CN115001281A - 电源模组的控制电路、电源模组及电子设备 - Google Patents

电源模组的控制电路、电源模组及电子设备 Download PDF

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CN115001281A CN202210590873.7A CN202210590873A CN115001281A CN 115001281 A CN115001281 A CN 115001281A CN 202210590873 A CN202210590873 A CN 202210590873A CN 115001281 A CN115001281 A CN 115001281A
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孙程豪
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戴宝磊
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Abstract

本申请提供了一种电源模组的控制电路、电源模组及电子设备，电源模组包括有源钳位反激变换电路和整流电路，有源钳位反激变换电路包括主功率管、辅助功率管以及变压器，控制电路用于：控制有源钳位反激变换电路工作在非连续导通模式下，并在辅助功率管关断后、主功率管导通前，控制整流电路在预设时长内向变压器放电；在整流电路停止向变压器放电后，根据主功率管的漏极和源极之间的电压差值与预设电压值的比较结果，控制主功率管导通。实施本申请实施例，可以减少主功率管的开关损耗。

Description

电源模组的控制电路、电源模组及电子设备
技术领域
本申请涉及电源技术领域，尤其涉及一种电源模组的控制电路、电源模组及电子设备。
背景技术
电子设备的电源模组通常包括直流变换电路，直流变换电路通常采用非对称半桥反激变换电路(Asymmetrical Half-Bridge Flyback Converters，AHB)或有源钳位反激变换电路(Active Clamp Flyback Converters，ACF)。上述直流变换电路通常包括主功率管和辅助功率管。在非连续导通模式(discontinuous conduction mode，DCM)，主功率管和辅助功率管交替导通和关断。功率管导通或关断时，功率管两端的电压差值越小，功率管的开关损耗越小。反之，功率管的开关损耗越大。所以，降低功率管的开关损耗是亟需解决的问题。
发明内容
本申请实施例提供一种电源模组的控制电路、电源模组及电子设备，可以减少有源钳位反激变换电路中主功率管的开关损耗。
下面从不同的方面介绍本申请，应理解的是，下面的不同方面的实施方式和有益效果可以互相参考。
第一方面，本申请提供一种电源模组的控制电路，电源模组用于接收输入电压并为负载供电，其中该电源模组包括有源钳位反激变换电路、辅助绕组及整流电路，有源钳位反激变换电路包括主功率管、辅助功率管以及变压器，有源钳位反激变换电路运行于非连续导通模式，辅助绕组经整流电路为控制电路供电；控制电路用于：
在辅助功率管关断后、主功率管导通前，控制整流电路向变压器放电预设时长；
整流电路停止向变压器放电后，根据主功率管的漏极和源极之间的电压差值与预设电压值的比较结果控制主功率管导通。
本申请实施例提供的控制电路通过控制整流电路通过辅助绕组向变压器，可以减少主功率管的漏极和源极之间的电压差值，并在主功率管的漏极和源极之间的电压差值减小到预设电压值时控制主功率管导通，从而减少主功率管的开关损耗，从而提高电源模组的电源转化率。
结合第一方面，在一种可能的实现方式中，在开关管关断后，当主功率管的漏极和源极之间的电压差值小于或等于预设电压值时，控制电路控制主功率管导通。举例来说，预设电压值可以是较小值，比如0V，5V，6V，10V，20V等等。
本申请实施例提供的控制电路在主功率管的漏极和源极之间的电压差值小于或等于预设电压值时，再控制主功率管导通，从而减少主功率管的开关损耗。
结合第一方面，在一种可能的实现方式中，控制电路根据主功率管的漏极和源极之间的电压差值与输入电压和原边绕组耦合电压之和的比较结果，控制整流电路开始向变压器放电。
可选的，当主功率管的漏极和源极之间的电压差值小于或等于输入电压和原边绕组耦合电压之和时，控制电路控制整流电路开始向变压器放电。
其中，该原边绕组耦合电压是与变压器耦合的辅助绕组在原边绕组两端产生的耦合电压。该耦合电压等于绕组匝数比N与辅助绕组两端的电压Vo之间的乘积，即NVo。
可选的，主功率管Q1关断的这段时长可以基于主功率管关断后主功率管的漏极与源极之间的电压差值得到。示例性的，这个时长大于或等于主功率管关断后主功率管的漏极与源极之间的电压差值达到某个阈值的时长。其中，这个阈值可以大于参考电压(即参考地的电压)，且小于或等于输入电压Vin和原边绕组耦合电压NVo之和。举例来说，这个阈值是小于且最接近Vin+NVo的值。
第二方面，本申请提供一种电源模组的控制电路，电源模组用于接收输入电压并为负载供电，电源模组包括有源钳位反激变换电路和整流电路，有源钳位反激变换电路包括主功率管、辅助功率管以及变压器，变压器包括原边绕组和副边绕组，有源钳位反激变换电路运行于非连续导通模式，副边绕组经整流电路为所述负载供电；控制电路用于：
在辅助功率管关断后、主功率管导通前，控制整流电路通过副边绕组向变压器放电预设时长；
整流电路停止向变压器放电后，根据主功率管的漏极和源极之间的电压差值与预设电压值的比较结果控制主功率管导通。
本申请实施例提供的控制电路控制整流电路通过副边绕组向变压器放电，可以减少主功率管的漏极和源极之间的电压差值，并在主功率管的漏极和源极之间的电压差值减小到预设电压值时控制主功率管导通，从而减少主功率管的开关损耗。
结合第二方面，在一种可能的实现方式中，在开关管关断后，当主功率管的漏极和源极之间的电压差值小于或等于预设电压值时，控制电路控制主功率管导通。举例来说，预设电压值可以是较小值，比如0V，5V，6V，10V，20V等等。
本申请实施例提供的控制电路在主功率管的漏极和源极之间的电压差值小于或等于预设电压值时控制主功率管导通，从而减少主功率管的开关损耗。
结合第二方面，在一种可能的实现方式中，控制电路根据主功率管的漏极和源极之间的电压差值与输入电压和原边绕组耦合电压之和的比较结果，控制整流电路开始向变压器放电。
可选的，当主功率管的漏极和源极之间的电压差值小于或等于输入电压和原边绕组耦合电压之和时，控制电路控制整流电路开始向变压器放电。
其中，该原边绕组耦合电压是与变压器耦合的辅助绕组在原边绕组两端产生的耦合电压。该原边绕组耦合电压等于绕组匝数比N与辅助绕组两端的电压Vo之间的乘积，即NVo。
可选的，主功率管Q1关断的这段时长可以基于主功率管关断后主功率管的漏极与源极之间的电压差值得到。示例性的，这个时长大于或等于主功率管关断后主功率管的漏极与源极之间的电压差值达到某个阈值的时长。其中，这个阈值可以大于参考电压(即参考地的电压)，且小于或等于输入电压Vin和原边绕组耦合电压NVo之和。举例来说，这个阈值是小于且最接近Vin+NVo的值。
第三方面，本申请提供一种电源模组，包括控制电路、有源钳位反激变换电路、整流电路，有源钳位反激变换电路用于接收输入电压，有源钳位反激变换电路包括主功率管、辅助功率管以及变压器，整流电路用于接收变压器的供电，控制电路用于：
在辅助功率管关断后、主功率管导通前，控制整流电路向变压器放电预设时长；
整流电路停止向变压器放电后，根据主功率管的漏极和源极之间的电压差值与预设电压值的比较结果控制主功率管导通。
本申请实施例提供的电源模组通过控制整流电路向变压器放电，可以减少主功率管的漏极和源极之间的电压差值，并在主功率管的漏极和源极之间的电压差值减小到预设电压值时控制主功率管导通，从而减少主功率管的开关损耗，从而提高电源模组的电源转化率。
结合第三方面，在一种可能的实现方式中，当主功率管的漏极和源极之间的电压差值小于或等于预设电压值时，有源钳位反激变换电路控制单元控制主功率管导通。举例来说，预设电压值可以是较小值，比如0V，5V，6V，10V，20V等等。
本申请实施例提供的电源模组在主功率管的漏极和源极之间的电压差值小于或等于预设电压值时，再控制主功率管导通，从而减少主功率管的开关损耗。
结合第三方面，在一种可能的实现方式中，控制电路用于根据主功率管的漏极和源极之间的电压差值与输入电压和原边绕组耦合电压之和的比较结果，控制整流电路开始向变压器放电。
可选的，当主功率管的漏极和源极之间的电压差值小于或等于输入电压和原边绕组耦合电压之和时，控制电路控制整流电路开始向变压器放电。
其中，该原边绕组耦合电压是与变压器耦合的辅助绕组在原边绕组两端产生的耦合电压。该原边绕组耦合电压等于绕组匝数比N与辅助绕组两端的电压Vo之间的乘积，即NVo。
可选的，主功率管Q1关断的这段时长可以基于主功率管关断后主功率管的漏极与源极之间的电压差值得到。示例性的，这个时长大于或等于主功率管关断后主功率管的漏极与源极之间的电压差值达到某个阈值的时长。其中，这个阈值可以大于参考电压(即参考地的电压)，且小于或等于输入电压和原边绕组耦合电压之和。举例来说，这个阈值是小于且最接近Vin+NVo的值。
结合第三方面，在一种可能的实现方式中，整流电路包括开关管和电容。
结合第三方面，在一种可能的实现方式中，控制电路控制开关管导通时，整流电路向变压器放电；控制电路控制开关管关断时，整流电路停止向变压器放电。
结合第三方面，在一种可能的实现方式中，电源模组还包括辅助绕组，辅助绕组与变压器耦合，辅助绕组经整流电路为控制电路供电。开关管的漏极与辅助绕组的一端连接，开关管的源极与电容的一端连接，辅助绕组的另一端与电容的另一端连接；控制电路控制开关管导通时，整流电路经辅助绕组向变压器放电。
结合第三方面，在一种可能的实现方式中，变压器包括原边绕组和副边绕组，整流电路与副边绕组相连，副边绕组经整流电路为负载供电。开关管的漏极与副边绕组的一端连接，开关管的源极与电容的一端连接，副边绕组的另一端与电容的另一端连接。控制电路开关管导通时，整流电路经副边绕组向变压器放电。
结合第三方面，在一种可能的实现方式中，有源钳位反激变换电路还包括钳位电容，主功率管、辅助功率管以及钳位电容串联在输入电源和参考地之间，输入电源用于给有源钳位反激变换电路提供输入电压，辅助功率管和钳位电容串联后一端与输入电压连接，另一端与主功率管的漏极连接，主功率管的源极连接参考地。
结合第三方面，在一种可能的实现方式中，有源钳位反激变换电路还包括钳位电容，原边绕组的一端连接输入电源，原边绕组的另一端连接主功率管的漏极，主功率管的源极连接参考地，输入电源用于给有源钳位反激变换电路提供输入电压；辅助功率管和钳位电容串联后并联至主功率管的两端。
第四方面，本申请提供一种电子设备，包括第一或第二方面、或任一方面的任一种可能实现方式所述的控制电路，或者上述第三方面或任一方面的任一种可能实现方式所述的电源模组。
实施本申请实施例，可以减少主功率管的开关损耗，从而提高电源模组的电源转换效率。
附图说明
为了更清楚地说明本申请实施例的技术方案，下面将对实施例描述中所需要使用的附图作简单地介绍。
图1A是本申请实施例提供的电子设备的一种示意图；
图1B是本申请实施例提供的电子设备的另一种示意图；
图2A是本申请实施例提供的电子设备的另一种示意图；
图2B是本申请实施例提供的电子设备的另一种示意图；
图3是本申请实施例提供的电源模组的一种示意图；
图4是本申请实施例提供的电源模组的另一种示意图；
图5是本申请实施例提供电源模组的控制电路的一种示意图；
图6是本申请实施例提供电源模组的控制电路的另一种示意图；
图7是本申请实施例提供的一种电源模组的一种电路示意图；
图8是本申请实施例提供的一种电源模组的另一种电路示意图；
图9是本申请实施例提供的电源模组的一种电路示意图；
图10是本申请实施例提供的电源模组的另一种电路示意图；
图11是本申请实施例提供的电源模组运行过程的示意图；
图12是本申请实施例提供的电源模组中变压器原边绕组的电流方向示意图；
图13是本申请实施例提供的一种电源模组的一示意图；
图14是本申请实施例提供的一种电源模组的另一示意图；
图15是本申请实施例提供的一种电源模组的另一示意图；
图16是本申请实施例提供的电源模组运行过程的示意图；
图17是本申请实施例提供的一种电源模组的一种示意图；
图18是本申请实施例提供的一种电源模组的另一种示意图；
图19是本申请实施例提供的电源模组的另一种电路示意图；
图20是本申请实施例提供的电源模组的另一种电路示意图；
图21是本申请实施例提供的电源模组的另一种电路示意图；
图22是本申请实施例提供的电源模组的另一种电路示意图；
图23是本申请实施例提供的电源模组的另一种电路示意图；
图24是本申请实施例提供的电源模组的另一种电路示意图；
图25是本申请实施例提供的一种电源模组的另一示意图；
图26是本申请实施例提供的电源模组运行过程的示意图。
具体实施方式
下面将结合本申请实施例中的附图，对本申请实施例中的技术方案进行清楚、完整地描述。
可理解的，本申请中所描述的连接关系指的是直接或间接连接。例如，A与B连接，既可以是A与B直接连接，也可以是A与B之间通过一个或多个其它电学元器件间接连接，例如可以是A与C直接连接，C与B直接连接，从而使得A与B之间通过C实现了连接。还可理解的，本申请中所描述的“A连接B”可以是A与B直接连接，也可以是A与B通过一个或多个其它电学元器件间接连接。
在本申请的描述中，除非另有说明，“/”表示“或”的意思，例如，A/B可以表示A或B。本文中的“和/或”仅仅是一种描述关联对象的关联关系，表示可以存在三种关系，例如，A和/或B，可以表示：单独存在A，同时存在A和B，单独存在B这三种情况。
在本申请的描述中，“第一”、“第二”等字样仅用于区别不同对象，并不对数量和执行次序进行限定，并且“第一”、“第二”等字样也并不限定一定不同。此外，术语“包括”和“具有”以及它们的任何变形，意图在于覆盖不排他的包含。
下面结合附图来对本申请的技术方案作进一步的详细描述。
在本申请实施例中，电子设备1可以是移动电话、笔记本电脑、电脑机箱、电动汽车、智能音箱、智能手表或可穿戴设备等用电设备。本申请实施例提供的电源模组可应用于电子设备1中。
图1A是本申请实施例提供的电子设备的一种示意图。如图1A所示，电子设备1包括电源模组10和负载20。电源模组10用于接收输入电压Vin，并提供输出电压Vout为负载20供电。
图1B是本申请实施例提供的电子设备的另一种示意图。如图1B所示，电子设备1还包括电源模组10、负载20和内部电源30。内部电源30用于接收输入电压Vin,并为电源模组10供电。电源模组10用于接收内部电源30的供电，并提供输出电压Vout为负载20供电。
在本申请实施例中，电子设备1还可以是电源适配器、充电器、移动电源等供电设备。本申请实施例提供的电源模组可应用于电子设备1中。
图2A是本申请实施例提供的电子设备的另一种示意图。如图2A所示，电子设备1中包括电源模组10。电源模组10用于接收输入电压Vin，并提供输出电压Vout为负载20供电。
图2B是本申请实施例提供的电子设备的另一种示意图。如图2B所示，电子设备1包括电源模组10和内部电源30。内部电源30用于接收输入电压Vin,并为电源模组10供电。电源模组10用于接收内部电源30的供电，并提供输出电压Vout为负载20供电。
本申请实施例中，电子设备1可以包括多个电源模组10，多个电源模组10提供输出电压Vout为负载20供电。在一种实施例中，电子设备1可以包括多个负载20，电源模组10提供多个输出电压Vout分别为多个负载20供电。在一种实施例中，电子设备1可以包括多个电源模组10和多个负载20，多个电源模组10分别提供多个输出电压Vout为多个负载20供电。
本申请实施例中，输入电压Vin可以为交流电，内部电源30或电源模组10可以包括交直流转换电路。本申请实施例中，输入电压Vin可以为直流电，内部电源30可以包括储能装置，电源模组10可以包括直流变换电路。相应地，在电子设备1独立工作时，内部电源30的储能装置可以为电源模组10供电。
本申请实施例中，输入电压Vin可以为直流电。电子设备1的负载20可以包括用电装置、储能装置或外接设备中的一种或多种。在一种实施例中，负载20可以是电子设备1的用电装置，比如处理器、显示器等。在一种实施例中，负载20可以是电子设备1的储能装置，比如电池。在一种实施例中，负载20可以是电子设备1的外接设备，比如显示器、键盘等其他电子设备。
图3是本申请实施例提供的电源模组的一种示意图。如图3所示，电源模组11包括控制电路111、直流变换电路112以及整流电路113。电源模组11用于接收输入电源提供的输入电压Vin，并提供输出电压Vout为负载20供电。
控制电路111与直流变换电路112和整流电路113连接。控制电路111用于控制直流变换电路112和整流电路113的运行。直流变换电路112的输入端连接输入电源，用于接收输入电源提供的输入电压Vin。在本申请实施例中，输入电源提供的输入电压Vin为直流电。在本申请实施例中，直流变换电路112中包括主功率管、辅助功率管及变压器。其中，变压器包括原边绕组和副边绕组。在一种实施例中，直流变换电路112包括非对称半桥反激变换电路。在一种实施例中，直流变换电路112包括有源钳位反激变换电路。整流电路113用于接收直流变换电路112中变压器的供电，并输出电压Vout为负载20供电。即，直流变换电路112经整流电路113为负载20供电。在本申请实施例中，整流电路113包括开关管和电容。
图4是本申请实施例提供的电源模组的另一种示意图。如图4所示，电源模组11包括控制电路111、直流变换电路112、整流电路113、辅助绕组114及整流电路115。电源模组11用于接收输入电源提供的输入电压Vin，并提供输出电压Vout为负载20供电。应该理解的是，图4与图3相同的部分，不再赘述。辅助绕组114用于接收直流变换电路112中变压器的供电。整流电路115用于接收辅助绕组114的供电，并为控制电路111供电。即，辅助绕组经整流电路115为控制电路111供电。在本申请实施例中，整流电路115包括开关管和电容。
在本申请实施例中，原边绕组是指放置于变压器初级负责输入电压电流的绕组，副边绕组是指放置于变压器次级负责输出电压电流的绕组。辅助绕组是指与变压器耦合并为控制装置供电的绕组等。
需要说明的是，在本申请实施例中，主功率管、辅助功率管以及开关管可以是金属氧化物半导体场效应管(Metal-Oxide-Semiconductor Field-Effect Transistor，MOSFET)、绝缘栅双极型晶体管(Insulated Gate Bipolar Transistor，IGBT)，晶闸管、双极型功率晶体管(bipolar power transistor)或宽禁带半导体场效应管。
在本申请实施例中，主功率管、辅助功率管以及开关管可以分别是不同类型晶体管。示例性的，主功率管是MOSFET，辅助功率管是IGBT，开关管是宽禁带半导体场效应管。或者，主功率管、辅助功率管以及开关管可以是同一类型晶体管。示例性的，主功率管、辅助功率管以及开关管都是MOSFET。可以理解的是，本申请实施例中仅以主功率管、辅助功率管以及开关管为MOSFET进行示例性说明，但本申请实施例对主功率管、辅助功率管以及开关管的晶体管类型不做限定。
在本申请实施例中，主功率管、辅助功率管以及开关管的驱动方式是高电平导通、低电平关断。示例性的，主功率管接收高电平驱动信号，主功率管导通。主功率管接收低电平驱动信号，主功率管关断。可以理解的是，本申请实施例中主功率管、辅助功率管以及开关管还可以采用其他驱动方式，本申请实施例对于主功率管、辅助功率管以及开关管的驱动方式不做限定。
本申请实施例提供的控制电路可以包括脉冲宽度调制(Pulse-widthmodulation，PWM)控制器、中央处理单元(central processing unit，CPU)、其他通用处理器、数字信号处理器(digital signal processor，DSP)、专用集成电路(applicationspecific integrated circuit，ASIC)、现成可编程门阵列(field-programmable gatearray，FPGA)或者其他可编程逻辑器件、分立门或者晶体管逻辑器件等。
图5是本申请实施例提供电源模组的控制电路的一种示意图。如图5所示，控制电路111包括控制单元1111、主功率管驱动器1112、辅助功率管驱动器1113以及整流电路驱动器1114。主功率管驱动器1112和辅助功率管驱动器1113分别用于控制直流变换电路112中的主功率管和辅助功率管。整流电路驱动器1114用于控制图3中整流电路113和图4中整流电路115。
图6是本申请实施例提供电源模组的控制电路的另一种示意图。如图6所示，控制电路111包括直流变换电路控制单元1115、整流电路控制单元1116、主功率管驱动器1112、辅助功率管驱动器1113以及整流电路驱动器1114。直流变换电路控制单元1115用于控制主功率管驱动器1112和辅助功率管驱动器1113。整流电路控制单元1116用于控制整流电路驱动器1114。主功率管驱动器1112和辅助功率管驱动器1113分别用于控制直流变换电路112中的主功率管和辅助功率管。整流电路驱动器1114用于控制图3中整流电路113和图4中整流电路115。
在本申请实施例中，控制电路可以采用图5所示的电路结构，也可以采用是图6所示的电路结构。本申请实施例提供的控制电路还可以采用能实现本申请技术方案的其他电路结构，本申请实施例对于控制电路的电路结构不做限定。
本申请实施例提供的电源模组及其控制电路可以控制整流电路向直流变换电路中变压器放电，减少直流变换电路中主功率管的源极与漏极之间的电压差，从而减少主功率管的开关损耗，进而提高电源模组及其所在的电子设备的电源转换效率。
在申请实施例中，电源模组11运行时，控制电路111控制直流变换电路112运行于非连续导通模式。具体的，控制电路111控制直流变换电路112中主功率管和辅助功率管交替导通和关断。示例性的，在非连续导通模式，主功率管关断后辅助功率管才导通，辅助功率管关断后主功率管才导通，主功率管和辅助功率管不同时导通。示例性的，非连续导通模式的一个周期内，首先主功率管导通，然后主功率管关断，然后辅助功率管导通，最后辅助功率管关断。接下来，主功率管再次导通，进入非连续导通模式的下一个周期。
在本申请实施例中，电源模组11运行时，直流变换电路112运行于非连续导通模式。在非连续导通模式一个周期中，控制电路111控制直流变换电路112中主功率管和辅助功率管交替导通和关断。在辅助功率管关断后、主功率管导通前，控制电路111控制图3中整流电路113或图4中整流电路115向直流变换电路112中变压器放电预设时长。在一种实施例中，控制电路111可以根据直流变换电路112中主功率管的漏极和源极之间的电压差值，控制图3中整流电路113或图4中整流电路115向直流变换电路112中变压器放电。
在一种实施例中，控制电路111可以控制整流电路113通过直流变换电路112中变压器的副边绕组向变压器放电，如图3所示。控制电路111可以根据直流变换电路112中主功率管的漏极和源极之间的电压差值与输入电压Vin的比较结果，控制整流电路113通过直流变换电路112中变压器的副边绕组向变压器放电。或者，控制电路111可以根据直流变换电路112中主功率管的漏极和源极之间的电压差值与输入电压Vin和原边绕组耦合电压之和的比较结果，控制整流电路113通过直流变换电路112中变压器的副边绕组向变压器放电。预设时长后，控制电路111控制整流电路113停止放电。
在一种实施例中，控制电路111可以控制整流电路115通过辅助绕组114向直流变换电路112中变压器放电，如图4所示。控制电路111可以根据直流变换电路112中主功率管的漏极和源极之间的电压差值与输入电压Vin的比较结果，控制整流电路115通过辅助绕组114向变压器放电。或者，控制电路111可以根据直流变换电路112中主功率管的漏极和源极之间的电压差值与输入电压Vin和原边绕组耦合电压之和的比较结果，控制整流电路115通过辅助绕组114向变压器放电。预设时长后，控制电路111控制整流电路115停止放电。
停止放电后，控制电路111根据主功率管的漏极和源极之间的电压差值与预设电压值的比较结果，控制所述主功率管导通。在本申请实施例中，控制电路111可以采用一种或多种方式检测主功率管的漏极和源极之间的电压差值。
在一种实施例中，控制电路111可以检测主功率管的漏极和源极两端的电压差值。示例性的，主功率管的漏极和源极两端的电压差值小于或等于预设电压值，相应地控制电路111控制主功率管导通。
在一种实施例中，直流变换电路112为非对称半桥反激变换电路，控制电路111可以检测主功率管的源极电压。在非对称半桥反激变换电路的一种连接方式中，主功率管的漏极连接输入电源，主功率管的漏极电压等于输入电压Vin。相应的，主功率管的漏极和源极之间的电压差值等于主功率管的源极电压与输入电压Vin之间的差值。示例性的，主功率管的源极电压与输入电压Vin的差值小于或等于预设电压值，相应地控制电路111控制主功率管导通。在非对称半桥反激变换电路的另一种连接方式中，主功率管的源极连接参考地，主功率管的源极电压等于参考电压。相应的，主功率管的漏极与源极之间的电压差值等于主功率管的漏极电压。示例性的，主功率管的漏极电压小于或等于预设电压值，相应地控制电路111控制主功率管导通。
在一种实施例中，直流变换电路为有源钳位反激变换电路，控制电路111可以检测主功率管的漏极电压。在有源钳位反激变换电路中，主功率管的源极连接参考地。在本申请实施例中，参考地的电压等于0。相应的，主功率管的漏极和源极之间的电压差值等于主功率管的漏极电压。示例性的，主功率管的漏极电压小于或等于预设电压值，相应地控制电路111控制主功率管Q1导通。
在一种实施例中，控制电路111可以检测桥臂中点电压。在本申请实施例中，桥臂中点为直流变换电路主功率管和辅助功率管的耦合链接点。在有源钳位反激变换电路中，主功率管的源极连接参考地，主功率管的漏极电压等于桥臂中点电压。相应的，主功率管的漏极和源极之间的电压差值等于桥臂中点电压。在非对称半桥反激变换电路的一种连接方式中，主功率管的漏极连接输入电源，主功率管的源极电压等于桥臂中点电压。相应的，主功率管的漏极和源极之间的电压差值等于输入电压Vin与桥臂中点电压的差值。在非对称半桥反激变换电路的另一种连接方式中，主功率管的源极连接参考地，主功率管的漏极电压等于桥臂中点电压。相应的，主功率管的漏极和源极之间的电压差值等于桥臂中点电压与参考电压的差值。
在本申请实施中，预设电压值可以是大于0且小于输入电压Vin的任意值。示例性的，输入电压Vin通常是90V-264V，预设电压值可以设置为0V，5V，6V，10V或20V等。预设电压值越小时，主功率管导通时的开关损耗越小。预设电压值为0V，主功率管的开关损耗最小。考虑到功率开关管的工艺成本，预设电压值可以设为5V，6V，10V，20V等大于零的值，不仅可以降低主功率管的开关损耗，还可以兼顾电源模组的成本。
本申请实施例提供的电源模组及其控制电路控制整流电路向变压器放电预设时长，在预设时长后控制电路控制整流电路停止放电，可以减少非对称半桥反激变换电路中主功率管的漏极和源极之间的电压差值，并且可以在主功率管的漏极和源极之间的电压差值较小时导通主功率管，从而减少主功率管的开关损耗，进而提高电源模组及其所在的电子设备的电源转换效率。
本申请实施例提供的电源模组11中直流变换电路112可以是非对称半桥反激变换电路。
图7是本申请实施例提供的一种电源模组的一种电路示意图。如图7所示，电源模组11包括控制电路111、非对称半桥反激变换电路112以及整流电路113。其中，控制电路111分别与非对称半桥反激变换电路112和整流电路113连接，用于控制非对称半桥反激变换电路112和整流电路113的运行。其中，非对称半桥反激变换电路112的输入端连接输入电源接收输入电压Vin。整流电路113的输入端与非对称半桥反激变换电路112的输出端连接，整流电路113的输出端提供输出电压Vout为负载20供电。
非对称半桥反激变换电路112包括半桥反激电路1121和变压器1122。在本申请实施例中，半桥反激电路1121包括主功率管和辅助功率管。控制电路111用于控制半桥反激电路1121中主功率管和辅助功率管的导通和关断。变压器1122包括原边绕组和副边绕组。变压器1122的原边绕组和副边绕组通过磁芯耦合。
其中，半桥反激电路1121的输入端连接输入电源，半桥反激电路1121的输出端连接变压器1122的原边绕组。整流电路113的输入端与变压器1122的副边绕组连接，整流电路113的输出端提供输出电压Vout为负载20供电。
图8是本申请实施例提供的一种电源模组的另一种电路示意图。如图8所示，电源模组11包括控制电路111、非对称半桥反激变换电路112、整流电路113、辅助绕组114及整流电路115。可以理解的是，图8中与图7中相同的部分，不再赘述。其中，控制电路111与非对称半桥反激变换电路112和整流电路115连接，用于控制非对称半桥反激变换电路112和整流电路115的运行。辅助绕组114通过变压器1122的磁芯与变压器1122的原边绕组耦合。辅助绕组114用于通过整流电路115为控制电路111供电。具体的，整流电路115的输入端与辅助绕组114连接，整流电路115的输出端用于给控制电路111供电。
图7和图8所示的电源模组11运行时，控制电路111控制非对称半桥反激变换电路112运行于非连续导通模式。具体的，半桥反激电路1121接收输入电源提供的输入电压Vin，控制电路111控制半桥反激电路1121中主功率管和辅助功率管交替导通和关断，对变压器1122的原边绕组进行励磁。如图7所示，变压器1122的原边绕组可以将能量传输至变压器1122的副边绕组。如图8所示，变压器1122的原边绕组可以将能量传输至变压器1122的副边绕组和辅助绕组114。
在非连续导通模式的一个周期内，非对称半桥反激变换电路112的辅助功率管关断后、主功率管导通前，控制电路111控制图7中整流电路113或图8中整流电路115向变压器1122放电预设时长。
在一种实施例中，半桥反激电路1121中辅助功率管关断后、且主功率管导通前，控制电路111可以控制整流电路113通过变压器1122的副边绕组在预设时长内向变压器1122放电。如图7所示，辅助功率管关断后、主功率管导通前，控制电路111控制整流电路113通过变压器1122的副边绕组向变压器1122放电，并在预设时长后控制电路111控制整流电路113停止放电。具体的，变压器1122的原边绕组和副边绕组通过磁芯耦合。整流电路113放电产生的放电电流在流经变压器1122的副边绕组，变压器1122的原边绕组产生耦合电压。变压器1122的原边绕组和半桥反激电路1121中主功率管的寄生电容构成LC振荡电路。
整流电路113放电预设时长后，控制电路111控制整流电路113停止放电。整流电路113停止向变压器1122的副边绕组输出放电电流，变压器1122的原边绕组两端不再产生耦合电压。相应地，半桥反激电路1121中主功率管的漏极和源极之间的电压差值减小。
在一种实施例中，半桥反激电路1121中辅助功率管关断后、且主功率管导通前，控制电路111可以控制整流电路115通过辅助绕组向变压器1122放电预设时长。如图8所示，辅助功率管关断后、主功率管导通前，控制电路111控制整流电路115通过辅助绕组114开始向变压器1122放电，并在预设时长后控制电路111控制整流电路115停止放电。具体的，变压器1122的原边绕组和辅助绕组114通过磁芯耦合。
整流电路115放电产生的放电电流流经辅助绕组114，变压器1122的原边绕组会产生耦合电压。整流电路115放电预设时长后，控制电路111控制整流电路115停止放电。整流电路115停止向辅助绕组114输出放电电流，变压器1122的原边绕组两端不再产生耦合电压。相应地，半桥反激电路1121中主功率管的漏极和源极之间的电压差值减小。
在本申请实施例中，图7中整流电路113或图8中整流电路115放电的预设时长可以根据变压器1122的原边绕组的电流方向确定。
在一种实施方式中，控制电路111可以根据半桥反激电路1121中主功率管的漏极和源极之间的电压差值与输入电压Vin的比较结果，控制电路111控制图7中整流电路113或图8中整流电路115开始向变压器放电。示例性的，半桥反激电路1121中主功率管的漏极和源极之间的电压差值与输入电压Vin的差值小于或等于预设值时，控制电路111控制图7中整流电路113或图8中整流电路115开始向变压器放电。
图7中整流电路113或图8中整流电路115停止向变压器1122放电后，控制电路111根据半桥反激电路1121中主功率管的漏极和源极之间的电压差值与预设电压值的比较结果，控制主功率管导通。示例性的，主功率管的漏极和源极之间的电压差值小于或等于预设电压值时，控制电路111控制主功率管导通。主功率管导通后，非对称半桥反激变换电路112运行于非连续导通模式的下一个周期。
在本申请实施中，预设电压值可以是大于0且小于输入电压Vin的任意值。示例性的，输入电压Vin通常是90V-264V，预设电压值可以设置为0V，5V，6V，10V或20V等。预设电压值越小时，主功率管导通时的开关损耗越小。预设电压值为0V，主功率管的开关损耗最小。考虑到功率开关管的工艺成本，预设电压值可以设为5V，6V，10V，20V等大于零的值，不仅可以降低主功率管的开关损耗，还可以兼顾电源模组的成本。
本申请实施例提供的电源模组及其控制电路控制整流电路向变压器放电预设时长，在预设时长后控制电路控制整流电路停止放电，可以减少非对称半桥反激变换电路中主功率管的漏极和源极之间的电压差值，并且可以在主功率管的漏极和源极之间的电压差值较小时导通主功率管，从而减少主功率管的开关损耗，进而提高电源模组及其所在的电子设备的电源转换效率。
图9是本申请实施例提供的电源模组的一种电路示意图。如图9所示，电源模组11包括控制电路111、非对称半桥反激变换电路112以及整流电路113。其中，非对称半桥反激变换电路112包括半桥反激电路1121和变压器1122。半桥反激电路1121包括主功率管Q1、辅助功率管Q2以及谐振电容C1。变压器1122包括原边绕组和副边绕组。整流电路113包括开关管Q3和电容C2。
半桥反激电路1121中主功率管Q1和辅助功率管Q2串联。示例性的，主功率管Q1的漏极接收输入电压Vin，主功率管Q1的源极与辅助功率管Q2的漏极相连，辅助功率管Q2的源极与参考地相连。
变压器1122的原边绕组和副边绕组通过磁芯耦合。变压器1122的原边绕组通过谐振电容C1并联在辅助功率管Q2的漏极和源极之间。示例性的，谐振电容C1的一端连接辅助功率管Q2的源极，谐振电容C1的另一端连接原边绕组的异名端，原边绕组的同名端连接辅助功率管Q2的漏极。变压器1122的副边绕组经过整流电路113提供输出电压Vout为负载20供电。示例性的，开关管Q3的漏极与变压器1122的副边绕组的异名端连接，开关管Q3的源极与电容C2的一端，电容C2的另一端与变压器1122的副边绕组的同名端连接。
图10是本申请实施例提供的电源模组的另一种电路示意图。如图10所示，电源模组11包括控制电路111、非对称半桥反激变换电路112、整流电路113、辅助绕组114、以及整流电路115。应该理解的是，图10与图9相同的部分，不再赘述。其中，辅助绕组114通过磁芯与变压器1122的原边绕组耦合。整流电路115包括开关管Q3和电容C2。
如图10所示，辅助绕组114经过整流电路115为控制电路111供电。示例性的，辅助绕组114的异名端与整流电路115中的开关管Q3的漏极连接，开关管Q3的源极与电容C2的一端连接，辅助绕组114的同名端与整流电路113中的电容C2的另一端连接。
图11是本申请实施例提供的电源模组运行过程的示意图。如图11所示，Vg(Q1,Q2)中的实线表示控制电路111向主功率管Q1发送的控制信号Vg(Q1)，Vg(Q1,Q2)中的虚线表示控制电路111向辅助功率管Q2发送的控制信号Vg(Q2)。Vg(Q3)用于表示控制电路111向开关管Q3发送的控制信号Vg(Q3)。Itrf用于表示变压器1122的原边绕组电流。其中，变压器1122的原边绕组电流Itrf的流经方向可能是从主功率管Q1的源极流向变压器1122的原边绕组，即顺时针方向。变压器1122的原边绕组电流Itrf的流经方向也可能是从变压器1122的原边绕组流向主功率管Q1的源极，即逆时针方向。VHB1用于表示主功率管Q1和辅助功率管Q2的串联耦合点的电压。在本申请实施例中，主功率管Q1和辅助功率管Q2的串联耦合点，也可以称为桥臂中点。
下面结合图11，介绍图9和图10所示的电源模组11的运行过程及其控制电路111的控制功能。如图11所示，t0时刻到t6时刻是非连续导通模式的一个周期，t6时刻之后是非连续导通模式的下一个周期。
在t0时刻之前，电源模组11处于待机状态或未启动状态。电源模组11中主功率管Q1、辅助功率管Q2以及开关管Q3均处于关断状态。
从t0时刻开始，电源模组11开始运行，非对称半桥反激变换电路112运行于非连续导通模式。具体的，控制电路111控制非对称半桥反激变换电路112中主功率管Q1和辅助功率管Q2工作在非连续导通模式。
在t0时刻，控制电路111控制主功率管Q1导通，控制电路111控制辅助功率管Q2和开关管Q3关断。变压器1122的原边绕组电流Itrf沿顺时针方向增大，桥臂中点电压VHB1等于输入电压Vin。
在t0时刻之后的t1时刻，控制电路111控制辅助功率管Q2和开关管Q3保持关断，控制电路111控制主功率管Q1关断。即，控制电路111控制辅助功率管Q2和开关管Q3关断，并控制主功率管Q1导通一段时间后关断。主功率管Q1关断后，原边绕组电流Itrf不能突变，原边绕组电流Itrf沿顺时针方向缓慢减小。
在t1时刻之后的t2时刻，控制电路111控制主功率管Q1和开关管Q3保持关断，控制电路111控制辅助功率管Q2导通。即，控制电路111控制主功率管Q1关断一段时间后，控制辅助功率管Q2导通。辅助功率管Q2导通后，桥臂中点与参考地连接，桥臂中点电压VHB1等于参考地的电压。在本申请实施例中，参考地的电压为0。
在t2时刻之后的t3时刻，控制电路111控制主功率管Q1和开关管Q3保持关断，控制电路111控制辅助功率管Q2关断。即，控制电路111控制辅助功率管Q2导通一段时间后，控制辅助功率管Q2关断。
在t3时刻之后的t31时刻，变压器1122的原边绕组与主功率管Q1的寄生电容构成LC振荡电路。t31时刻后，桥臂中点电压VHB1与原边绕组电流Itrf振荡。
在t31时刻之后的t4时刻，控制电路111控制开关管Q3导通预设时长，电容C2在预设时长内向变压器1122放电。具体的，在t4时刻辅助功率管Q2关断、主功率管Q1未导通。即，辅助功率管Q2关断后、所述主功率管Q1导通前，控制电路111控制整流电路113中的开关管Q3导通，整流电路113中的电容C2向变压器1122放电。
如图9所示，在t4时刻，控制电路111控制整流电路113中的开关管Q3导通，整流电路113中的电容C2通过变压器1122的副边绕组向变压器1122放电。开关管Q3处于导通状态，主功率管Q1和辅助功率管Q2处于关断状态，变压器1122的副边绕组、电容C2以及开关管Q3形成回路。电容C2放电可以在变压器1122的副边绕组两端产生电压，相应地变压器1122的原边绕组两端产生耦合电压。
如图10所示，在t4时刻，控制电路111控制整流电路115中的开关管Q3导通，整流电路115中的电容C2通过辅助绕组114向变压器1122放电。开关管Q3处于导通状态，主功率管Q1和辅助功率管Q2处于关断状态，变压器1122的辅助绕组114、电容C2以及开关管Q3形成回路。电容C2放电可以在辅助绕组114两端产生电压，相应地变压器1122的原边绕组两端产生耦合电压。
在本申请实施例中，变压器1122的副边绕组两端的电压与变压器1122的原边绕组两端的电压的比值，等于变压器1122的副边绕组的匝数与变压器1122的原边绕组的匝数的比值。在本申请实施例中，辅助绕组114两端的电压与变压器1122的原边绕组两端的电压的比值，等于辅助绕组114的匝数与变压器1122的原边绕组的匝数的比值。
在一种实施例中，在辅助功率管Q2关断后、主功率管Q1导通前，主功率管Q1的漏极和源极之间的电压差值与输入电压Vin的差值小于或等于预设电压值时，控制电路111控制开关管Q3导通，电容C2向变压器1122放电。主功率管Q1的漏极电压等于输入电压Vin，主功率管Q1的源极电压等于桥臂中点电压VHB1。示例性的，t4时刻桥臂中点电压VHB1震荡至最低点时，主功率管Q1的漏极和源极之间的电压差值最接近输入电压Vin，主功率管Q1的漏极和源极之间的电压差值与输入电压Vin的差值小于或等于预设电压值。相应的，控制电路111控制开关管Q3导通，电容C2向变压器1122放电。
如图9所示，主功率管Q1的漏极和源极之间的电压差值等于输入电压Vin时，控制电路111控制整流电路113向变压器1122放电。
如图10所示，主功率管Q1的漏极和源极之间的电压差值等于输入电压Vin时，控制电路111控制整流电路115向变压器1122放电。
在t4时刻之后的t5时刻，控制电路111控制开关管Q3关断，电容C2停止向变压器1122放电。即，控制电路111控制开关管Q3导通预设时长后，控制电路111控制开关管Q3关断。其中，预设时长可以根据变压器1122的原边绕组电流Itrf的电流方向确定。开关管Q3关断后，电容C2停止放电。相应地，变压器1122的原边绕组两端不产生耦合电压。原边绕组电流Itrf为逆时针方向且不能突变。变压器1122的原边绕组、辅助功率管Q2的寄生电容、以及谐振电容C1形成回路。
在一种实施例中，控制电路111控制整流电路113停止通过变压器1122的副边绕组向变压器1122放电。如图9所示，控制电路111控制开关管Q3导通预设时长后，控制电路111控制开关管Q3关断，电容C2停止放电。相应地，整流电路113停止向变压器1122放电。
在一种实施例中，控制电路111控制整流电路115停止通过辅助绕组114向变压器1122放电。如图10所示，控制电路111控制开关管Q3导通预设时长后，控制电路111控制开关管Q3关断，电容C2停止放电。相应地，整流电路115停止向变压器1122放电。
图12是本申请实施例提供的电源模组中变压器原边绕组的电流方向示意图。图12中虚线箭头用于表示原边绕组电流Itrf的电流方向。开关管Q3关断后，电容C2停止放电，相应地原边绕组两端不产生耦合电压，原边绕组电流Itrf不能突变且保持逆时针方向。如图12所示，变压器1122的原边绕组、辅助功率管Q2的寄生电容CQ2、以及谐振电容C1形成回路。原边绕组电流Itrf给辅助功率管Q2的寄生电容CQ2充电，辅助功率管Q2的寄生电容CQ2的电压升高。相应的，桥臂中点电压VHB1升高。
在t5时刻之后的t6时刻，控制电路111根据主功率管Q1的漏极和源极之间的电压差值与预设电压值的比较结果控制主功率管Q1导通。即，控制电路111控制开关管Q3关断后，控制电路111根据主功率管Q1的漏极和源极之间的电压差值与预设电压值的比较结果控制主功率管Q1导通。在本申请实施例中，控制电路111可以采用一种或多种方式检测主功率管Q1的漏极和源极之间的电压差值。
在一种实施例中，控制电路111可以检测主功率管Q1的漏极和源极两端的电压差值。示例性的，t6时刻主功率管Q1的漏极和源极两端的电压差值小于或等于预设电压值。相应地，控制电路111控制主功率管Q1导通，控制辅助功率管Q2和开关管Q3保持关断。
在一种实施例中，控制电路111可以检测主功率管Q1的源极电压和输入电压Vin之间的差值。如图9和图10所示，主功率管Q1的漏极连接输入电源。相应的，主功率管Q1的漏极电压等于输入电压Vin。在t6时刻主功率管Q1的源极电压与输入电压Vin的差值小于或等于预设电压值。相应地，控制电路111控制主功率管Q1导通，控制辅助功率管Q2和开关管Q3保持关断。
在一种实施例中，控制电路111可以检测桥臂中点电压VHB1。如图9和图10所示，主功率管Q1的源极电压等于桥臂中点电压VHB1,主功率管Q1的漏极电压等于输入电压Vin。主功率管Q1的漏极和源极两端的电压差值等于桥臂中点电压VHB1与输入电压Vin的差值。示例性的，在t6时刻桥臂中点电压VHB1与输入电压Vin的差值小于或等于预设电压值。相应地，控制电路111控制主功率管Q1导通，控制辅助功率管Q2和开关管Q3保持关断。
在t6时刻之后，主功率管Q1导通，辅助功率管Q2和开关管Q3处于关断状态。非对称半桥反激变换电路112运行于非连续导通模式的下一个周期。
本申请实施例提供的电源模组及其控制电路可以通过控制整流电路向变压器放电，减少非对称半桥反激变换电路中主功率管的源极与漏极之间的电压差，从而减少主功率管的开关损耗，进而提高电源模组及其所在的电子设备的电源转换效率。
图13是本申请实施例提供的一种电源模组的一示意图。图13与图9-图10中相同的部分，不再赘述。如图13所示，电源模组11包括负载电路21。负载电路21包括整流电路113和负载20。整流电路113为负载20供电。电源模组11中变压器1122的副边绕组为负载电路21供电。在一种实施方式中，负载电路21也可以是电源模组11或电子设备1的外接设备。
图14是本申请实施例提供的一种电源模组的另一示意图。图14与图9-图10中相同的部分，不再赘述。如图14所示，电源模组11包括控制电路111、非对称半桥反激变换电路112以及整流电路113。其中，半桥反激电路1121的辅助功率管Q2的漏极接收输入电压Vin，辅助功率管Q2的源极与主功率管Q1的漏极串联，主功率管Q1的源极连接参考地。变压器1122的原边绕组的异名端经过谐振电容C1与辅助功率管Q2的漏极连接，变压器1122的原边绕组的同名端与辅助功率管Q2的源极和主功率管Q1的漏极连接。在本申请实施例中，辅助功率管Q2的源极和主功率管Q1的漏极的串联连接点，可以称为桥臂中点。
图15是本申请实施例提供的一种电源模组的另一示意图。图15与图14中相同的部分，不再赘述。如图15所示，电源模组11包括控制电路111、非对称半桥反激变换电路112、整流电路113、辅助绕组114以及整流电路115。辅助绕组114通过磁芯与变压器1122的原边绕组耦合。辅助绕组114经过整流电路115为控制电路111供电。
图16是本申请实施例提供的电源模组运行过程的示意图。图16与图11中相同的部分，不再赘述。如图16所示，VHB2表示图14和图15中辅助功率管Q2的源极和主功率管Q1的漏极的串联连接点的电压，也就是桥臂中点电压。
下面结合图16，介绍图14和图15所示的电源模组11的运行过程及其控制电路111的控制功能。如图16所示，t0时刻到t6时刻是DCM模式的一个周期，t6时刻之后是DCM模式的下一个周期。
在t0时刻之前，电源模组11处于待机状态或未启动。主功率管Q1、辅助功率管Q2以及开关管Q3均处于关断状态。
从t0时刻开始，电源模组11开始运行，非对称半桥反激变换电路112运行于非连续导通模式。具体的，控制电路111控制主功率管Q1和辅助功率管Q2工作在非连续导通模式。
在t0时刻，控制电路111控制主功率管Q1导通，控制电路111控制辅助功率管Q2和开关管Q3关断。输入电源提供的输入电压Vin对变压器1122的原边绕组励磁。原边绕组电流Itrf沿顺时针方向增大，桥臂中点电压VHB2等于参考地的电压。在本申请实施例中，参考地的电压等于0。
在t0时刻之后的t1时刻，控制电路111控制辅助功率管Q2和开关管Q3保持关断，控制电路111控制主功率管Q1关断。即，控制电路111控制辅助功率管Q2和开关管Q3关断，并控制主功率管Q1导通一段时间后关断。主功率管Q1关断后，输入电压Vin对主功率管Q1内部的寄生电容充电，桥臂中点电压VHB2升高。
在t1时刻之后的t2时刻，控制电路111控制主功率管Q1和开关管Q3保持关断，控制电路111控制辅助功率管Q2导通。即，控制电路111控制主功率管Q1关断一段时间后，控制电路111控制辅助功率管Q2导通。辅助功率管Q2导通后，桥臂中点电压VHB2的电压等于输入电压Vin。
在t2时刻之后的t3时刻，控制电路111控制主功率管Q1和开关管Q3保持关断，控制电路111控制辅助功率管Q2关断。即，控制电路111控制辅助功率管Q2导通一段时间后，控制电路111控制辅助功率管Q2关断。辅助功率管Q2关断后，主功率管Q1内部的寄生电容的电压等于桥臂中点电压VHB2。在t3时刻，VHB2的电压等于输入电压Vin。
在t3时刻之后的t31时刻，变压器1122的原边绕组与主功率管Q1的寄生电容进行自由震荡，桥臂中点电压VHB2的电压与原边绕组电流Itrf发生振荡。
在t31时刻之后的t4时刻，控制电路111控制开关管Q3导通，电容C2向变压器1122放电。即，辅助功率管Q2关断后、主功率管Q1导通前，控制电路111控制开关管Q3导通，电容C2向变压器1122放电。电容C2放电可以在变压器1122的副边绕组或辅助绕组114两端产生电压，相应地变压器1122的原边绕组两端产生耦合电压。相应地，桥臂中点电压VHB2的电压等于输入电压Vin。
如图14所示，控制电路111控制整流电路113中的开关管Q3导通，整流电路113中的电容C2通过变压器1122的副边绕组向变压器1122放电。具体的，开关管Q3处于导通状态，主功率管Q1和辅助功率管Q2处于关断状态，变压器1122的副边绕组、电容C2以及开关管Q3形成回路。
如图15所示，控制电路111控制整流电路115中的开关管Q3导通，整流电路115中的电容C2通过辅助绕组114向变压器1122放电。具体的，开关管Q3处于导通状态，主功率管Q1和辅助功率管Q2处于关断状态，变压器1122的辅助绕组114、电容C2以及开关管Q3形成回路。
在一种实施例中，在辅助功率管Q2关断后、主功率管Q1导通前，主功率管Q1的漏极和源极之间的电压差值等于或小于输入电压Vin时，控制电路111控制开关管Q3导通使电容C2向变压器1122放电。在辅助功率管Q2关断后，桥臂中点电压VHB2与原边绕组电流Itrf振荡。主功率管Q1的源极与参考地连接，主功率管Q1的源极电压等于参考电压。主功率管Q1的漏极电压等于桥臂中点电压VHB2。桥臂中点电压VHB2振荡到最大值时，主功率管Q1的漏极和源极之间的电压差值约等于或小于输入电压Vin。
在t4时刻之后的t5时刻，控制电路111控制开关管Q3导通预设时长后，控制电路111控制开关管Q3关断。即，控制电路111控制开关管Q3关断，电容C2停止向变压器1122放电。其中，预设时长可以基于变压器1122的原边绕组电流Itrf的电流方向确定。开关管Q3关断后，电容C2停止放电。相应地，变压器1122的原边绕组两端不产生耦合电压。此时，主功率管Q1的寄生电容放电，桥臂中点VHB2的电压开始下降。
如图14所示，控制电路111控制开关管Q3导通预设时长后，控制电路111控制开关管Q3关断，整流电路113停止向变压器1122放电。
如图15所示，控制电路111控制开关管Q3导通预设时长后，控制电路111控制开关管Q3关断，整流电路115停止向变压器1122放电。
在t5时刻之后的t6时刻，控制电路111根据主功率管Q1的漏极和源极之间的电压差值与预设电压值的比较结果控制主功率管Q1导通。在本申请实施例中，控制电路111可以采用一种或多种方式检测主功率管Q1的漏极和源极之间的电压差值。
在一种实施例中，控制电路111可以检测主功率管Q1的漏极和源极两端的电压差值。示例性的，t6时刻主功率管Q1的漏极和源极两端的电压差值小于或等于预设电压值。相应地，控制电路111控制主功率管Q1导通，控制辅助功率管Q2和开关管Q3保持关断。
在一种实施例中，控制电路111可以检测主功率管Q1的漏极电压。如图14和图15所示，主功率管Q1的源极连接参考地，也就是说主功率管Q1的源极电压等于参考电压。主功率管Q1的漏极与源极之间的电压差值等于主功率管Q1的漏极电压。示例性的，t6时刻主功率管Q1的漏极电压小于或等于预设电压值。相应地，控制电路111控制主功率管Q1导通，控制辅助功率管Q2和开关管Q3保持关断。
在一种实施例中，控制电路111可以检测桥臂中点电压VHB2。如图14和图15所示，主功率管Q1的源极连接参考地，也就是说主功率管Q1的源极电压等于参考电压。主功率管Q1的漏极与源极之间的电压差值等于桥臂中点电压VHB2。示例性的，t6时刻主功率管Q1的漏极电压小于或等于预设电压值。相应地，控制电路111控制主功率管Q1导通，控制辅助功率管Q2和开关管Q3保持关断。
在t6时刻之后，主功率管Q1导通，辅助功率管Q2和开关管Q3处于关断状态。非对称半桥反激变换电路112运行于非连续导通模式的下一个周期。
本申请实施例提供的电源模组及其控制电路可以通过控制整流电路向变压器放电，减少非对称半桥反激变换电路中主功率管的源极与漏极之间的电压差，从而减少主功率管的开关损耗，进而提高电源模组及其所在的电子设备的电源转换效率。
本申请实施例提供的电源模组11中的直流变换电路112可以是有源钳位反激变换电路。
图17是本申请实施例提供的一种电源模组的一种示意图。如图17所示，电源模组11包括控制电路221，有源钳位反激变换电路222以及整流电路223。其中，控制电路221分别与有源钳位反激变换电路222和整流电路223连接，用于控制有源钳位反激变换电路222和整流电路223的运行。其中，有源钳位反激变换电路222的输入端连接输入电源接收输入电压Vin，有源钳位反激变换电路222的输出端连接整流电路223的输入端，整流电路223的输入端提供输出电压Vout为负载20供电。
有源钳位反激变换电路222包括钳位反激电路2221和变压器2222。在本申请实施例中，钳位反激电路2221包括主功率管和辅助功率管。控制电路221用于控制钳位反激电路2221中的主功率管和辅助功率管。变压器2222包括原边绕组和副边绕组。变压器2222的原边绕组和副边绕组通过磁芯耦合。其中，钳位反激电路2221的输入端接收输入电压Vin，钳位反激电路2221的输出端连接变压器2222的原边绕组。变压器2222的副边绕组通过整流电路223提供输出电压Vout为负载20供电。
图18是本申请实施例提供的一种电源模组的另一种示意图。如图18所示，电源模组11包括控制电路221、有源钳位反激变换电路222、整流电路223、辅助绕组224及整流电路225。可以理解的是，图18中与图17中相同的部分，不再赘述。
其中，控制电路221分别与有源钳位反激变换电路222和整流电路225连接，用于控制有源钳位反激变换电路222和整流电路225的运行。辅助绕组224通过变压器2222的磁芯与变压器2222的原边绕组耦合。辅助绕组224用于通过整流电路225为控制电路221供电。具体的，整流电路225的输入端与辅助绕组224连接，整流电路225的输出端用于给控制电路221供电。
图17和图18所示的电源模组11运行时，控制电路221控制有源钳位反激变换电路222运行于非连续导通模式。具体的，钳位反激电路2221接收输入电压Vin，控制电路111控制钳位反激电路2221中主功率管和辅助功率管交替导通和关断，对变压器2222的原边绕组进行励磁。如图17所示，变压器2222的原边绕组可以将能量传输至变压器2222的副边绕组。如图18所示，变压器2222的原边绕组可以将能量传输至变压器2222的副边绕组及辅助绕组224。
在非连续导通模式的一个周期内，有源钳位反激变换电路222的辅助功率管关断后、主功率管导通前，控制电路221控制图17中整流电路223或图18中整流电路225向变压器2222放电预设时长。
在一种实施例中，钳位反激电路2221中辅助功率管关断后、且主功率管导通前，控制电路221可以控制整流电路223通过变压器2222的副边绕组在预设时长内向变压器2222放电。如图17所示，辅助功率管关断后、主功率管导通前，控制电路111控制整流电路223通过变压器2222的副边绕组向变压器2222放电，并在预设时长后控制电路111控制整流电路223停止放电。具体的，变压器2222的原边绕组和副边绕组通过磁芯耦合。整流电路223放电产生的放电电流流经变压器2222的副边绕组，变压器2222的原边绕组产生耦合电压。变压器2222的原边绕组和钳位反激电路2221中主功率管的寄生电容构成LC振荡电路。
整流电路223放电预设时长后，控制电路221控制整流电路223停止放电。整流电路223停止向变压器2222的副边绕组输出放电电流，变压器2222的原边绕组两端不再产生耦合电压。相应地，钳位反激电路2221中主功率管的漏极和源极之间的电压差值减小。
在一种实施例中，钳位反激电路2221中辅助功率管关断后、且主功率管导通前，控制电路221可以控制整流电路225通过辅助绕组向变压器2222放电预设时长。如图18所示，辅助功率管关断后、主功率管导通前，控制电路221控制整流电路225通过辅助绕组224开始向变压器2222放电，并在预设时长后控制电路221控制整流电路225停止放电。具体的，变压器2222的原边绕组和辅助绕组224通过磁芯耦合。
整流电路225放电产生的放电电流流经辅助绕组224，变压器2222的原边绕组会产生耦合电压。整流电路225放电预设时长后，控制电路221控制整流电路225停止放电。整流电路225停止向辅助绕组224输出放电电流，变压器2222的原边绕组两端不再产生耦合电压。相应地，钳位反激电路2221中主功率管的漏极和源极之间的电压差值减小。
在本申请实施例中，图17中整流电路223或图18中整流电路225放电的预设时长可以根据变压器2222的原边绕组的电流方向确定。
在一种实施方式中，控制电路221可以根据钳位反激电路2221中主功率管的漏极和源极之间的电压差值与输入电压Vin和原边绕组耦合电压之和的比较结果，控制电路221控制图17中整流电路223或图18中整流电路225开始向变压器放电。示例性的，钳位反激电路2221中主功率管的漏极和源极之间的电压差值与输入电压Vin和原边绕组耦合电压之和的差值小于或等于预设值时，控制电路221控制图17中整流电路223或图18中整流电路225开始向变压器放电。
图17中整流电路223或图18中整流电路225停止向变压器2222放电后，控制电路221根据钳位反激电路2221中主功率管的漏极和源极之间的电压差值与预设电压值的比较结果，控制主功率管导通。示例性的，主功率管的漏极和源极之间的电压差值小于或等于预设电压值时，控制电路221控制主功率管导通。主功率管导通后，有源钳位反激变换电路222运行于非连续导通模式的下一个周期。
在本申请实施中，预设电压值可以是大于0且小于输入电压Vin的任意值。示例性的，输入电压Vin通常是90V-264V，预设电压值可以设置为0V，5V，6V，10V或20V等。预设电压值越小时，主功率管导通时的开关损耗越小。预设电压值为0V，主功率管的开关损耗最小。考虑到功率开关管的工艺成本，预设电压值可以设为5V，6V，10V，20V等大于零的值，不仅可以降低主功率管的开关损耗，还可以兼顾电源模组的成本。
本申请实施例提供的电源模组及其控制电路控制整流电路向变压器放电预设时长，在预设时时长后控制电路控制整流电路停止放电，可以减少有源钳位反激变换电路中主功率管的漏极和源极之间的电压差值，并且可以在主功率管的漏极和源极之间的电压差值较小时导通主功率管，从而减少主功率管的开关损耗，进而提高电源模组及其所在的电子设备的电源转换效率。
图19是本申请实施例提供的电源模组的另一种电路示意图。如图19所示，电源模组包括控制电路221、有源钳位反激变换电路222以及整流电路223。其中，有源钳位反激变换电路222包括钳位反激电路2221和变压器2222。钳位反激电路2221包括主功率管Q1、辅助功率管Q2以及钳位电容C3。变压器2222包括原边绕组和副边绕组。整流电路223包括开关管Q3和电容C2。变压器2222的原边绕组和副边绕组通过磁芯耦合。
钳位反激电路2221中主功率管Q1、辅助功率管Q2以及钳位电容C3串联。示例性的，钳位电容C3的一端连接输入电源接收输入电压Vin，钳位电容C3的另一端与辅助功率管Q2的漏极相连，辅助功率管Q2的源极与主功率管Q1的漏极连接，主功率管Q1的源极与参考地连接。
变压器2222的原边绕组的异名端连接输入电源接收输入电压Vin，原边绕组的同名端连接主功率管Q1的漏极和辅助功率管Q2的源极。变压器2222的副边绕组通过整流电路223为负载20供电。示例性的，变压器2222的副边绕组的异名端与开关管Q3的漏极连接，开关管Q3的源极与电容C2的一端连接，电容C2的另一端与变压器2222的副边绕组的同名端连接。
图20是本申请实施例提供的电源模组的另一种电路示意图。可以理解的是，图20中与图19中相同部分，不再赘述。如图20所示，钳位反激电路2221中主功率管Q1、辅助功率管Q2以及钳位电容C3串联。辅助功率管Q2的漏极用于连接输入电源接收输入电压Vin，辅助功率管Q2的源极与钳位电容C3的一端相连，钳位电容C3的另一端与主功率管Q1的漏极相连，主功率管Q1的源极连接参考地。变压器2222中原边绕组的异名端连接输入电源，原边绕组的同名端连接主功率管Q1的漏极和辅助功率管Q2的源极。
图21是本申请实施例提供的电源模组的另一种电路示意图。如图21所示，电源模组11包括控制电路221、有源钳位反激变换电路222、整流电路223、辅助绕组224以及整流电路225。可以理解的是，图21中与图19中相同部分，不再赘述。
整流电路223包括二极管D以及输出电容C0。变压器2222的副边绕组通过整流电路223为负载20供电。变压器2222的副边绕组的同名端与二极管D的阳极相连，输出电容C0的一端与二极管D的阴极相连，输出电容C0的一端与变压器2222的副边绕组的异名端相连。
辅助绕组224通过变压器2222的磁芯与变压器2222的原边绕组耦合。整流电路225包括开关管Q3和电容C2。辅助绕组224通过整流电路225为控制电路221供电，为例于说明用电阻R示意。示例性的，辅助绕组224的异名端与开关管Q3的漏极连接，开关管Q3的源极与电容C2的一端连接，辅助绕组224的同名端与电容C2的另一端连接。
图22是本申请实施例提供的电源模组的另一种电路示意图。如图22所示，电源模组11包括控制电路221、有源钳位反激变换电路222、整流电路223、辅助绕组224以及整流电路225。可以理解的是，图22中与图21中相同部分，不再赘述。图22中的钳位反激电路2221与图20中的钳位反激电路2221相同，不再赘述。
图23是本申请实施例提供的电源模组的另一种电路示意图。如图23所示，电源模组11包括控制电路221、有源钳位反激变换电路222及整流电路223。可以理解的是，图23中与图19或图20中相同部分，不再赘述。图23中的钳位反激电路2221中变压器2222的原边绕组的异名端接收输入电压Vin，变压器2222的原边绕组的同名端与主功率管Q1的漏极相连，主功率管Q1的源极连接参考地。变压器2222的原边绕组的同名端还与钳位电容C3的一端相连，钳位电容C3的另一端连接辅助功率管Q2的源极，辅助功率管Q2的漏极连接参考地。
图24是本申请实施例提供的电源模组的另一种电路示意图。如图24所示，电源模组11包括控制电路221、有源钳位反激变换电路222、整流电路223、辅助绕组224以及整流电路225。可以理解的是，图24中与图21或图22中相同部分，不再赘述。图24中的钳位反激电路2221中变压器2222的原边绕组的异名端接收输入电压Vin，变压器2222的原边绕组的同名端与主功率管Q1的漏极相连，主功率管Q1的源极连接参考地。变压器2222的原边绕组的同名端还与辅助功率管Q2的源极相连，辅助功率管Q2的漏极连接钳位电容C3的一端，钳位电容C3的另一端连接参考地。
图25是本申请实施例提供的一种电源模组的另一示意图。图25与图19-图24中相同的部分，不再赘述。如图25所示，电源模组11包括负载电路21。负载电路21包括整流电路223和负载20。整流电路223为负载20供电。电源模组11中变压器2222的副边绕组为负载电路21供电。在一种实施方式中，负载电路21也可以是电源模组11或电子设备1的外接设备。
图26是本申请实施例提供的电源模组运行过程的示意图。如图26所示，Vg(Q1,Q2)中的实线表示控制电路221向主功率管Q1发送的控制信号Vg(Q1)，Vg(Q1,Q2)中的虚线表示控制电路221向辅助功率管Q2发送的控制信号Vg(Q2)。Vg(Q3)用于表示控制电路221向开关管Q3发送的控制信号Vg(Q3)。Itrf用于表示变压器2222的原边绕组电流。其中，变压器2222的原边绕组电流Itrf的流经方向可能是从主功率管Q1的源极流向变压器2222的原边绕组，即顺时针方向。变压器2222的原边绕组电流Itrf的流经方向也可能是从变压器2222的原边绕组流向主功率管Q1的源极，即逆时针方向。VHB用于表示主功率管Q1和辅助功率管Q2的串联耦合点的电压。在本申请实施例中，主功率管Q1和辅助功率管Q2的串联耦合点，也可以称为桥臂中点。
下面结合图26，介绍图19-图25所示的电源模组11的运行过程及其控制电路221的控制功能。如图26所示，t0时刻到t6时刻是非连续导通模式的一个周期，t6时刻之后是非连续导通模式的下一个周期。
在t0时刻之前，电源模组11处于待机状态或未启动状态。电源模组11中主功率管Q1、辅助功率管Q2以及开关管Q3均处于关断状态。
从t0时刻开始，电源模组11开始运行，有源钳位反激变换电路222运行于非连续导通模式。具体的，控制电路221控制有源钳位反激变换电路222中主功率管Q1和辅助功率管Q2工作在非连续导通模式。
在t0时刻，控制电路221控制主功率管Q1导通，控制电路221控制辅助功率管Q2和开关管Q3关断。变压器2222的原边绕组电流Itrf沿顺时针方向增大，桥臂中点电压VHB等于参考电压。在本申请实施例中，参考地的电压为0。
在t0时刻之后的t1时刻，控制电路221控制辅助功率管Q2和开关管Q3保持关断，控制电路221控制主功率管Q1关断。即，控制电路221控制辅助功率管Q2和开关管Q3关断，并控制主功率管Q1导通一段时间后关断。主功率管Q1关断后，原边绕组电流Itrf不能突变，原边绕组电流Itrf沿顺时针方向缓慢减小，桥臂中点电压VHB的电压将升高。
在本申请实施例中，主功率管Q1导通后，输入电压Vin给原边绕组励磁，副边绕组或辅助绕组两端相应地产生耦合电压nVo。当主功率管Q1关断后，输入电压Vin和耦合电压nVo都加在主功率管Q1内部的寄生电容上，所以VHB的电压升高到输入电压Vin和原边绕组耦合电压NVo之和，即VHB升高到Vin+NVo。N表示原边绕组和副边绕组的绕组匝数比，或者原边绕组和辅助绕组的绕组匝数比；Vo表示副边绕组两端的电压或者辅助绕组两端的电压。
在t1时刻之后的t2时刻，控制电路221控制主功率管Q1和开关管Q3保持关断，控制电路221控制辅助功率管Q2导通。辅助功率管Q2导通后，主功率管Q1和开关管Q3处于关断状态，变压器2222的原边绕组、钳位电容C3以及辅助功率管Q2形成回路。桥臂中点电压VHB等于Vin+NVo。
在t2时刻之后、t3时刻之前，辅助功率管Q2处于导通状态。钳位电容C3和原边绕组形成LC振荡电路。桥臂中点电压VHB仍然为Vin+NVo。
在t3时刻，控制电路221控制主功率管Q1和开关管Q3保持关断，控制电路221控制辅助功率管Q2关断。即，控制电路221辅助功率管Q2导通一段时间后，控制电路221控制辅助功率管Q2关断。辅助功率管Q2关断后，桥臂中点电压VHB的电压仍然为Vin+NVo。
在t3时刻之后的t31时刻，主功率管Q1和辅助功率管Q2处于关断状态，变压器2222的原边绕组与主功率管Q1的寄生电容构成LC振荡电路。桥臂中点电压VHB与原边绕组电流Itrf振荡。
在t4时刻，控制电路221控制开关管Q3导通预设时长，电容C2在预设时长内向变压器2222放电。具体的，在t4时刻辅助功率管Q2关断、主功率管Q1未导通。即，辅助功率管Q2关断后、所述主功率管Q1导通前，控制电路111控制开关管Q3导通，电容C2向变压器1122放电。
如图19、图20、图23以及图25所示，在t4时刻，控制电路221控制整流电路223中的开关管Q3导通，整流电路223中的电容C2通过变压器2222的副边绕组向变压器2222放电。开关管Q3处于导通状态，主功率管Q1和辅助功率管Q2处于关断状态，变压器2222的副边绕组、电容C2以及开关管Q3形成回路。电容C2放电可以在变压器2222的副边绕组两端产生电压，相应地变压器2222的原边绕组两端产生耦合电压。
如图21、图22以及图24所示，在t4时刻，控制电路221控制整流电路225中的开关管Q3导通，整流电路225中的电容C2通过辅助绕组224向变压器2222放电。开关管Q3处于导通状态，主功率管Q1和辅助功率管Q2处于关断状态，辅助绕组224、电容C2以及开关管Q3形成回路。电容C2放电可以在辅助绕组224两端产生电压，相应地变压器2222的原边绕组两端产生耦合电压。
在本申请实施例中，变压器2222的副边绕组两端的电压与变压器2222的原边绕组两端的电压的比值，等于变压器2222的副边绕组的匝数与变压器2222的原边绕组的匝数的比值。在本申请实施例中，辅助绕组224两端的电压与变压器2222的原边绕组两端的电压的比值，等于辅助绕组224的匝数与变压器2222的原边绕组的匝数的比值。
在一种实施例中，主功率管Q1的漏极和源极之间的电压差值与Vin+NVo的差值小于或等于预设电压值时，控制电路221控制Q3导通，以使电容C2向变压器2222放电。可理解的，主功率管Q1的源极与参考地连接，主功率管Q1的漏极电压等于桥臂中点电压VHB。示例性的，t4时刻桥臂中点电压VHB振荡到最高点时，主功率管Q1的漏极和源极之间的电压差值最接近Vin+NVo，主功率管Q1的漏极和源极之间的电压差值与Vin+NVo的差值小于或等于预设电压值。
在t4时刻之后的t5时刻，控制电路221控制开关管Q3关断，电容C2停止向变压器2222放电。即，控制电路221控制开关管Q3导通预设时长后，控制开关管Q3关断。其中，预设时长可以根据变压器2222的原边绕组电流Itrf的电流方向确定。开关管Q3关断后，电容C2停止放电。相应地，变压器2222的原边绕组两端不产生耦合电压。原边绕组电流Itrf为逆时针方向且不能突变，主功率管Q1的寄生电容放电，桥臂中点电压VHB的电压开始减小。
在一种实施例中，控制电路221控制整流电路223停止通过变压器2222的副边绕组向变压器2222放电。如图19、图20、图23以及图25所示，控制电路221控制开关管Q3导通预设时长后，控制电路221控制开关管Q3关断，电容C2停止放电。相应地，整流电路223停止向变压器2222放电。
在一种实施例中，控制电路221控制整流电路225停止通过辅助绕组224向变压器2222放电。如图21、图22以及图24所示，控制电路221控制开关管Q3导通预设时长后，控制电路221控制开关管Q3关断，电容C2停止放电。相应地，整流电路225停止向变压器2222放电。
在t5时刻之后的t6时刻，控制电路221根据主功率管Q1的漏极和源极之间的电压差值与预设电压值的比较结果控制主功率管Q1导通。即，控制电路221控制开关管Q3关断后，控制电路221根据主功率管Q1的漏极和源极之间的电压差值与预设电压值的比较结果控制主功率管Q1导通。在本申请实施例中，控制电路221可以采用一种或多种方式检测主功率管Q1的漏极和源极之间的电压差值。
在一种实施例中，控制电路221可以检测主功率管Q1的漏极和源极两端的电压差值。示例性的，t6时刻主功率管Q1的漏极和源极两端的电压差值小于或等于预设电压值。相应地，控制电路221控制主功率管Q1导通，控制辅助功率管Q2和开关管Q3保持关断。
在一种实施例中，控制电路221可以检测主功率管Q1的漏极电压。如图19-图22所示，主功率管Q1的源极连接参考地，也就是说主功率管Q1的源极电压等于参考电压。相应的，主功率管Q1的漏极和源极两端的电压差值等于主功率管Q1的漏极电压。示例性的，t6时刻主功率管Q1的漏极电压小于或等于预设电压值。相应地，控制电路221控制主功率管Q1导通，控制辅助功率管Q2和开关管Q3保持关断。
在一种实施例中，控制电路221可以检测桥臂中点电压VHB。如图19-图22所示，主功率管Q1的源极连接参考地，主功率管Q1的漏极电压等于桥臂中点电压VHB。相应的，主功率管Q1的漏极和源极两端的电压差值等于桥臂中点电压VHB。示例性的，t6时刻桥臂中点电压VHB小于或等于预设电压值。相应地，控制电路221控制主功率管Q1导通，控制辅助功率管Q2和开关管Q3保持关断。
在t6时刻之后，主功率管Q1导通，辅助功率管Q2和开关管Q3处于关断状态。非对称半桥反激变换电路112运行于非连续导通模式的下一个周期。
本申请实施例提供的电源模组及其控制电路可以通过控制整流电路向变压器放电，减少有源钳位反激变换电路中主功率管的源极与漏极之间的电压差，从而减少主功率管的开关损耗，进而提高电源模组及其所在的电子设备的电源转换效率。
在本申请各实施例中的各功能单元可以全部集成在一个处理单元中，也可以是各单元分别单独作为一个单元，也可以两个或两个以上单元集成在一个单元中；上述集成的单元既可以采用硬件的形式实现，也可以采用硬件加软件功能单元的形式实现。
本申请上述集成的单元如果以软件功能模块的形式实现并作为独立的产品销售或使用时，也可以存储在一个计算机可读取存储介质中。基于这样的理解，本申请实施例的技术方案本质上或者说对现有技术做出贡献的部分可以以软件产品的形式体现出来，该计算机软件产品存储在一个存储介质中，包括若干指令用以使得一台计算机设备(可以是个人计算机、服务器、或者网络设备等)执行本申请各个实施例所述方法的全部或部分。而前述的存储介质包括：移动存储设备、ROM、RAM、磁碟或者光盘等各种可以存储程序代码的介质。
以上所述，仅为本申请的具体实施方式，但本申请的保护范围并不局限于此，任何熟悉本技术领域的技术人员在本申请揭露的技术范围内，可轻易想到变化或替换，都应涵盖在本申请的保护范围之内。因此，本申请的保护范围应以所述权利要求的保护范围为准。

Claims (15)

1.一种电源模组的控制电路，所述电源模组用于接收输入电压并为负载供电，其特征在于，所述电源模组包括有源钳位反激变换电路、辅助绕组及整流电路，所述有源钳位反激变换电路包括主功率管、辅助功率管以及变压器，所述辅助绕组与所述变压器耦合，所述有源钳位反激变换电路运行于非连续导通模式，所述辅助绕组经所述整流电路为所述控制电路供电；所述控制电路用于：
在所述辅助功率管关断后、所述主功率管导通前，控制所述整流电路向所述变压器放电预设时长；
所述整流电路停止向所述变压器放电后，根据所述主功率管的漏极和源极之间的电压差值与预设电压值的比较结果控制所述主功率管导通。
2.根据权利要求1所述的控制电路，其特征在于，所述控制电路用于根据所述主功率管的漏极和源极之间的电压差值与所述输入电压和原边绕组耦合电压之和的比较结果，控制所述整流电路开始向所述变压器放电所述预设时长。
3.根据权利要求1-2任一项所述的控制电路，其特征在于，所述整流电路包括开关管和电容，所述开关管的漏极与所述辅助绕组一端连接，所述开关管的源极与所述电容的一端连接，所述电容的另一端与所述辅助绕组的另一端连接。
4.根据权利要求3所述的控制电路，其特征在于，所述控制电路控制所述开关管导通，所述电容通过所述辅助绕组向所述变压器放电；所述控制电路控制所述开关管关断，所述电容停止向所述变压器放电。
5.一种电源模组的控制电路，所述电源模组用于接收输入电压并为负载供电，其特征在于，包括有源钳位反激变换电路和整流电路，所述有源钳位反激变换电路包括主功率管、辅助功率管以及变压器，所述变压器包括原边绕组和副边绕组，所述有源钳位反激变换电路运行于非连续导通模式，所述副边绕组经所述整流电路为所述负载供电；所述控制电路用于：
在所述辅助功率管关断后、所述主功率管导通前，控制所述整流电路通过所述副边绕组向所述变压器放电预设时长；
所述整流电路停止向所述变压器放电后，根据所述主功率管的漏极和源极之间的电压差值与预设电压值的比较结果控制所述主功率管导通。
6.根据权利要求5所述的控制电路，其特征在于，所述控制电路用于：
根据所述主功率管的漏极和源极之间的电压差值与所述输入电压和原边绕组耦合电压之和的比较结果，控制所述整流电路开始向所述变压器放电所述预设时长。
7.根据权利要求5-6任一项所述的控制电路，其特征在于，所述整流电路包括开关管和电容，所述开关管的漏极与所述副边绕组一端连接，所述开关管的源极与所述电容的一端连接，所述电容的另一端与所述副边绕组的另一端连接。
8.根据权利要求7所述的控制电路，其特征在于，所述控制电路控制所述开关管导通，所述电容通过所述副边绕组向所述变压器放电；所述控制电路控制所述开关管关断，所述电容停止向所述变压器放电。
9.一种电源模组，其特征在于，包括：
有源钳位反激变换电路，用于接收输入电压，所述有源钳位反激变换电路包括主功率管、辅助功率管以及变压器，所述有源钳位反激变换电路运行于非连续导通模式；
整流电路，用于接收所述变压器的供电；
控制电路，用于：
在所述辅助功率管关断后、所述主功率管导通前，控制所述整流电路向所述变压器放电预设时长；
所述整流电路停止向所述变压器放电后，根据所述主功率管的漏极和源极之间的电压差值与预设电压值的比较结果控制所述主功率管导通。
10.根据权利要求9所述的电源模组，其特征在于，所述控制电路用于：
根据所述主功率管的漏极和源极之间的电压差值与所述输入电压和原边绕组耦合电压之和的比较结果，控制所述整流电路开始向所述变压器放电所述预设时长。
11.根据权利要求9-10任意一项所述的电源模组，所述整流电路包括开关管和电容。
12.根据权利要求9-11任意一项所述的电源模组，其特征在于，所述电源模组包括辅助绕组，所述辅助绕组与所述变压器耦合，所述辅助绕组经所述整流电路为所述控制电路供电，所述开关管的漏极与所述辅助绕组的一端连接，所述开关管的源极与所述电容的一端连接，所述辅助绕组的另一端与所述电容的另一端连接；
所述控制电路控制所述开关管导通时，所述整流电路经所述辅助绕组向所述变压器放电。
13.根据权利要求9-11任意一项所述的电源模组，其特征在于，所述变压器包括原边绕组和副边绕组，所述副边绕组经所述整流电路为负载供电，所述开关管的漏极与所述副边绕组的一端连接，所述开关管的源极与所述电容的一端连接，所述副边绕组的另一端与所述电容的另一端连接；
所述控制电路控制所述开关管导通时，所述整流电路经所述副边绕组向所述变压器放电。
14.根据权利要求9-13任一项所述的电源模组，其特征在于，所述非连续导通模式的一个周期内，所述控制电路用于：
控制所述主功率管导通、所述辅助功率管关断，并在所述主功率管导通一段时间后控制所述主功率管关断；
在所述主功率管关断一段时间后，控制所述辅助功率管导通、所述主功率管关断，并在所述辅助功率管导通一段时间后控制所述辅助功率管关断。
15.一种电子设备，其特征在于，包括如权利要求1-8中任一项所述的控制电路或者如权利要求9-14中任一项所述的电源模组。
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