CN1148009C - 零差无线电接收机 - Google Patents

Abstract

零差无线电接收装置接收含有多个符号的射频信号突发并且产生每个信号突发的至少一个复合基带信号(I和Q)的数字样值。DC补偿器包括确定所述样值的平均DC电平的平均值计算器(8、8’)，以及计算多个所述样值的有正负号平方和并且用补偿因数对平方和加权的有正负号平方和计算器(9、9’)。校正装置(10、10’)从所述平均值计算装置的输出中减去所述平方和以形成DC电平估算值。

Description

零差无线电接收机

技术领域    本发明广泛地涉及零差无线电接收装置，更具体地说，本发明涉及包括用于确定接收的信号突发的直流(DC)电平估算的DC补偿器的零差无线电接收装置。

背景技术    众所周知零差接收机用于无线电信装置，如移动电话。

一般，零差接收机包括通常被称为I和O信道的双通信信道。双信道零差接收机用于先有技术的数字移动电话如GSM手机中。

接收机包括用于接收进来的、已经被调制到两个正交载波上的、代表数字数据符号流的电磁通信信号、如TDMA(“时分多址”)信号的天线。把接收的信号通过带通滤波器馈送，在放大器中放大，然后分成两个相同的信号。这些信号中的第一个转到第一信号路径，其中，开始在混频器中将其与中频信号相混频。中频信号是从本地振荡器馈送的，并且未经改变地穿过移相器。类似地，第二信号转到第二信号路径，其中，一旦在移相器中把来自本地振荡器的中频信号的相位移位90°，就在混频器中将第二信号与该中频信号混合。

混频器的输出经低通滤波器滤波且在第二放大器中放大。随后，把信号馈送到用于对信号抽样并将其转换成包括数据符号流的数字信号的模数转换器。在数字低通滤波器中对数字信号滤波，把包含在信号中的数字数据符号提供给数字存储器。确定信号的估算DC电平并且从数字信号中将其减去而形成解调的DC电平补偿后的数字信号。

随后移动电话中的其他元件使用数字数据符号流以例如通过扬声器产生可听的输出。

但是，已经发现，先有技术的零差无线电接收机的接收性能不充分，特别是对于表示数字通信期间在两台计算机之间发送的数据消息。

零差接收机的信息带宽在频率上一直持续到DC，但是DC电平不包含信息。因此，需要在能适当地解调信息之前去掉DC电平。

可以用不同的方法估算信号的DC电平。在美国专利US-A-5838735中公开了估算DC电平的一种方法，其中信号的DC电平是借助于按照以下公式计算数字信号的平均值或平均DC电平的平均值计算器来确定的：

因此，样值S(i)的平均值是通过形成预定数量N个最近接收的样值的平均而确定的。然后，从数字信号中减去平均DC电平，形成DC电平补偿的数字信号。

在TDMA系统如GSM中，难以确定DC电平，因为测量DC电平的时间被限制在一个接收突发，而下一个接收突发可能由于例如跳频而具有另一个DC电平。平均值计算中包括的样值数是例如128比特。这隐含了这样的假设：128比特的GMSK(高斯最小频移键控)调制的I样值(或Q样值)的平均值是零。但是，平均值等于零仅仅是当信号点落在IQ平面内所有象限中的概率相等时的情况。

研究结果表明，对于128个样值，在某些情况下调制会导致DC偏移超过振幅的20％(一般是10％)。这样，DC电平估算会导致高C/I(载波/干扰比)和SNR(信噪比)信号的性能受到限制，以及不令人满意的误码数量，尤其是在数据通信期间用信号来发送数据时。当然，DC电平估算的精确度还取决于调制类型。

发明内容    本发明的一个目的是提供能提供改进的DC电平估算及补偿的零差无线电接收装置及方法。

通过按照本发明的零差无线电接收装置来达到此目的，其中在该装置中接收多个符号的射频信号突发，并且通过DC补偿器将其转换成用于DC补偿的数字样值。通过在平均值计算器中计算样值的平均DC电平来确定DC电平的第一估算值。

然后，按照本发明的一个方面，通过DC补偿器中有正负号的平方和计算器来计算多个样值的有正负号的平方和。用补偿因数对所述平方和加权，并且连接到平方和计算器的校正器从所述平均DC电平中减去加权的平方和以形成改进的DC电平估算。

按照本发明的另一方面，DC补偿器包括用于计算多个样值的有正负号的和数并且按照补偿因数对该和数加权的有正负号求和计算器。校正器也包含在DC补偿器中，其中从平均值计算器的输出中减去有正负号求和计算器的输出，以形成DC电平估算。

引入了DC补偿器，它如所描述的那样估算DC电平并且用取决于信号形状的参数补偿所述信号，从该功能块的输出将与DC电平估算的误差相关。该功能块从信号中提取可用于补偿DC电平估算中的任何误差的信息。

本发明的优点在于，按照本发明的DC电平估算和补偿，通过考虑用于DC电平估算的信号的信息特征，产生用于当前信号条件的数量减少的误码，排除了高C/I(载波/干扰比)和SNR(信噪比)信号条件下的极限DC电平误差。

附图说明    为了更详细地说明本发明以及本发明的优点和特征，在最佳实施例的以下详细描述中参照下列附图，其中：

图1A是按照本发明的零差接收机的第一实施例的方框图，

图1B是按照本发明的零差接收机的第二实施例的方框图，

图2表示在补偿方程中随斜率在-5至+5％之间变化的DC误差概率函数的整个区域，

图3表示在补偿方程中随斜率在-5至+5％之间变化的DC误差概率函数的整个区域，

图4是对于C/I＞100dB的相关性的曲线图，

图5是对于C/I＝6dB的相关性的曲线图，

图6是对于C/I＞100dB的在有和没有补偿的情况下的DC误差的概率函数的曲线图，

图7表示对于不同的C/I的补偿后的概率函数，

图8表示对于不同的C/I的补偿后的概率函数，

图9是相关系数对计数极限值的曲线图，

图10表示随负样值与正样值的数量之间差值而变化的DC估算误差，

图11表示-5％至+5％的误差估算对补偿斜率，以及

图12是在有补偿和没有补偿的条件下DC误差的概率函数的曲线图。

具体实施方式    在图1中的原理框图中表示按照本发明的零差无线电接收装置的一个实施例，其中估算接收的射频信号突发的DC电平并且在信号被解调之前去除每个突发的估算DC电平。

通过天线1接收包括被调制信号调制的载波信号、含有多个符号的信号突发，后者通过带通滤波器2滤波。放大器3放大由滤波器2产生的滤波后的信号。另外，通过常规的正交下变频器4把放大的信号突发下变频为复合基带信号I(同相)和Q(正交)。在所述输出信号由模数转换器ADC5、5’抽样并转换成数字信号之前，最好用另外的滤波器和放大器滤波和放大下变频器4的I、Q输出信号。可在数字滤波器中对数字信号滤波，并且把包含在信号之中的数字数据符号或样值提供给数字存储器6用于后来的检索。

把ADC5、5’的输出送至DC补偿装置7、后者确定接收的信号的DC电平估算值并且在信号突发被解调前从中减去所确定的DC电平。为了确定DC电平估算值，所述DC补偿装置适合于在按照本发明的多个步骤中处理接收的信号突发。把ADC5、5’的输出馈送至平均值计算器8、8’，后者估算出多个样值的平均DC电平。另外，平均值计算器8、8’通过识别最大样值并且从最大样值中减去所估算的平均DC电平来确定信号的峰值。把峰值连同估算的平均DC电平提供给信号路径的下一步。

信号路径中的下一步是平方和计算器9、9’。由平方和计算器9、9’读出存储在数字存储器6中的接收的信号突发的样值，它在计算出样值的有正负号的平方和并且用补偿因数加权之前，参照估算的平均DC电平和峰值将这些符号归一化，稍后将做描述。然后，在平方和计算器9、9’中，通过减去加权计算的有正负号的平方和，计算出最终的DC电平估算值。

另外，把平方和计算器9、9’的输出提供给校正和计算块10、10’，在校正和计算块10、10’中通过从估算的平均DC电平中减去加权计算的有正负号平方和来计算改进的DC电平估算值。最终，从每个从存储器6读出的样值中减去改进的DC电平估算值。在本发明的另一个实施例中，从估算的平均DC电平中减去加权计算的有正负号平方和是由平方和计算器9、9’来完成的。

因此，在信号路径末端的校正和计算块10、10’的输出最终将提供包含于最初在天线1接收的模拟信号中并且由其携带的数字数据符号流的第一部分。随后由移动电话中的其他元件使用所述数字数据符号流，以例如通过扬声器产生可听的输出，如语音。另外，数字数据符号流可代表在数据通信期间在两个计算机之间发送的数据消息。

有用信号即调制信号的随机性以及用于估算的符号数影响DC电平计算中的误差。为了说明，所述有用信号是随机GMSK调制信号。用于计算平均值的符号的最大数目由突发长度来设置。

上面提到的限制会降低性能。

因此，按照本发明，如果以信号突发中固有的信息补偿DC电平，则在DC电平估算中的误差被最小化。在本发明的这个实施例中，按照以下用于补偿的表达式(1)来估算DC电平：

DC_estimate1＝DG_average-A·DC_error1    (1)，其中

${\mathrm{DC}}_{\mathrm{average}}=\frac{1}{N}{\mathrm{\Σ}}_{i=1}^{N}S\left(i\right)........\left(2\right),$

以及

${\mathrm{DC}}_{\mathrm{error}1}=\frac{1}{N}\·\underset{N}{\mathrm{\Σ}}\left|x\right|\·x.......\left(3\right)$

因此，估算的DC电平DC_estimate1是由乘上补偿因数A的DC误差DC_error1补偿的对N个符号S(i)计算的平均DC电平DC_average。通过计算信号的有正负号平方和来估算DC误差，其中X＝S(i)-DC_average。

最优化补偿因数、即DC误差与有正负号平方和之间的关系是针对假定白噪声的不同的C/I(载波/干扰比)和SNR(信噪比)来确定的。

参照图2中曲线，DC误差概率函数在-5％至+5％之间的整个区域被表示成斜率即表达式(1)中的补偿因数的函数。实线表示C/I＞100dB，虚线表示C/I＝20dB，点划线表示C/I＝12dB，而双点划线表示C/I＝6dB。

图3示出代表作为斜率即表达式(1)中的补偿因数的函数的DC误差概率函数在-5％至+5％之间的整个区域的曲线。实线表示SNR＞100dB，虚线表示SNR＝20dB，点划线表示SNR＝12dB，而双点划线表示SNR＝6dB。

按照图2和图3中的曲线，显然2.0的值是最佳斜率。因此，对于高C/I，在-1.0至-3.0之间、最好是-2.0的补偿因数A是DC误差与有正负号平方和之间的最佳关系。因此，以下表达式是用于确定DC电平估算值的DC补偿装置7所用的补偿表达式的实例：

DC_estimate1＝DC_average+2·DC_error1             (4)

最佳值的平坦性表明这个参数是耐噪声的。

图4是对于C/I＞100dB的相关性的曲线图，而图5是对于C/I＝6dB的相关性的曲线图。

参照图4和5，显然，对于更差的C/I，相关性曲线会变得越来越象圆，因此，最佳斜率当然会变得更不重要。

在图6中说明对于C/I＞100dB、从128个符号的突发估算的DC误差的概率函数。实线表示没有补偿时的概率函数，而虚线表示在补偿斜率(补偿因数)为2的情况下的概率函数。

图7表示作为按照本发明对于不同的C/I的补偿结果的概率函数，其中实线C/I＞100dB，虚线C/I＝20dB，点划线C/I＝12dB，而双点划线C/I＝6dB。

图8表示对于不同的SNR的补偿后的概率函数：实线SNR＞100dB，虚线SNR＝20dB，点划线SNR＝12dB，而双点划线SNR＝6dB。

当干扰信号(噪声或其他GMSK信号)加在有用信号上时，会降低按照本发明的方法的性能。这不是大问题，因为性能主要是按照干扰信号存在的实际情况来设置的。对于高SNR和C/I，按照本发明的零差无线电接收装置抑制了剩余极限因数，后者是DC计算中的误差。

在DC电平计算中的误差与性能下降之间的关系是累进的。即使对于DC电平计算中小的改进，这也会导致误码数的极大减少，这一点由图6中的两条曲线表示出来。

因此，通过考虑所接收信号突发的信息特征，并将其用在DC电平估算中，对于高C/I(载波/干扰比)与SNR(信噪比)信号条件，可以相当大地减小DC电平误差。

即使来自接收机滤波器的任何干扰信号或失真降低了性能，按照本发明得到的DC电平估算仍然会满足大多数应用的要求。

最佳斜率是平滑的，这使得有可能以固定数值的补偿因数、例如-2.0来进行DC电平估算。

已证明，样值数之间的差异以及在固定极限值以上/以下的幅度值在很大程度上与DC误差相关，因此，这将用在本发明的第二实施例中。

参照图1B，通过天线11接收包括由调制信号调制的载波信号的含有多个符号的信号突发，并且用带通滤波器12将其滤波。放大器13放大由滤波器12产生的滤波信号。另外，通过常规的正交下变频器14把放大的信号突发下变频为复合基带信号I(同相)和Q(正交)。在所述输出由模数转换器ADC15、15’抽样并转换成数字信号之前，最好用另外的滤波器和放大器滤波和放大下变频器14的I、Q输出。可在数字滤波器中对数字信号滤波，并且把包含在信号之中的数字数据符号或样值提供给数字存储器16用于后来的检索。

把ADC15、15’的输出送至DC补偿装置17、后者确定接收的信号的DC电平估算值，并且在信号突发被解调前从中减去所确定的DC电平。为了确定DC电平估算值，在按照本发明的第二实施例的多个步骤中，采用DC补偿装置来处理接收的信号突发。把ADC15、15’的输出馈送至平均值计算器18、18’，后者估算出多个样值的平均DC电平，在将每个样值送至下一步之前从中减去估算的DC电平。另外，平均值计算器18、18’通过识别最大样值并且从最大样值中减去所估算的平均DC电平来确定信号的峰值。把峰值连同估算的平均DC电平提供给信号路径的下一步。

信号路径中的下一步是有正负号求和计算器19、19’。有正负号求和计算器19、19’读出存储在数字存储器16中的接收的信号突发的数字数据符号或样值，它在计算出样值的有正负号的和数并且用稍后描述的补偿因数加权之前，参照估算的平均DC电平和峰值将这些符号归一化。

把有正负号求和计算器19、19’的输出提供给校正和计算块20、20’，在校正和计算块20、20’中，通过从估算的平均DC电平中减去加权计算的有正负号的和数来计算改进的DC电平估算值。最终，从每个从存储器16读出的样值中减去改进的DC电平估算值。

因此，在信号路径末端的校正和计算块20、20’的输出最后将提供数字数据符号流，后者包含于最初在天线1接收的模拟信号中且由其携带、但由从所述估算中得出的DC电平值进行补偿。

因此，在本发明的这个实施例中，按照以下用于补偿的表达式(5)来估算DC电平：

DC_estimate2＝DC_average-B·DC_error2    (5)，其中

${\mathrm{DC}}_{\mathrm{average}}=\frac{1}{N}{\mathrm{\Σ}}_{i=1}^{N}S\left(i\right)........\left(2\right),$

以及

${\mathrm{DC}}_{\mathrm{error}2}=\underset{M}{\mathrm{\Σ}}y.......\left(6\right)$

因此，估算的DC电平DC_estimate2是由乘上补偿因数B的DC误差DC_error2补偿的、对N个符号S(i)计算的平均DC电平DC_average。通过在M个符号S(j)上计算信号的有正负号的和数来估算DC误差，其中Y＝S(j)-DC_average。

图9中表示相关系数对计数极限值(幅度的百分数)的曲线。如果仅用在幅值的30％至50％上下、最好是40％的样值(S(j))来计算正样值与负样值的数量之差，则可以得到最佳相关性。DC电平估算中的误差使样值更不确定地接近DC电平，因此最好是有更高的极限值。但是，更高的极限值增加了可用于计算的样值数。如上面提到的，最佳值的平坦性表示补偿因数是耐噪声的。

在假定白噪声的情况下对不同的C/I(载波/干扰比)和SNR(信噪比)确定最佳补偿因数。

图10以幅值的百分比来表示作为负样值和正样值的数量之差的函数的DC估算误差，而图11表示作为补偿斜率的函数的-5％至+5％的误差估算值。

从图10中的曲线可以看出，0.0055-0.0065、最好是0.006的补偿因数是DC误差与有正负号的和数之间的最佳关系。因此，以下表达式是在仅使用幅值的40％上下的样值来计算的情况下、由DC补偿装置4用来确定DC电平估算值的补偿表达式的实例。

DC_estimate2＝DC_average-0.006·DC_error2    (5)，其中

最佳值的平坦性表明这个参数也是耐噪声的。

图12中举例说明对于C/I＞100dB、从128个符号的突发中估算的DC误差(作为幅值的百分比)的概率函数。实线说明没有补偿情况下的概率函数，而虚线说明补偿斜率值为0.006的概率函数。

因此，通过考虑接收的信号突发的信息特征并且仅使用在幅值的一定百分比上下的样值来用于DC电平估算，对于高C/I(载波/干扰比)和SNR(信噪比)的信号条件，可以显著地减少DC电平误差。

尽管通过本发明的具体的实施例对本发明作了描述，但是应该清楚，本发明提供了改进的DC估算方法以及充分地满足上述目标及优点的零差无线电接收装置，但是，显然，对于本专业的技术人员来说，可以作出各种修改和变化。

DC补偿装置是数字信号处理装置，为了速度性能最好以硬布线逻辑来实现。但是，在本发明的备选实施例中，可以以ASIC(专用集成电路)集成数字信号处理器来实现DC补偿装置。

其他系统如EDGE和AMR具有一些中继好的信号条件的编码方案。单个比特错误会迫使大数据块重传并且因而降低数据流量。

Claims (25)

1.一种零差无线电接收设备，它包括用于接收多个符号的射频信号脉冲并且产生每个信号脉冲的至少一个复合基带信号的数字样值的零差无线电接收装置(1、2、3、4、5、5’)，以及在运算操作上连接到所述零差无线电接收装置(1、2、3、4、5、5’)用于确定所述样值的DC电平估算值的DC补偿装置(7)，其中所述DC补偿装置(7)包括用于计算所述样值的脉冲平均DC电平的平均值计算装置(8、8’)，其特征在于所述DC补偿装置(7)还包括用于计算多个所述样值的有正负号平方和并且按照补偿因数对所述平方和加权的有正负号平方和计算装置(9、9’)，以及用于从所述平均值计算装置(8、8’)的输出中减去所述平方和计算装置(9、9’)的输出以形成所述DC电平估算值的校正装置(10、10’)。

2.权利要求1的零差无线电接收设备，其特征在于：所述补偿因数为-1至-3。

3.权利要求2的零差无线电接收设备，其特征在于：所述补偿因数为-2。

4.一种零差无线电接收设备，它包括用于接收含有多个符号的射频信号脉冲并且产生每个信号脉冲的至少一个复合基带信号的数字样值的零差无线电接收装置(11、12、13、14、15、15’)，以及在运算操作上连接到所述零差无线电接收装置(11、12、13、14、15、15’)用于确定所述样值的DC电平估算值的DC补偿装置(17)，其中所述DC补偿装置(17)包括用于计算所述样值的平均DC电平的平均值计算装置(18、18’)，其特征在于所述DC补偿装置(17)还包括用于计算多个所述样值的有正负号和并且按照补偿因数对所述和加权的有正负号求和计算装置(19、19’)，以及用于从所述平均值计算装置(18、18’)的输出中减去所述求和计算装置(19、19’)的输出以形成所述DC电平估算值的校正装置(20、20’)。

5.权利要求4的零差无线电接收设备，其特征在于：所述样值具有所述调制信号的振幅的至少40％的幅值。

6.权利要求5的零差无线电接收设备，其特征在于：所述补偿因数为0.0055至0.0065。

7.权利要求6的零差无线电接收设备，其特征在于：所述补偿因数为0.006。

8.上述权利要求中的任何一个的零差无线电接收设备，其特征在于：所述DC补偿装置(7；17)是数字信号处理装置。

9.权利要求1-7中的任何一个的零差无线电接收设备，其特征在于：所述零差无线电接收装置包括在操作上连接到用于将所述信号脉冲下变频为至少一个复合基带信号的正交下变频器(4；14)的信号接收装置(1、2、3；11、12、13)，以及用于产生所述样值的模数转换器(5、5’；15、15’)。

10.权利要求1-7中的任何一个的零差无线电接收设备，其特征在于：所述校正装置(10、10’；20、20’)用于从每个样值中减去所述DC电平估算值。

11.一种用于补偿在零差无线电接收器中接收到的射频信号脉冲的DC电平的信号处理器，它包括：用于接收由所述零差无线电接收器产生的至少一个复合基带信号的数字样值的信号接收装置；用于确定所述样值的DC电平估算值的DC补偿装置(7)；以及用于计算所述样值的平均DC电平的平均值计算装置(8、8’)，其特征在于还包括：用于计算多个所述样值的有正负号平方和并且按补偿因数对所述平方和加权的有正负号平方和计算装置(9、9’)，以及用于从所述平均值计算装置(8、8’)的输出中减去所述平方和计算装置(9、9’)的输出以形成所述DC电平估算值的校正装置(10、10’)。

12.权利要求11信号处理器，其特征在于：所述补偿因数为-1至-3并且最好是-2。

13.权利要求12信号处理器，其特征在于：所述补偿因数是-2。

14.一种用于补偿在零差无线电接收器中接收到的射频信号脉冲的DC电平的信号处理器，它包括：用于接收由所述零差无线电接收器产生的至少一个复合基带信号的数字样值的信号接收装置；用于确定所述样值的DC电平估算值的DC补偿装置(17)；以及用于计算所述样值的平均DC电平的平均值计算装置(18、18’)，其特征在于还包括：用于计算多个所述样值的有正负号和并且按补偿因数对所述和加权的有正负号求和计算装置(19、19’)，以及用于从所述平均值计算装置(18、18’)的输出中减去所述有正负号求和计算装置(19、19’)的输出以形成所述DC电平估算值的校正装置(20、20’)。

15.权利要求14的信号处理器，其特征在于：所述样值具有所述调制信号的振幅的至少40％的幅值。

16.权利要求15的信号处理器，其特征在于：所述补偿因数为0.0055至0.0065。

17.权利要求15的信号处理器，其特征在于：所述补偿因数为0.006。

18.权利要求11-17中的任何一个的信号处理器，其特征在于：所述零差无线电接收装置包括操作上连接到用于将所述信号脉冲下变频为至少一个复合基带信号的正交下变频器(4；14)的信号接收装置(1、2、3；11、12、13)，以及用于产生所述样值的模数转换器(5、5’；15、15’)。

19.权利要求11-17中的任何一个的信号处理器，其特征在于：所述校正装置(10、10’；20、20)用于从每个样值中减去所述DC电平估算值。

20.一种在零差无线电接收装置中的DC电平估算方法，其中在所述装置中接收含有多个符号的射频信号脉冲，产生所述每个信号脉冲的至少一个复合基带信号的数字样值，并且确定所述样值的平均DC电平估算值，其特征在于还有以下步骤：

确定多个所述样值的有正负号平方和并且按补偿因数对所述平方和加权，以及从所述平均DC电平中减去所述有正负号平方和以便形成所述DC电平估算值。

21.权利要求20的方法，其特征在于：所述补偿因数为-1至-3。

22.权利要求21的方法，其特征在于：所述补偿因数为-2。

23.一种在零差无线电接收装置中的DC电平估算方法，其中在所述装置中接收含有多个符号的射频信号脉冲，产生所述每个信号脉冲的至少一个复合基带信号的数字样值，并且确定所述样值的平均DC电平估算值，其特征在于还有以下步骤：

确定多个所述样值的有正负号和并且按补偿因数对所述和加权，以及从所述平均DC电平中减去所述有正负号和以便形成所述DC电平估算值。

24.权利要求23的方法，其特征在于：所述补偿因数为0.0055至0.0065。

25.权利要求24的方法，其特征在于：所述补偿因数为0.006。

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