CN114701374B - 无线充电系统控制方法 - Google Patents

Abstract

本发明公开了无线充电系统控制方法，该方法为：获取发射线圈的电流过零相位的时间t₀；在t₀±0.1T的范围内，获取多个时间点对应的第二MOS管零电压开通的反馈电压值u_i，在u_i中选取最小反馈电压值u_min，将最小反馈电压值u_min对应的时间t_min选定为第二MOS管的启动时间t_2on；第一MOS管的启动时间比第二MOS管的启动时间晚至少0.5T；其中，T为发射线圈的电流的周期。这种控制简单、可靠、灵活性高，实现ZVS，且可以将MOS管的损耗降到最低，显著提升系统效率，降低发热，为缩小体积和降低成本提供了有利条件。

Description

无线充电系统控制方法

技术领域

本发明涉及无线充电领域，尤其涉及无线充电系统控制方法。

背景技术

在电动汽车的无线供电系统中，尤其是在车端进行同步整流功率控制的系统中，相位检测装置十分重要。

现阶段的相位检测基本是通过检测整流电路的输入电流相位来进行控制，该检测方式的缺点是该电流为非标准正弦波，有高次谐波的叠加，因此该电流存在波形畸变和高频振荡，导致其检测极其困难，增加了检测准确性和控制难度。

同时目前使用的同步整流控制方法中，驱动的控制相位十分重要，没有合理的相位控制会导致功率降低，同时增加开关管的损耗，效率降低，尤其现在接收侧主要装设在车端，在满足同等输出功率的情况下，其损耗尽量小和体积尽量轻是至关重要的环节。

发明内容

本发明提供一种无线充电系统控制方法，能够提高整个系统的传输效率。

无线充电系统控制方法，包括:获取发射线圈的电流过零相位的时间t₀；在t₀±0.1T的范围内，获取多个时间点对应的第二MOS管零电压开通的反馈电压值U_i，在u_i中选取最小反馈电压值u_min，将最小反馈电压值u_min对应的时间t_min选定为第二MOS管的启动时间t_2on；第一MOS管的启动时间比第二MOS管的启动时间晚至少0.5T；其中，T为发射线圈的电流的周期；所述第一MOS管和所述第二MOS管位于接收端整流电路中，整流电路中还包括第一二极管和第二二极管，所述第一MOS管连接所述第一二极管的正极，所述第二MOS管连接所述第二二极管的正极；

获取发射线圈的电流过零相位的时间t₀的方法为：设置检测线圈，与所述发射线圈耦合形成检测电流，检测电流与发射线圈的电流I₁相比具有相同波形相位，获取检测电流的过零相位时间作为发射线圈的电流过零相位的时间t₀。

优选的，获取在t₀时，第二MOS管零电压开通的初始反馈电压值u₀；以t₀为基础，依次进行n组对第二MOS管零电压开通的反馈电压的采样，每组采样比上一组的采样范围括大±Δt，Δt小于等于0.1T；在每组采样中，获取多个时间点对应的第二MOS管零电压开通的反馈电压值u_i；每采样一组后，选取该采样组中第二MOS管电压的最小值u_nmin与u₀比较：当u_nmin≤u₀时，将u_nmin对应的时间t_umin选定为第二MOS管的启动时间t_2on，并停止后续采样；当u_nmin＞u₀时，进行下一组采样，若直至采样范围扩大到t₀±0.1T仍为u_nmin＞u₀，则将t₀选定为第二MOS管的启动时间t_2on。

优选的，第一MOS管的启动时间比第二MOS管的启动时间晚0.5T加死区时间。优选的，所述检测线圈与无线充电系统中的接收线圈的耦合系数为0。

本发明的控制简单、可靠、灵活性高，其应用范围可以覆盖系统全工况，实现零电压开通（Zero Voltage Switch, ZVS），且可以将MOS管的损耗降到最低，显著提升系统效率，降低发热，为缩小体积和降低成本提供了有利条件。

附图说明

图1为本发明无线充电系统控制方法的一种实施例的流程框图；

图2为本发明无线充电系统控制方法的另一种实施例的流程框图；

图3为本发明无线充电系统控制方法对应系统的框图；

图4为本发明无线充电系统控制方法对应系统的拓扑图；

图5为本发明无线充电系统控制方法对应检测线圈和接收线圈的位置关系图。

具体实施方式

下面详细描述本发明的实施例，所述实施例的示例在附图中示出，其中自始至终相同或类似的标号表示相同或类似的元件或具有相同或类似功能的元件。下面通过参考附图描述的实施例是示例性的，仅用于解释本发明，而不能解释为对本发明的限制。

本发明提供一种无线充电系统控制方法，该方法可以分为两大部分，第一部分是获取电参数，第二部分是控制整流单元的工作。

为了方便对上述方法的理解，先参照图3和图4，对该方法对应的无线充电系统进行说明。

无线充电系统分为发射端、接收端和相位控制模组。发射端一般安装在地面，也称地面端，接收端和相位控制模组一般安装在车辆上，也称车载端。

如图3和图4所示，发射端包括电源，可以是直流电源，也可是交流电源。图3示出的交流电源U_AC，图4示出的直流电源U_DC。发射端还包括发射线圈L1，以及其他必要结构，例如图4所示的，逆变电路、发射补偿网络等。以上发射端仅是一种举例，并不限制本申请系统或控制方法，只能采用该方式。

接收端包括接收线圈L2、补偿网络11、整流单元12、滤波电路13和负载14。补偿网络11在图4中采用了LCC形式，包括第一补偿电容C1、第二补偿电容C2和补偿电感L4。整流单元12可以采用同步整流或半同步整流电路。图4示例是半同步整流电路，具有第一二极管D1和第二二极管D2，还包括第一MOS管S1以及第二MOS管S2（第一MOS管S1以及第二MOS管S2下文可以统称为MOS管）。滤波电路13可以是常用的C型、LC型和π型等，图4中示例出了第一滤波电容C01和第二滤波电容C02，还有滤波电感L01。

相位控制模组具有：检测线圈L3、零耦合相位检测单元20、状态检测器21，处理控制单元22和驱动单元23。所述状态检测器21可以用来检测MOS管的ZVS状态，也就是检测整流单元12中MOS管的零电压状态。检测线圈L3与发射线圈L1能够耦合，从而可以获取发射线圈L1的电流过零相位的时间t₀。处理控制单元22可以接收状态检测器21的信号，并根据信号相应的控制驱动单元23工作，至少用来控制MOS管的开启。

这里零耦合相位检测单元20、状态检测器21、处理控制单元22和驱动单元23他们可以全部或部分集成在一起的，也可以是分别独立的。其中相位检测单元20不用消除L3与L2的耦合，因此无需补偿电路，结构更简单。状态检测器21具有MOS管的ZVS状态检测功能，将检测后的状态只通过单一变量——反馈电压u，输出反馈给控制器。本文中将第二MOS管S2零电压开通的反馈电压值表示为u_i。

检测线圈L3与接收线圈L2设置在一侧，一般都是在车载端，例如可以安装在车辆底盘。这二者之间的耦合系数为零，在工作时，他们分别与发射线圈L1耦合。图3和图4中以M₁₃示出了检测线圈L3和发射线圈L1的耦合关系，以M₁₂示出了接收线圈L2和发射线圈L1的耦合关系。

检测线圈L3与发射线圈L1耦合，能够形成检测电流，该检测电流与流经发射线圈L1的电流I₁相比，它们具有相同波形相位，或者说他们各自的电流过零相位的时间t₀（包括第一MOS管S1电流过零相位的时间t_{0_S1}和第二MOS管S2电流过零相位的时间t_{0_S2}）是相同的，即同二者电流同时相位为零。

接收线圈L2也和发射线圈L1耦合，形成的电流依次经过补偿网络11、整流单元12、滤波电路13最后给负载14供电。负载14一般是指电池。

驱动单元23连接接收端的整流单元12中的第一MOS管S1以及第二MOS管S2，分别对他们启动——先启动第二MOS管S2后启动第一MOS管S1。

下面说明具体启动的时间。参见图1，获取发射线圈L1的电流过零相位的时间t₀；在t₀±0.1T的范围内，获取多个时间点对应的第二MOS管S2零电压开通的反馈电压值u_i，在u_i中选取最小反馈电压值u_min，将最小反馈电压值u_min对应的时间t_min选定为第二MOS管S2的启动时间t_2on；第一MOS管S1的启动时间比第二MOS管S2的启动时间晚至少0.5T，一般可以选择0.5T-1T，优选的为0.5T。在一些情况中，还可以选用0.5T加死区时间。对于半同步整流器来说，两个MOS管的占空比0.5是该工况下的最大功率输出。其中，T为发射线圈L1的电流的周期。获取发射线圈L1的电流过零相位的时间t₀是通过零耦合相位检测单元20实现的，其获取检测线圈L3的电流过零相位的时间，间接得到发射线圈L1的电流过零相位的时间t₀。

需要注意的，上文提到“第二MOS管S2零电压开通的反馈电压值”，从理想状态来看，第二MOS管S2零电压开通时反馈电压应该是0V，而在实际中，该值有可能是大于0V的且在一定范围内存在波动，因此我们才需要获取t₀±0.1T的范围内多个反馈电压值，并选取0V或最接近0V的对应的时间，作为第二MOS管S2的启动时间。

对于上述方法，在t₀±0.1T的范围内具体获取多少个时间点对应的反馈电压值u_i，可以根据实际需求设置，获取密度越大，数据越精确，但会加大获取数据的时间，导致效率降低。优选的可以每间隔0.001T-0.01T的时间获取反馈电压值u_i。每次获取时的时间间距可以是相等也可以是不等的。

为了降低获取数据的时间，同时提高准确度，本申请还提供一种优选的方法，参见图2。

获取在t₀时，第二MOS管S2零电压开通的初始反馈电压值u₀。

以t₀为基础，依次进行n组对第二MOS管S2零电压开通的反馈电压的采样，每组采样比上一组的采样范围括大±Δt，Δt小于等于0.1T。

在每组采样中，获取多个时间点对应的第二MOS管零电压开通的反馈电压值u_i。

每采样一组后，选取该采样组中第二MOS管S2零电压开通的反馈电压值u_i中的最小值u_nmin与u₀比较：

当u_nmin≤u₀时，将u_nmin对应的时间t_umin选定为第二MOS管S2的启动时间t_2on，并停止后续采样；

当u_nmin＞u₀时，进行下一组采样，若直至采样范围扩大到t₀±0.1T仍为u_nmin＞u₀，则将t₀选定为第二MOS管S2的启动时间t_2on。

上述n为大于等于1的整数。Δt优选的为0.01T，在Δt为0.01T的实施例中，n最大取值为10，也就是n*Δt不大于0.1T。

在每组采样中，采样的次数同样可以根据需求设置，优选的可以采样30次-60次。

以每组采样30次为例，第一组在t₀±Δt的范围内，采集30次第二MOS管S2的反馈电压值，并得到30个对应的反馈电压值，选取反馈电压值中的最小值u_nmin，用来和u₀比较，如果该组中u_nmin小于等于u₀，对应的时间t_umin选定为第二MOS管S2的启动时间t_2on，并停止后续采样。

如果u_nmin小于等于u₀则需要在t₀±2Δt的范围内再进行采样，第一组在t₀±Δt的时间段内采样过的数据，可以不再重新采集，而是在（t₀+Δt，t₀+2Δt]以及（t₀-2Δt，t₀-Δt]这两段方位内进行采样。

同样在第二组采样中会得到30个对应的反馈电压值，进行与上述类似的比较。如果仍未找到u_nmin小于等于u₀的结果，则继续第三组采样。

如果经过多组采样，到达第十组，在（t₀+Δt，t₀+10Δt]以及（t₀-10Δt，t₀-Δt]这两段方位内进行采样。若仍没有u_nmin小于等于u₀的结果，则将t₀选定为第二MOS管S2的启动时间t_2on。

在一些实施例中，每组采样中，都可以设置不同的Δt取值。每次Δt取值越小，得到的结果越精确。

对于输出电流特性为电流源的无线电能传输系统来说，控制输出功率，则MOS管的占空比变化范围为0.5-1，对称控制则两个MOS管的占空比大小一致，从而实现功率控制输出；不对称控制则两个MOS管的占空比不一致，可以分开调节，不对称控制的好处是控制输出功率的斜率变化相比对称控制较平滑。

MOS管启动时，流经MOS管的电流以及MOS管源漏极电压都处于较小（或零）的状态，当MOS管的源漏极电压刚好降为零（或接近零）时，此时MOS管再开通就能实现零电压开通（Zero Voltage Switch, ZVS）,能够将MOS管损耗降低，显著提高系统效率。本申请正是通过上述的“零电压开通的反馈电压值”来判断MOS管的源漏极电压刚好降为零的时间。简单来说，“零电压开通的反馈电压值”是一种检测MOS管的源漏极电压是否降为零的方法，其他能够用来检测这种状态的方法，同样可以用在本申请。本申请通过上述的方法，可以找到MOS管的源漏极电压刚好降为零或最接近零的启动时间。

该控制方法能够适用车端同步、半同步整流控制，功率上管子对称控制和不对称控制等，都是MOS管实现ZVS的控制策略，能够满足以最低的MOS管损耗完成最优的效率输出。

目前常用的相位检测电路和控制策略，直接检测接收端电信号，如检测补偿网络11输出的电流（也是整流器12的输入电流，可称为整流输入电流），但由于接收端整体电路布局的影响，该电流波形不是标准正弦波，其有较大的震荡，加大了检测难度和精度，对于后续控制带来了不良影响。

而本申请具有独立的相位控制模组，通过检测线圈L3和发射线圈L1的耦合，解决了现有技术中的问题。实现相位的精确检测和灵敏检验，与整流输入电流相比，又能够消除该电流的振荡干扰和谐波干扰，同时减少了相位检测处理电路的复杂性。

检测线圈L3与接收线圈L2之间的位置和耦合关系可描述为“非同轴零耦合”。该检测线圈L3仅通过布局就能够在无线供电系统的任何工况下与接收线圈L2零耦合，避免干扰。

具体的，以接收线圈L2的中心为起点，从起点到所述接收线圈L2的内径为第一距离d1，从所述起点到所述接收线圈L2的外径为第二距离d2。

检测线圈L3设置在接收线圈L2朝向发射线圈L1的一侧，并且检测线圈L3的中心与接收线圈L2中心的距离，大于第一距离d1且小于第二距离d2。

更进一步，检测线圈L3设置在所述接收线圈L2朝向所述发射线圈L1的一侧，相比于所述接收线圈L2内径，所述检测线圈L3的中心更靠近所述接收线圈L2外径。简单理解，检测线圈L3的直径小于接收线圈L2的半径，检测线圈L3整体位于接收线圈L2一侧更“靠外”的部分。

基于上述方法，相位检测的驱动超前控制简单、可靠、灵活性高，实现ZVS，且可以将MOS管的损耗降到最低，显著提升系统效率，降低发热，为缩小体积和降低成本提供了有利条件。

以上依据图式所示的实施例详细说明了本发明的构造、特征及作用效果，以上所述仅为本发明的较佳实施例，但本发明不以图面所示限定实施范围，凡是依照本发明的构想所作的改变，或修改为等同变化的等效实施例，仍未超出说明书与图示所涵盖的精神时，均应在本发明的保护范围内。

Claims (4)

1.一种无线充电系统控制方法，其特征在于，包括:

获取发射线圈（L1）的电流过零相位的时间t₀；

在t₀±0.1T的范围内，获取多个时间点对应的第二MOS管（S2）零电压开通的反馈电压值u_i，在u_i中选取最小反馈电压值u_min，将最小反馈电压值u_min对应的时间t_min选定为第二MOS管（S2）的启动时间t_2on；

第一MOS管（S1）的启动时间比第二MOS管（S2）的启动时间晚至少0.5T；

其中，T为发射线圈（L1）的电流的周期；

所述第一MOS管（S1）和所述第二MOS管（S2）位于接收端整流电路中，整流电路中还包括第一二极管（D1）和第二二极管（D2），所述第一MOS管（S1）连接所述第一二极管（D1）的正极，所述第二MOS管（S2）连接所述第二二极管（D2）的正极；

获取发射线圈（L1）的电流过零相位的时间t₀的方法为：

设置检测线圈（L3），与所述发射线圈（L1）耦合形成检测电流，检测电流与发射线圈（L1）的电流I₁相比具有相同波形相位，获取检测电流的过零相位时间作为发射线圈（L1）的电流过零相位的时间t₀。

2.根据权利要求1所述的无线充电系统控制方法，其特征在于，

获取在t₀时，第二MOS管（S2）零电压开通的初始反馈电压值u₀；

以t₀为基础，依次进行n组对第二MOS管（S2）零电压开通的反馈电压的采样，每组采样比上一组的采样范围括大±Δt，Δt小于等于0.1T；

在每组采样中，获取多个时间点对应的第二MOS管零电压开通的反馈电压值u_i；

每采样一组后，选取该采样组中第二MOS管（S2）零电压开通的反馈电压值中的最小值u_nmin与u₀比较：

当u_nmin≤u₀时，将u_nmin对应的时间t_umin选定为第二MOS管（S2）的启动时间t_2on，并停止后续采样；

当u_nmin＞u₀时，进行下一组采样，若直至采样范围扩大到t₀±0.1T仍为u_nmin＞u₀，则将t₀选定为第二MOS管（S2）的启动时间t_2on。

3.根据权利要求1所述的无线充电系统控制方法，其特征在于，

第一MOS管（S1）的启动时间比第二MOS管（S2）的启动时间晚0.5T加死区时间。

4.根据权利要求1所述的无线充电系统控制方法，其特征在于，

所述检测线圈（L3）与无线充电系统中的接收线圈（L2）的耦合系数为0。

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