CN114665732A - 基于电路能量状态的lcl单相并网逆变器控制方法 - Google Patents

基于电路能量状态的lcl单相并网逆变器控制方法 Download PDF

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CN114665732A CN202210291845.5A CN202210291845A CN114665732A CN 114665732 A CN114665732 A CN 114665732A CN 202210291845 A CN202210291845 A CN 202210291845A CN 114665732 A CN114665732 A CN 114665732A
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吴浩
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Abstract

本发明提出了一种基于电路能量状态的LCL型单相并网逆变器的控制方法，包括：步骤1，根据储能元件的储能规律以及选定的电路参数得到电路的能量状态模型；步骤2，对LCL型单相并网逆变器建立有限状态机控制器，设定有效状态和初始状态，获得基于滑模控制的有限状态机控制器收敛条件及切换条件；步骤3，根据所述基于滑模控制的有限状态机控制器，建立有限状态机控制器，在有限频率情况下，使控制变量在有限的时间内收敛到平衡点，即单相并网逆变器输出电流无偏差的跟踪上给定值。

Description

基于电路能量状态的LCL单相并网逆变器控制方法
基于电路能量状态的LCL型单相并网逆变器控制方法
技术领域
本发明涉及自动化控制领域，尤其涉及一种基于滑模控制的单相并网逆变器的控制方法。
背景技术
并网逆变器的核心模块是新能源发电系统的核心模块，LCL滤波器由于具有更优的高频谐波衰减性和滤波效果，以及相同滤波效果下更小的尺寸，已被广泛的应用在并网逆变器上，但是由于LCL型滤波器是三阶系统，存在高频谐振和稳定控制困难等问题。
一些线性控制策略已经应用于LCL型单相并网逆变器上，线性控制策略简单，易于实施。然而，它也存在一些缺点
1)在动态响应和稳态误差上达不到需要的效果；
2)对电路的参数变化敏感，电路参数漂移可能会到导致系统性能下降，被控参数发散等问题；
滑模控制是一种非线性控制方法，它对参数不确定性和外部扰动具有很好的鲁棒性，是一种变结构控制，与其他控制的不同之处在于系统的结构并不固定，而是根据系统当前的状态，有目的地不停变化，使被控对象按照参考轨迹运动，由于滑动模态可以进行设计且与对象参数及扰动无关，使得滑模控制具有快速响应、对参数变化不敏感，克服系统的不确定性。
发明内容
本发明旨在至少解决现有技术中存在的技术问题，特别创新地提出了一种基于电路能量状态的LCL型单相并网逆变器的控制方法。
本发明提出一种基于电路能量状态的LCL型单相并网逆变器的控制方法。利用LCL型滤波器稳定特性，提出了电路能量状态的思想，并且建立LCL滤波器的能量模型量化当前电路能量状态。本方法采用一种基于状态机结构的控制器，通过计算当前电路能量状态与参考能量状态对电路切换控制量，使LCL 型并网逆变器具有很好的动态响应，而且对参数不确定和负载扰动具有很好的鲁棒性。本发明提出的电路能量状态的思想，结合有限状态机结构的控制器，通过添加延时环节限制切换频率，实现了系统稳态时的零误差。
为了实现本发明的上述目的，本发明提供了一种基于电路能量状态的LCL 型单相并网逆变器的控制方法，其关键在于，包括：
步骤1，根据储能元件的储能规律以及选定的电路参数得到电路的能量状态方程；选择的三个电路变量分别为变换器侧电感电流i1、电容电压Uc和电网电流i2，根据电感和电容的储能特点，建立电路的能量状态模型；
步骤2，对LCL型单相并网逆变器建立有限状态机控制器，设定有效状态和初始状态，获得基于滑模控制的有限状态机控制器收敛条件；
步骤3，根据所述基于滑模控制的有限状态机控制器，建立增加时滞值的有限状态机控制器，在有限频率情况下，使控制变量收敛到平衡点，即单相并网逆变器输出电流无偏差的跟踪上给定值；
所述的基于能量状态的LCL型单相并网逆变器的控制方法，优选的，所述步骤1包括：
步骤1-1，选择的三个电路变量分别为变换器侧电感电流i1、电容电压 Uc和电网电流i2，根据电感和电容的储能特点，建立电路的能量状态模型。
Figure BDA0003560706810000031
这里引入E代表电路的能量状态，根据电网侧电流的参考值，可以得到电路参考能量状态
Figure BDA0003560706810000041
3、根据权利要求1所述的基于电路能量状态的LCL型单相并网逆变器控制方法，其特征在于，所述步骤2包括：
步骤2-1，设定状态机的有效状态和初始状态，使有效状态对应状态机的输出量；状态机有四个有效状态A+、A-、Adelay+、Adelay-和一个初始状态；当电路能量状态E＜Eref时，系统工作在左半平面，状态机由A+和Adel驱动，当电路能量状态E＞Eref时，系统工作在右半平面，状态机由A-和A-驱动。 Adelay-和Adelay代表此时状态机进入延时环节，符号“-”代表右半平面，此时控制量d＝-1，符号“+”代表左半平面，此时控制量d＝1；
步骤2-1，根据步骤所得的系统能量状态模型，通过与参考值之间的比较，得到状态之间互相跳转的切换条件。
选择滑模面：
s＝E-Eref (3)
Vin＝dVdc (4)
d＝-sgn(s) (5)
状态机的四个有效状态有对应的控制量A+、A-、Adelay+、Adelay-，其中状态Adelay-和状态A-对应的控制量d＝-1，此时s大于零，此时开关管1和开关管4关断，开关管2和开关管3导通，输入电压Vin＝Vdc。
Vin＝Uc+L1di1/dt (6)
在此状态下，根据所建立的电路能量模型，可以推断出电路中的能量状态E将会增大；
状态A+和Adelay+状态对应的控制量d＝1，此时s小于零时，输入电压为 Vdc，此时开关管2和开关管3关断，开关管1和开关管4导通，输入电压 Vin＝-Vdc。
-Vin＝Uc+L1di1/dt (7)
在此状态下，根据所建立的电路能量模型，可以推断出电路中的能量状态 E将会减小。
通过上述状态之间的切换，在有限的时间内，电路能量状态将跟踪至参考能量状态。
4、根据权利要求1所述的基于电路能量状态的LCL型单相并网逆变器控制方法，其特征在于，所述步骤3包括：
在E＝Eref的基础上，假设一
Figure BDA0003560706810000051
情况1
i1＞iref＞i2 (9)
根据基尔霍夫电流定律，可得
i1＝i2+ic (10)
此时ic＞0，在此期间，电容两端电压将会上升，当
Uc＞vg+L2 di2/dt (11)
电网电流将会上升，此过程将会持续直至
i1＝i2＝iref，Uc＝Uref (12)
情况2
i2＞iref＞i1 (13)
根据基尔霍夫电流定律，可得
i1＝i2+ic (14)
此时ic＜0，在此期间，电容两端电压将会下降，当
Uc＜vg+L2di2/dt (15)
电网电流将会下降，此过程将会持续直至
i1＝i2＝iref，Uc＝Uref (16)
假设二
Figure BDA0003560706810000061
情况1
i2＞iref，Uc＜Uref (18)
根据基尔霍夫电流定律，可得
i1＝i2+ic (19)
此时ic＜0，在此期间，电容两端电压将会下降，当
Uc＜vg+L2di2/dt (20)
电网电流将会下降，此过程将会持续直至
i1＝i2＝iref，Uc＝Uref (21)
情况2
i2＜iref，Uc＞Uref (22)
由于
Uc＞vg+L2di2/dt (23)
电网电流将会上升，此过程将会持续直至
i1＝i2＝iref，Uc＝Uref (24)
假设三
Figure BDA0003560706810000071
情况1
i1＞iref，Uc＜Uref (26)
根据基尔霍夫电流定律，可得
i1＝i2+ic (27)
此时ic＞0，在此期间，电容两端电压将会上升，变换器侧电感电流i1逐渐下降，此过程将会持续直至
i1＝i2＝iref，Uc＝Uref (28)
情况2
i1＜iref，Uc＞Uref (29)
由于
Uc＞vg+L2di2/dt (30)
伴随着电容电压下降，电网侧电流上升，此过程将会持续直至
Uc＝vg+L2di2/dt (31)
由于
E＝Eref (32)
若此时i1＝iref，则电路能量状态到达参考电路能量状态，若此时i1＜iref，由于
i1＜i2 (33)
i1＝i2+ic (34)
随着电容电压继续降低，变换器侧电流持续增大，电网侧电流持续减小，此过程将会持续直至
i1＝i2＝iref，Uc＝Uref (35)
综上所述，由于采用了上述技术方案，本发明的有益效果是：
1.相比与传统的线性控制，改善LCL型单相并网逆变器输出电流的动态特性和稳态特性；
2.利用了LCL滤波器的储能特性，简化了LCL型单相并网逆变器控制器的设计过程；
3.对电路参数的漂移，具有很好的鲁棒性；
本发明的附加方面和优点将在下面的描述中部分给出，部分将从下面的描述中变得明显，或通过本发明的实践了解到。
附图说明
本发明的上述和/或附加的方面和优点从结合下面附图对实施例的描述中将变得明显和容易理解，其中：
图1是本发明基于电路能量状态的LCL型单相并网逆变器的控制方法的 LCL型单相并网逆变器的电路图；
图2是本发明基于电路能量状态的LCL型单相并网逆变器的控制方法的状态机控制器结构图；
图3是本发明基于电路能量状态的LCL型单相并网逆变器的控制方法的方法示意图；
图4是本发明基于电路能量状态的LCL型单相并网逆变器的控制方法的实例电路图；
具体实施方式
下面详细描述本发明的实施例，所述实施例的示例在附图中示出，其中自始至终相同或类似的标号表示相同或类似的元件或具有相同或类似功能的元件。下面通过参考附图描述的实施例是示例性的，仅用于解释本发明，而不能理解为对本发明的限制。
在本发明的描述中，需要理解的是，术语“纵向”、“横向”、“上”、“下”、“前”、“后”、“左”、“右”、“竖直”、“水平”、“顶”、“底”“内”、“外”等指示的方位或位置关系为基于附图所示的方位或位置关系，仅是为了便于描述本发明和简化描述，而不是指示或暗示所指的装置或元件必须具有特定的方位、以特定的方位构造和操作，因此不能理解为对本发明的限制。
在本发明的描述中，除非另有规定和限定，需要说明的是，术语“安装”、“相连”、“连接”应做广义理解，例如，能够是机械连接或电连接，也能够是两个元件内部的连通，能够是直接相连，也能够通过中间媒介间接相连，对于本领域的普通技术人员而言，能够根据具体情况理解上述术语的具体含义。
图1展示的是LCL型单相并网逆变器的电路结构，建立电路能量状态的模型
Figure BDA0003560706810000091
类似的，获得电路能量状态参考模型
Figure BDA0003560706810000092
开关S1、S2、S3、S4的不同的状态决定了电路的不同状态。
控制量d＝1时，开关管S1和S4导通，开关管S2和S3关断，由控制器的输入输出微分方程可得到如下微分方程组
Vdc＝Uc+L1di1/dt (3)
控制量d＝-1时，开关管S1和S4关断，开关管S2和S3导通，由控制器的输入输出微分方程可得到如下微分方程组
-Vdc＝Uc+L1di1/dt (4)
选择滑模面：
s＝E-Eref (5)
Vin＝dVdc (6)
d＝-sgn(s) (7)
图2展示的是状态机的结构示意图，状态机由四个有效状态和一个初始状态组成，状态之间的切换条件上文已作具体解释，状态机的四个有效状态有对应的控制量A+、A-、Adelay、Adela，其中状态Adelay和状态A-对应的控制量d＝-1，此时s大于零，此时开关管1和开关管4关断，开关管2和开关管3导通，输入电压Vin＝Vdc。
Vin＝Uc+L1di1/dt (8)
在此状态下，根据所建立的电路能量模型，可以推断出电路中的能量状态 E将会增大；
状态A+和Adelay+状态对应的控制量d＝1，此时s小于零时，输入电压为 Vdc，此时开关管2和开关管3关断，开关管1和开关管4导通，输入电压 Vin＝-Vdc。
-Vin＝Uc+L1di1/dt (9)
在此状态下，根据所建立的电路能量模型，可以推断出电路中的能量状态 E将会减小。
通过上述状态之间的切换，在有限的时间内，电路能量状态将跟踪至参考能量状态。
在E＝Eref的基础上
假设一
Figure BDA0003560706810000111
情况1
i1＞iref＞i2 (11)
根据基尔霍夫电流定律，可得
i1＝i2+ic (12)
此时ic＞0，在此期间，电容两端电压将会上升，当
Uc＞vg+L2 di2/dt (13)
电网电流将会上升，此过程将会持续直至
i1＝i2＝iref，Uc＝Uref (14)
情况2
i2＞iref＞i1 (15)
根据基尔霍夫电流定律，可得
i1＝i2+ic (16)
此时ic＜0，在此期间，电容两端电压将会下降，当
Uc＜vg+L2 di2/dt (17)
电网电流将会下降，此过程将会持续直至
i1＝i2＝iref，Uc＝Uref (18)
假设二
Figure BDA0003560706810000121
情况1
i2＞iref，Uc＜Uref (20)
根据基尔霍夫电流定律，可得
i1＝i2+ic (21)
此时ic＜0，在此期间，电容两端电压将会下降，当
Uc＜vg+L2di2/dt (22)
电网电流将会下降，此过程将会持续直至
i1＝i2＝iref，Uc＝Uref (23)
情况2
i2＜iref，Uc＞Uref (24)
由于
Uc＞vg+L2di2/dt (25)
电网电流将会上升，此过程将会持续直至
i1＝i2＝iref，Uc＝Uref (26)
假设三
Figure BDA0003560706810000122
情况1
i1＞iref，Uc＜Uref (28)
根据基尔霍夫电流定律，可得
i1＝i2+ic (29)
此时ic＞0，在此期间，电容两端电压将会上升，变换器侧电感电流i1逐渐下降，此过程将会持续直至
i1＝i2＝iref，Uc＝Uref (30)
情况2
i1＜iref，Uc＞Uref (31)
由于
Uc＞vg+L2di2/dt (32)
伴随着电容电压下降，电网侧电流上升，此过程将会持续直至
Uc＝vg+L2di2/dt (33)
由于
E＝Eref (34)
若此时i1＝iref，则电路能量状态到达参考电路能量状态，若此时i1＜iref，由于
i1＜i2 (35)
i1＝i2+ic (36)
随着电容电压继续降低，变换器侧电流持续增大，电网侧电流持续减小，此过程将会持续直至
i1＝i2＝iref，Uc＝Uref (37)
图3展示的是基于电路能量的LCL型单相并网逆变器的控制方法的方法示意图，基于二阶滑模的切换函数思想进行改进，此控制方法由三大步骤实现。从根据储能元件的储能规律以及选定的电路参数得到电路的能量状态模型，再对LCL型单相并网逆变器建立有限状态机控制器，设定有效状态和初始状态，获得基于滑模控制的有限状态机控制器收敛条件及切换条件，然后获得了电路能量状态收敛的条件，三大步骤完整地叙述了状态机控制器的设计流程和工作流程。
图4展示的是实例电路图，电感电流和电容电压作为反馈信号返回至状态机控制器，状态机控制器输出控制信号至四个开关MOSFET。控制器对采集到的信号进行处理，得到电路的能量状态，然后产生PWM信号控制开关管的工作，以此达到对电路工作状态的控制。
在本说明书的描述中，参考术语“一个实施例”、“一些实施例”、“示例”、“具体示例”、或“一些示例”等的描述意指结合该实施例或示例描述的具体特征、结构、材料或者特点包含于本发明的至少一个实施例或示例中。在本说明书中，对上述术语的示意性表述不一定指的是相同的实施例或示例。而且，描述的具体特征、结构、材料或者特点能够在任何的一个或多个实施例或示例中以合适的方式结合。
尽管已经示出和描述了本发明的实施例，本领域的普通技术人员能够理解：在不脱离本发明的原理和宗旨的情况下能够对这些实施例进行多种变化、修改、替换和变型，本发明的范围由权利要求及其等同物限定。

Claims (4)

1.一种基于电路能量状态的LCL型单相并网逆变器控制方法，其特征在于，包括：
步骤1，根据储能元件的储能规律以及选定的电路参数得到电路的能量状态方程；
步骤1-1，选择的三个电路变量分别为变换器侧电感电流i1、电容电压Uc和电网电流i2，根据电感和电容的储能特点，建立电路的能量状态模型；
步骤2，对LCL型单相并网逆变器建立有限状态机控制器，设定有效状态和初始状态，获得基于滑模控制的有限状态机控制器收敛条件及切换条件；
步骤3，根据所述基于滑模控制的有限状态机控制器，在有限频率情况下，使控制变量在有限的时间内收敛到平衡点，即单相并网逆变器输出电流无偏差的跟踪上给定值。
2.根据权利要求1所述的基于电路能量状态的LCL型单相并网逆变器控制方法，其特征在于，所述步骤1包括：
建立电路能量状态的模型
Figure FDA0003560706800000011
这里引入E代表电路的能量状态，根据电网侧电流的参考值，可以得到电路参考能量状态
Figure FDA0003560706800000012
3.根据权利要求1所述的基于电路能量状态的LCL型单相并网逆变器控制方法，其特征在于，所述步骤2包括：
步骤2-1，设定状态机的有效状态和初始状态，使有效状态对应状态机的输出量；状态机有四个有效状态A+、A-、Adelay、Adelay-和一个初始状态；当电路能量状态E<Eref时，系统工作在左半平面，状态机由A+和Adelay+驱动，当电路能量状态E>Eref时，系统工作在右半平面，状态机由A_和A_驱动。Adelay-和Adelay+代表此时状态机进入延时环节，符号“-”代表右半平面，此时控制量d＝-1，符号“+”代表左半平面，此时控制量d＝1；
步骤2-2，根据步骤1所得的系统能量状态模型，通过与参考值之间的比较，得到状态之间互相跳转的切换条件。
选择滑模面
s＝E-Eref (3)
Vin＝dVdc (4)
d＝-sgn(s) (5)
状态机的四个有效状态有对应的控制量A+、A-、Adelay+、Adelay-，其中状态Adelay和状态A-对应的控制量d＝-1，此时s大于零，此时开关管1和开关管4关断，开关管2和开关管3导通，输入电压Vin＝Vdc。
Vin＝Uc+L1di1/dt (6)
在此状态下，根据所建立的电路能量模型，可以推断出电路中的能量状态E将会增大；
状态A+和Adelay+状态对应的控制量d＝1，此时s小于零时，输入电压为Vdc，此时开关管2和开关管3关断，开关管1和开关管4导通，输入电压Vin＝-Vdc。
-Vin＝Uc+L1di1/dt (7)
在此状态下，根据所建立的电路能量模型，可以推断出电路中的能量状态E将会减小。
通过上述状态之间的切换，在有限的时间内，电路能量状态将跟踪至参考能量状态。
4.根据权利要求1所述的基于电路能量状态的LCL型单相并网逆变器控制方法，其特征在于，所述步骤3包括：
在E＝Eref的基础上，假设一
Figure FDA0003560706800000031
情况1
i1>iref>i2 (9)
根据基尔霍夫电流定律，可得
i1＝i2+ic (10)
此时ic>0，在此期间，电容两端电压将会上升，当
Uc>vg+L2di2/dt (11)
电网电流将会上升，此过程将会持续直至
i1＝i2＝iref,Uc＝Uref (12)
情况2
i2>iref>i1 (13)
根据基尔霍夫电流定律，可得
i1＝i2+ic (14)
此时ic<0，在此期间，电容两端电压将会下降，当
Uc<vg+L2di2/dt (15)
电网电流将会下降，此过程将会持续直至
i1＝i2＝iref,Uc＝Uref (16)
假设二
Figure FDA0003560706800000032
情况1
i2>iref,Uc<Uref (18)
根据基尔霍夫电流定律，可得
i1＝i2+ic (19)
此时ic<0，在此期间，电容两端电压将会下降，当
Uc<vg+L2di2/dt (20)
电网电流将会下降，此过程将会持续直至
i1＝i2＝iref,Uc＝Uref (21)
情况2
i2<iref,Uc>Uref (22)
由于
Uc>vg+L2di2/dt (23)
电网电流将会上升，此过程将会持续直至
i1＝i2＝iref,Uc＝Uref (24)
假设三
Figure FDA0003560706800000041
情况1
i1>iref,Uc<Uref (26)
根据基尔霍夫电流定律，可得
i1＝i2+ic (27)
此时ic>0，在此期间，电容两端电压将会上升，变换器侧电感电流i1逐渐下降，此过程将会持续直至
i1＝i2＝iref,Uc＝Uref (28)
情况2
i1<iref,Uc>Uref (29)
由于
Uc>vg+L2di2/dt (30)
伴随着电容电压下降，电网侧电流上升，此过程将会持续直至
Uc＝vg+L2di2/dt (31)
由于
E＝Eref (32)
若此时i1＝iref，则电路能量状态到达参考电路能量状态，若此时i1<iref,由于
i1<i2 (33)
i1＝i2+ic (34)
随着电容电压继续降低，变换器侧电流持续增大，电网侧电流持续减小，此过程将会持续直至
i1＝i2＝iref,Uc＝Uref (35) 。
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Citations (7)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN106300430A (zh) * 2016-10-26 2017-01-04 中国能源建设集团广东火电工程有限公司 一种微型光伏并网逆变器及其并网控制方法
CN107707146A (zh) * 2017-10-23 2018-02-16 王为睿 双向功率流LCL型双Buck并网逆变器及其控制方法
CN109888822A (zh) * 2019-02-28 2019-06-14 南京工程学院 基于滑模控制的lcl型并网三相逆变器控制方法和系统
CN110086343A (zh) * 2019-05-30 2019-08-02 重庆大学 基于状态机控制器的Boost DC-DC变换器的负载预估方法
CN110112915A (zh) * 2019-05-27 2019-08-09 重庆大学 基于二阶滑模控制的Boost DC-DC变换器的控制方法
CN112688274A (zh) * 2020-12-08 2021-04-20 特变电工西安电气科技有限公司 一种光伏并网逆变器的故障封波方法
CN113507133A (zh) * 2021-06-07 2021-10-15 淮阴工学院 一种基于能量方程的单相lcl型并网逆变器有源阻尼策略

Patent Citations (7)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN106300430A (zh) * 2016-10-26 2017-01-04 中国能源建设集团广东火电工程有限公司 一种微型光伏并网逆变器及其并网控制方法
CN107707146A (zh) * 2017-10-23 2018-02-16 王为睿 双向功率流LCL型双Buck并网逆变器及其控制方法
CN109888822A (zh) * 2019-02-28 2019-06-14 南京工程学院 基于滑模控制的lcl型并网三相逆变器控制方法和系统
CN110112915A (zh) * 2019-05-27 2019-08-09 重庆大学 基于二阶滑模控制的Boost DC-DC变换器的控制方法
CN110086343A (zh) * 2019-05-30 2019-08-02 重庆大学 基于状态机控制器的Boost DC-DC变换器的负载预估方法
CN112688274A (zh) * 2020-12-08 2021-04-20 特变电工西安电气科技有限公司 一种光伏并网逆变器的故障封波方法
CN113507133A (zh) * 2021-06-07 2021-10-15 淮阴工学院 一种基于能量方程的单相lcl型并网逆变器有源阻尼策略

Non-Patent Citations (1)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Title
ZENGHAO XIA, ET AL: "The control method for LCL-type single-phase grid-connected inverter based on circuit energy storage", 《2022 IEEE ENERGY CONVERSION CONGRESS AND EXPOSITION》, 30 November 2022 (2022-11-30), pages 1 - 5 *

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