝０，１，…，Δ−１）の等価クラスの組または集合から選択される。
【００５９】
プリコーダ１２２’は本発明に従って図１３に示されるように構成することができる。プリコーダ１２２’はマッピング装置１５０を含み、該マッピング装置１５０はデジタルデータソースから前記入りデジタルデータｕ（ｎ）を受け、各々のコンステレイションポイントと共に送信できるビットの数に応じて、各々のグループのビットに対し該グループのビットに関連する等価クラスを決定する。マッピング装置１５０は等価クラスを形成するコンステレイションポイントｙ_ｋをＴＸ信号／コンステレイションポイントセレクタ１５２へと出力し、該ＴＸ信号／コンステレイションポイントセレクタ１５２は前記等価クラスからコンステレイションポイントｙ_ｋを選択しかつ計算装置１５４からの入力に基づき送信信号ｘ（ｎ）を決定する。
【００６０】
フィルタ装置１５４は前記送信信号ｘ（ｎ）を受けかつ前に示した数式７の加算項（または、ランニングフィルタサム（ｒｕｎｎｉｎｇ ｆｉｌｔｅｒ ｓｕｍ：ＲＦＳ））を計算する。前記ＲＦＳの値に基きＴＸ信号／コンステレイションポイントセレクタ１５２は、前記数式７におけるｘ（ｎ）の値がもっともゼロに近くなるようにする等価クラスにおけるコンステレイションポイントを選択しかつ前記計算されたＲＦＳおよび選択されたコンステレイションポイントからｘ（ｎ）の値を計算する。計算された送信信号ｘ（ｎ）は次にプリフィルタ１２４’に供給され、そこでｘ（ｎ）がろ波されて図１０のアナログチャネル１１３’によって送信される信号ｚ（ｎ）を形成する。
【００６１】
図１０の送信機１２０’のＴＸ電力を制限し、それをＦＣＣの規制内に保つために、ｕ（ｎ）に対する等価クラスをそれに応じて設計しなければならない。所定の数のコンステレイションポイントを有するコンステレイションによって、より多くのデータを送ることを望む場合は、より多くのグループのデータ、ｕ（ｎ）、かつしたがってｕ（ｎ）に対する等価クラスが必要とされるであろう。その結果、コンステレイションポイントはさらに離れかつより多くの送信電力を必要とするであろう。これは、ｙ（ｎ）が以下に説明するようにｘ^２（ｎ）を最小にするために数式７に従って選択されるからである。したがって、もし前記等価クラスにおけるコンステレイションポイントがさらに離れれば、ｘ^２（ｎ）はより大きくなる傾向にある。したがって、ＴＸ電力を低減するために、レートを犠牲にしてｕ（ｎ）の等価クラスをより近くすることができる。これは図１４（ａ）および図１４（ｂ）に示されている。
【００６２】
図１４（ａ）および図１４（ｂ）において、双方のコンステレイション１５６、図１４（ａ）、および１５８、図１４（ｂ）、は同じ数のコンステレイションポイントを有する。しかしながら、コンステレイション１５６は３つのみの等価クラスｕ（ｎ）＝０，１および２を有するのに対し、コンステレイション１５８は５つの等価クラスｕ（ｎ）＝０，１，２，３および４を有する。コンステレイション１５８を使用することはコンステレイション１５６よりも大きなＴＸ電力を必要とすることになるが、より高いデータレートで送信することが可能になる。
【００６３】
おおよそのＴＸ電力（ｚ（ｎ）の電力）はＵがｕ（ｎ）をサポートするのに必要とされるポイントの数とした時、次のように計算することができる。
【数９】

ｕ（ｎ）＝ｉ）は等価ポイントにおけるポイント間の最小距離である。例えば、

Ｕのいくつかの値が電力制限を満たすものを見つけるために試みられるべきである。これは各々のタイムスロットに対して行なわれるべきであることにも注意を要する。
【００６４】
この発明に係る送信コンステレイションの選択および等価クラスの選択は次のように要約することができる。
１）前記同時係属出願ＣＸ０９７０２８（代理人整理番号）に述べられているように、デジタル損傷を取得し、ノイズ分散σ_ｎ ^２を計算し、かつエコー分散σ_ｅ ^２を得る。
２）σ_ｅ ^２，σ_ｎ ^２およびデジタル損傷から、これも同時係属出願ＣＸ０９７０２８に述べられているように、各々のタイムスロットに対しｙ（ｎ）に対する適切なコンステレイションを選択し、そして
３）各々のタイムスロットに対し、安定な動作を保証するためにＴＸ電力制限および最小拡大比を満たす一方でｕ（ｎ）に対してサポートされ得るポイントの数を見つけ出す。このＵから、ｙ（ｎ）に対するコンステレイション、およびｕ（ｎ）に対する等価クラスが決定できる。
【００６５】
１次元のコンステレイションを使用する上で述べたプリコーディング技術はｕ（ｎ）の等価クラスの定義を拡張することにより多次元のコンステレイションへと拡張できる。以下の参考文献は多次元のコンステレイションを使用した種々のダウンストリームプリコーディング技術を述べている。すなわち、ユーボグル・ベダト（Ｅｙｕｂｏｇｌｕ，Ｖｅｄａｔ）、「ＰＣＭモデムのための一般化されたスペクトル形成（Ｇｅｎｅｒａｌｉｚｅｄ Ｓｐｅｃｔｒａｌ Ｓｈａｐｉｎｇ ｆｏｒ ＰＣＭ Ｍｏｄｅｍｓ）」、電気通信工業会、ＴＲ３０．１ミーティング、アメリカ合衆国ジョージア州、ノークロス、１９９７年４月９〜１１日、ページ１〜５；ユーボグル・ベダト、「たたみ込みスペクトル形成（Ｃｏｎｖｏｌｕｔｉｏｎａｌ Ｓｐｅｃｔｒａｌ Ｓｈａｐｉｎｇ）」、電気通信工業会、ＴＲ３０．１ミーティング、アメリカ合衆国ジョージア州、ノークロス、１９９７年４月９〜１１日；ユーボグル・ベダト、「たたみ込みスペクトル形成に関する追加（Ｍｏｒｅ ｏｎ Ｃｏｎｖｏｌｕｔｉｏｎａｌ Ｓｐｅｃｔｒａｌ Ｓｈａｐｉｎｇ）」、ＩＴＵ電気通信標準化セクタ００９、Ｖ．ｐｃｍ報告者ミーティング、アメリカ合衆国カリフォルニア州、ラ・ジョラ、１９９７年５月５〜７日；ユーボグル・ベダト、「たたみ込みスペクトル形成のためのドラフトテキスト（Ｄｒａｆｔ Ｔｅｘｔ ｆｏｒ Ｃｏｎｖｏｌｕｔｉｏｎａｌ Ｓｐｅｃｔｒａｌ Ｓｈａｐｉｎｇ）」、ＩＴＵ−Ｔ ＳＧ １６ Ｑ２３報告者ミーティング、１９９７年９月２〜１１日、アメリカ合衆国オレゴン州、サン・リバー；ユーボグル・ベダト、「ＣＳＳおよび最大反転の比較（Ａ Ｃｏｍｐａｒｉｓｏｎ ｏｆ ＣＳＳ ａｎｄ Ｍａｘｉｍｕｍ Ｉｎｖｅｒｓｉｏｎ）」、電気通信工業会、ＰＣＭモデムに関するＴＲ３０．１ミーティング、アメリカ合衆国テキサス州、ガルベストン、１９９７年１０月１４〜１６日；および、ユーボグル・ベダト、「たたみ込みスペクトル形成のためのドラフトテキスト（Ｄｒａｆｔ Ｔｅｘｔ ｆｏｒ Ｃｏｎｖｏｌｕｔｉｏｎａｌ Ｓｐｅｃｔｒａｌ Ｓｈａｐｉｎｇ）」、電気通信工業会、ＴＲ３０．１ミーティング、アメリカ合衆国テキサス州、ガルベストン、１９９７年１０月１４〜１６日、を参照。
【００６６】
さらに、上で述べた例は符号化されないシステム（ｕｎｃｏｄｅｄ ｓｙｓｔｅｍ）に対するものである。しかしながら、その原理は符号化システム、例えば、トレリス符号化システムにも容易に適用することができる。この場合の唯一の相違は等価クラスがさらにトレリス符号を構築するために使用される部分集合（ｓｕｂｓｅｔｓ）へと区分されることである。
【００６７】
〈一般化されたＰＣＭプリコーディング〉
上で述べたＰＣＭアップストリームプリコーディング技術（すなわち、図１０のアナログＰＣＭモデム１２２’からデジタルＰＣＭモデム１１８）は図１５に示されるようにアナログＰＣＭモデムからアナログＰＣＭモデムへの接続に適用できる。システム１６０はアナログループまたはチャネル１６４によってＣＯ １６６に接続されたアナログＰＣＭモデム１６２を含む。ＣＯ １６６はデジタルネットワーク１６８に相互接続される。同様に、アナログＰＣＭモデム１７４はアナログループまたはチャネル１７２によってＣＯ １７０に接続されている。また、ＣＯ １７０はデジタルネットワーク１６８に接続されている。
【００６８】
図１６のブロック図１８０はこの発明に係るアナログＰＣＭモデムからアナログＰＣＭモデムへの接続を示している。ブロック図１８０において、アナログチャネル１８４に相互接続されたアナログＰＣＭモデム１８２が含まれている。アナログＰＣＭモデム１８２はプリコーダ２０２、プリフィルタ２０４およびデジタル−アナログ変換器（Ｄ／Ａ）２０６を有する送信機２００を含む。プリコーダ２０２はデジタルデータｕ（ｎ）を受けかつプリコードされたデジタルデータｘ（ｎ）を出力する。プリコードされたデジタルデータはプリフィルタ２０４によってろ波されてＤ／Ａ ２０６に提供される信号ｚ（ｎ）を形成する。Ｄ／Ａ ２０６は前記ろ波された信号ｚ（ｎ）をアナログ形式に変換しかつアナログ信号ｚ（ｔ）をチャネル特性ｃ（ｔ）を有するアナログチャネル１８４によって送信する。
【００６９】
前記アナログチャネルは前記送信信号ｚ（ｔ）を変更して信号ｙ（ｔ）を形成する。信号ｙ（ｔ）は次に該信号ｙ（ｔ）に加えられる、ＰＣＭエコー、エコー（ｔ）またはｅｃｈｏ（ｔ）２０８に遭遇し、信号ｒ（ｔ）を生成する。信号ｒ（ｔ）は中央局（ＣＯ）１８６におけるμロー（合衆国以外の国においてはＡロー）量子化器２１０に受入れられかつμローに従って量子化される。国際電気通信連合、勧告Ｇ．７１１、音声周波数のパルス符号変調（ＰＣＭ）、１９７２年、を参照。
【００７０】
量子化されたオクテット（デジタル値）ｑ（ｎ）は８ｋＨｚの周波数でデジタルネットワーク１８８によって送信されそこで、以下に説明するように、種々のデジタル損傷によって影響を受ける。影響を受けた可能性のあるオクテットｖ（ｎ）はＣＯ １９０によって受信されかつ該オクテットｖ（ｎ）はμローＤ／Ａ ２１２によってアナログチャネル１９２による送信のためにアナログレベルに変換される。該レベルはアナログＰＣＭモデム１９４により受入れられ、該アナログＰＣＭモデム１９４は該レベルをデータｕ（ｎ）に変換する。
【００７１】
いったんＤ／Ａ ２０６およびＤ／Ａ ２１０のクロックｆ１〜ｆ２が同期されると、ブロック図１８０は図１７に示される離散時間ブロック図１８０’としてモデル化される。アナログＰＣＭモデムは技術的に知られたダウンストリームＰＣＭモデムと同じ動作でｇ（ｎ）からｖ（ｎ）を得るために等価を行うべきである。次にｖ（ｎ）から、ｙ（ｎ）をデコードするためのＰＣＭアップストリームデコードアルゴリズム、すなわちｕ（ｎ）、が行なわれる。
【００７２】
上の説明ではアナログＰＣＭモデム１８２’からアナログＰＣＭ１９４’への送信または伝送についてのみ述べているが、他の方向の送信も同様に行うことができる。上で述べたＰＣＭアップストリームプリコーディング技術（すなわち、図１０のアナログＰＣＭモデム１１２’からデジタルＰＣＭモデム１１８）は図１５〜図１７に示されるアナログＰＣＭモデムからアナログＰＣＭモデムへの接続に直接適用することができる。
【００７３】
この発明は、コンピュータディスクまたはメモリチェックのような、コンピュータで使用可能な媒体に記憶できるソフトウェアおよび／またはファームウェアで実施できることに注目すべきである。本発明はまた、本発明が例えばインターネットにより電気的に送信されるソフトウェア／ファームウェアで実施される場合などには、搬送波（ｃａｒｒｉｅｒ ｗａｖｅ）で実施されるコンピュータデータ信号の形式とすることもできる。
【００７４】
この発明はその精神および本質的な特徴から離れることなく他の特定の形式で実施できる。説明された実施例は全ての観点において例示的なものにすぎす制限的なものでないと考えられるべきである。したがって、本発明の範囲は上の説明よりはむしろ添付の特許請求の範囲によって示される。該特許請求の範囲と等価な意味および範囲内に入る全ての変更はそれらの範囲内に含まれるべきである。
【図面の簡単な説明】
【図１】 典型的な電話会社の中央局を示す単純化したブロック図である。
【図２】 図１のμロー／リニア変換器から出力されるｙ_ｋ信号の周波数スペクトルおよび図１のローパスフィルタのスペクトル形状を示すグラフである。
【図３】 各々ＤＣにヌルを有する２つの周波数スペクトルの一部を示すグラフであり、一方のスペクトルはＤＣにおいて非常に急峻にゼロへと低下し、他方のスペクトルは徐々に低下する。
【図４】 典型的なμローコンステレイションの一部を示す図式的表現である。
【図５】 本発明に係わるスペクトル的に形成または成形された信号のための送信機を含む電話システムによるモデムデータ接続のブロック図である。
【図６】 ＰＳＴＮのアナログループによって前記アナログ信号におけるＤＣヌルを作成するために特に使用される図５のエンコーダを示すブロック図である。
【図７】 一般に、必要に応じて、アナログループから出力される信号の周波数スペクトルをエンドユーザに向けて変更するために使用できる図５のエンコーダのブロック図である。
【図８】 典型的なアナログＰＣＭモデムからデジタルＰＣＭモデムへの通信システムのブロック図である。
【図９】 本発明に係わるＰＣＭアップストリーム送信を示すより詳細なブロック図である。
【図１０】 図９のブロック図の等価な離散時間ブロック図である。
【図１１】 アナログモデムのサンプリングレートがＣＯのサンプリングレートの２倍である図９のブロック図の等価離散時間ブロック図である。
【図１２】 本発明に係わる等価クラスを有する送信コンステレイションの例を示す。
【図１３】 本発明に係わる図１０のアナログＰＣＭモデム送信機のより詳細なブロック図である。
【図１４】 本発明に係わる等価クラスを有する送信コンステレイションの他の例（ａ）、およびさらに他の例（ｂ）を示す説明図である。
【図１５】 典型的なアナログＰＣＭモデムからアナログＰＣＭモデムへの通信システムを示すブロック図である。
【図１６】 図１５のＰＣＭモデム通信システムによるＰＣＭ送信を示すより詳細なブロック図である。
【図１７】 図１６のブロック図の等価離散時間ブロック図である。
【符号の説明】
５２ 送信機
５４ ビットコレクタ
５６ エンコーダ
５８ デジタルネットワーク
６０ 中央局
６２ μロー／リニア変換器
６４ ローパスフィルタ
６６ 受信機
６８ サンプラ
７０ イコライザ
７２ デコーダ

Claims (24)

1. 量子化装置の入力において等価クラスを規定し、アナログチャネルによって前記量子化装置へと送信される一連のアナログレベルをプリコードするための送信機であって、
   プリコードされたシーケンスは前記量子化装置の入力を形成し、前記送信機は、
   送信されるべきデータビットを一連の等価クラスへとマッピングするためのマッピング装置であって、各々の等価クラスは１つまたはそれ以上のコンステレイションポイントを含む前記マッピング装置と、
   前記マッピング装置に相互接続されたコンステレイションポイントセレクタとを備えるプリコーダを含み、該コンステレイションポイントセレクタは各々の等価クラスにおけるコンステレイションポイントを選択して送信されるべきデータビットを表わしかつ前記量子化装置の前記入力に前記選択されたコンステレイションポイントを生成するレベルを送信する、ことを特徴とするアナログチャネルによって量子化装置に送信される一連のアナログレベルをプリコードするための送信機。
2. さらに、前記コンステレイションポイントセレクタに動作可能に結合され、その入力において前に送信されたレベルを受けかつその出力を前記コンステレイションポイントセレクタに提供するフィルタ装置を含む請求項１に記載の送信機。
3. 前記コンステレイションポイントセレクタは前記フィルタ装置の出力にもとづき各々の等価クラスから前記コンステレイションポイントを選択する請求項２に記載の送信機。
4. さらに、予め規定されたフィルタ応答ｇ（ｎ）を有し、前記コンステレイションポイントセレクタによって送信されるレベルをろ波するたのプリフィルタを含む請求項３に記載の送信機。
5. 前記フィルタ装置の応答は、
   

   

   で表わされ、この場合ｐ（ｉ）は目標応答でありかつｘ（ｎ−ｉ）は前に送信されたレベルを表わす請求項４に記載の送信機。
6. 前記目標応答ｐ（ｎ）および前記プリフィルタ応答ｇ（ｎ）は前記アナログチャネルの所定の応答ｃ（ｎ）から取得される請求項５に記載の送信機。
7. 前記コンステレイションポイントセレクタは次の関数にしたがってレベルｘ（ｎ）を送信し、
   

   

   この場合、ｙ（ｎ）はコンステレイションポイントである請求項５に記載の送信機。
8. 前記コンステレイションポイントセレクタは各々の等価クラスにおいてｘ（ｎ）に対する最も小さな値を生じさせるコンステレイションポイントｙ（ｎ）を選択することにより前記送信機の送信電力を最小にするコンステレイションポイントを選択する請求項７に記載の送信機。
9. アナログチャネルによって量子化装置へと予め符号化されたまたはプリコードされた一連のアナログレベルを提供する方法であって、
   送信されるべきデータビットを一連の等価クラスへとマッピングする段階であって、各々の等価クラスは１つまたはそれ以上のコンステレイションポイントを含む前記段階、
   各々の等価クラスにおいて前記送信されるべきデータビットを表わすコンステレイションポイントを選択する段階、そして
   前記量子化装置の入力に前記選択されたコンステレイションポイントを生じさせるレベルを送信する段階、
   を具備することを特徴とするアナログチャネルによって量子化装置へプリコードされた一連のアナログレベルを送信する方法。
10. 前記コンステレイションポイントを選択する段階はフィルタ装置によって前記予め選択されたコンステレイションポイントをろ波しかつ前記フィルタ装置の出力にもとづき前記コンステレイションポイントを選択する段階を含む請求項９に記載の送信機。
11. さらに所定のフィルタ応答ｇ（ｎ）を有するプリフィルタによって前記送信されるレベルをろ波する段階を含む請求項１０に記載の方法。
12. 前記フィルタ装置の応答は、
    

    

    であり、ｐ（ｉ）は目標応答でありｘ（ｎ−ｉ）は前に送信されたレベルを表わす請求項１１に記載の方法。
13. 前記目標応答ｐ（ｎ）および前記プリフィルタ応答ｇ（ｎ）は前記アナログチャネルの所定の応答ｃ（ｎ）から取得される請求項１２に記載の方法。
14. 前記送信する段階は次の関数にしたがってレベルｘ（ｎ）を送信する段階を含み、
    

    

    この場合、ｙ（ｎ）はコンステレイションポイントである請求項１２に記載の方法。
15. 前記選択する段階は各々の等価クラスにおいてｘ（ｎ）に対する最も小さい値を生じさせるコンステレイションポイントｙ（ｎ）を選択することにより送信機の送信電力を最小にするコンステレイションポイントを選択する段階を含む請求項１４に記載の方法。
16. アナログチャネルによって量子化装置へと予め符号化されたまたはプリコードされた一連のアナログレベルを送信し、プリコーダとして機能するためにその中に構成されるコンピュータが読取り可能なプログラムコード手段を有するコンピュータが使用可能な媒体であって、
    前記コンピュータが使用可能な媒体は、
    送信されるべきデータビットを一連の等価クラスへとマッピングするためのコンピュータが読取り可能なプログラムコード手段であって、各々の等価クラスは１つまたはそれ以上のコンステレイションポイントを含むもの、
    各々の等価クラスにおいて送信されるべきデータビットを表わすコンステレイションポイントを選択するためのコンピュータが読取り可能なプログラムコード手段、そして
    前記量子化装置の入力に前記選択されたコンステレイションポイントを生じさせるレベルを送信するためのコンピュータが読取り可能なプログラムコード手段、
    を具備することを特徴とするコンピュータが使用可能な媒体。
17. コンステレイションポイントを選択するための前記コンピュータが読取り可能なプログラムコード手段はフィルタ装置によって前記予め選択されたコンステレイションポイントをろ波しかつ前記フィルタ装置の出力にもとづき前記コンステレイションポイントを選択するためのコンピュータが読取り可能なプログラムコード手段を含む請求項１６に記載のコンピュータが使用可能な媒体。
18. さらに、前記送信されるレベルを予め規定されたフィルタ応答ｇ（ｎ）を有するプリフィルタによってろ波するためのコンピュータが読取り可能なプログラムコード手段を含む請求項１７に記載のコンピュータが使用可能な媒体。
19. 前記フィルタ装置の応答は、
    

    

    であり、この場合ｐ（ｉ）は目標応答でありかつｘ（ｎ−ｉ）は前に送信されたレベルを表わす請求項１８に記載のコンピュータが使用可能な媒体。
20. さらに、前記アナログチャネルの所定の応答ｃ（ｎ）から前記目標応答ｐ（ｎ）および前記プリフィルタの応答ｇ（ｎ）を取得するためのコンピュータが読取り可能なプログラムコード手段を含む請求項１９に記載のコンピュータが使用可能な媒体。
21. 前記送信のためのコンピュータが読取り可能なプログラムコード手段は以下の関数にしたがってレベルｘ（ｎ）を送信するためのコンピュータが読取り可能なプログラムコード手段を含み、
    

    

    この場合、ｙ（ｎ）はコンステレイションポイントである請求項１９に記載のコンピュータが使用可能な媒体。
22. 前記選択するためのコンピュータが読取り可能なプログラムコード手段は各々の等価クラスにおいてｘ（ｎ）に対する最も小さな値を生じさせるコンステレイションポイントｙ（ｎ）を選択することにより前記送信機の送信電力を最小にするコンステレイションポイントを選択するためのコンピュータが読取り可能なプログラムコード手段を含む請求項２１に記載のコンピュータが使用可能な媒体。
23. デジタルＰＣＭモデムへのアップストリームＰＣＭデータ送信のために構成されたアナログパルス符号変調（ＰＣＭ）モデムにおける、アナログチャネルによって量子化装置へと送信される一連のアナログレベルをプリコードするためのプリコーダであって、
    送信されるべきデータビットを一連の等価クラスへとマッピングするためのマッピング装置であって、各々の等価クラスは１つまたはそれ以上のコンステレイションポイントを含む前記マッピング装置と、
    前記マッピング装置に相互接続され送信されるべきデータビットを表わすために各々の等価クラスにおいてコンステレイションポイントを選択しかつ前記量子化装置の入力において前記選択されたコンステレイションポイントを生成するアナログレベルを送信するコンステレイションポイントセレクタ、
    を具備することを特徴とする送信機。
24. 他のアナログＰＣＭモデムへのＰＣＭデータ送信のために構成されたアナログパルス符号変調（ＰＣＭ）モデムにおける、アナログチャネルによって量子化装置へと送信される一連のアナログレベルをプリコードするためのプリコーダであって、
    送信されるべきデータビットを一連の等価クラスへとマッピングするためのマッピング装置であって、各々の等価クラスは１つまたはそれ以上のコンステレイションポイントを含む前記マッピング装置と、
    前記マッピング装置に相互接続され送信されるべきデータビットを表わすために各々の等価クラスにおいてコンステレイションポイントを選択しかつ前記量子化装置の入力において前記選択されたコンステレイションポイントを生成するアナログレベルを送信するコンステレイションポイントセレクタ、
    を具備することを特徴とする送信機。

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